Beschreibung

Oszillatoranordnung und Verfahren zum Erzeugen eines periodischen Signals

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Oszillatoranordnung, aufweisend einen Ladungsspeicher und einen Komparator mit einem ersten Eingang, der mit dem Ladungsspeicher zum Zuführen eines von dessen Ladezustand abhängigen Signals verbunden ist, mit einem zweiten Eingang zum Zuführen einer Schalt- schwelle und mit einem Ausgang, der mit dem Ladungsspeicher verbunden ist. Bezüglich des Verfahrens betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Erzeugen eines periodischen Signals mit den Schritten: Aufladen eines Ladungsspeichers mit einem Aufladestrom, Vergleichen eines vom Ladezustand des Ladungs- speichers abhängigen Signals mit einer Schaltschwelle mittels eines Komparators und Entladen des Ladungsspeichers.

Es sind verschiedene Möglichkeiten bekannt, einen Oszillator in integrierter Halbleiter-Schaltungstechnik zu realisieren. Während bei so genannten LC-Oszillatoren die Schwingkreisfrequenz durch eine Induktivität und eine Kapazität festgelegt wird, erfolgt dies bei Ringoszillatoren durch Laufzeiteffekte. Bei dem so genannten Relaxationsoszillator, der auch als Kippgenerator bezeichnet wird, bestimmt ein Kondensator das Zeitverhalten. Der Kondensator wird abwechselnd aufgeladen und entladen. Dabei wird der Kondensator normalerweise aufgeladen, bis seine Spannung eine obere Schwelle überschreitet. Wenn dies auftritt, wird ein Entladevorgang gestartet und der Kondensator entladen. Beispielsweise dann, wenn der Kondensator mit seiner Spannung unter eine untere Schwelle fällt, wird der gesamte Zyklus wiederholt. Dies resultiert in einem dreieckförmigen oder sägezahnförmigen Spannungsverlauf .

Eine solche, gattungsgemäße Oszillatoranordnung ist beispielsweise in dem Dokument Michael P. Flynn, Sverre U. Lidholm: A 1.2-μm CMOS Current-Controlled Oscillator, IEEE Jour- nal of Solid-State Circuits, VOL. 27, No. 7, JuIy 1992 in Figur 1 gezeigt.

In tragbaren oder batteriebetriebenen Anwendungen ist es von großer Bedeutung, Schaltkreise zu realisieren, die bei sehr geringen Strompegeln arbeiten, um Energie zu sparen. Dies gilt besonders für Geräte, die von schwachen Stromquellen versorgt werden wie beispielsweise Solarzellen oder Piezo- kristallen, die mechanische Energie in elektrische Energie transformieren.

Oszillatoren werden in tragbaren medizinischen Geräten wie Blutdruck-, oder Pulsmessgeräten, Geräten zur Verabreichung von Insulin, aber auch in Automobilanwendungen wie überwachungssystemen für den Reifenluftdruck benötigt. Bei letzte- rem dient der Oszillator dazu, das Messsystem in regelmäßigen Intervallen aufzuwecken. In allen beschriebenen Fällen ist es wünschenswert, dass der Oszillator eine geringmögliche Energie verbraucht und außerdem unempfindlich gegenüber Temperaturschwankungen und Versorgungsspannungsschwankungen ist.

In dem Dokument US 4,205,279 ist ein RC-Oszillator angegeben. Zur Erzeugung von Umschaltschwellen sind dort Widerstände und Bipolartransistoren vorgesehen. Diese Schaltung kann jedoch nicht vollständig in Metal Oxide Semiconductor, MOS- Schaltungstechnik aufgebaut werden. Darüber hinaus ist die dort vorgeschlagene Stromquelle, die einen als Diode verschalteten P-Kanal MOS-Transistor mit angeschlossenen Widerstand umfasst, nicht für besonders geringen Energiebedarf ge-

eignet und die BIAS-Quelle leidet unter Temperaturschwankungen.

Das Dokument US 4,714,901 betrifft einen temperaturkompen- sierten komplementären Metall-Isolator-Halbleiter-Oszillator . Dort ist ein Spannungsteiler gezeigt, der zur Erzeugung einer temperaturstabilen Referenzspannung weitergebildet ist. Dieses Prinzip ist jedoch nicht geeignet, um extrem kleine BIAS- Ströme zu erzeugen.

Ein Oszillator mit reduzierter Temperaturabhängigkeit ist in dem Dokument US 4,868,525 gezeigt. Dort wird die Eigenschaft ausgenutzt, mit verschiedenen Temperaturkoeffizienten von Widerständen eine teilweise Temperaturkompensation zu erzielen. Eine vollständige Temperaturkompensation ist damit jedoch nicht möglich.

Einen verzögerungsgesteuerten Relaxationsoszillator zeigt das Dokument US 4,963,840. Zwei Komparatoren dienen dazu, den Auflade- und Entladestrom zu schalten. Obwohl diese Schaltung eine reduzierte Stromaufnahme durch das vorgeschlagene Schaltprinzip hat, ist aufgrund des Spannungsteilers zur Erzeugung eines Referenzpegels diese Schaltung nicht für extrem geringen Stromverbrauch geeignet.

Das Dokument US 5,461,590 zeigt einen Oszillator mit einer Konstantstromquelle, die unabhängig von SpannungsSchwankungen und TemperaturSchwankungen arbeitet. Der Betrieb dieser Konstantstromquelle ist in dem Dokument US 5,315,230 näher er- läutert. Dabei ist vorgesehen, eine Referenzkapazität aufzuladen, um eine Verzögerung zu erzeugen, die die Taktperiode eines AusgangsSignals des Oszillators festlegt. Da dort jedoch sehr große Widerstände benötigt werden, um einen Lade-

ström im Bereich von einem Mikroampere zu erzeugen, ist auch dieser Schaltkreis nicht für eine weitere Reduzierung des Stromverbrauchs geeignet.

Die Schaltung in dem Dokument US 5,604,467 umfasst eine Kippstufe mit temperaturkompensierter Stromquelle und einen Spannungsgenerator zur Erzeugung einer nahezu konstanten Spannung in Abhängigkeit der Temperatur. Da auch hier große Widerstände zur Erzeugung kleiner BIAS-Ströme verwendet werden, ist dieses Prinzip nicht geeignet für besonders geringe Stromaufnahme eines Oszillators.

Ein Oszillator mit stabiler Taktfrequenz, die unempfindlich bezüglich TemperaturSchwankungen ist, ist in dem Dokument US 6,020,792 gezeigt. Dort kommt eine Bandgap-Quelle zum Einsatz. Es werden sowohl Ströme erzeugt, die zur absoluten Temperatur proportional sind, als auch temperaturkonstante Ströme. Dies dient zum Aufladen eines Referenzkondensators. Aufgrund der verwendeten Bandgap-Schaltung ist dieses Prinzip jedoch nicht geeignet, um Versorgungsströme von kleiner 100 Nanoampere zu erzielen.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Oszillatoranordnung und ein Verfahren zur Erzeugung eines periodischen Signals anzugeben, bei denen die Stromaufnahme weiter reduziert ist.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bezüglich der Vorrichtung durch eine Oszillatoranordnung gelöst, die mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 weitergebildet ist. Bezüglich des Verfahrens wird die Aufgabe gelöst durch ein Verfahren mit den Schritten gemäß Patentanspruch 14.

Weitere Einzelheiten und Ausgestaltungen des vorgeschlagenen Prinzips sind jeweils Gegenstand der Unteransprüche.

Bei einem Strom-Komparator, englisch: current mode compara- tor, sind zwei stromgesteuerte Zweige vorgesehen. Während einer der Stromzweige von dem Ladezustand des Ladungsspeichers, bevorzugt der Spannung über dem Kondensator abhängig ist, ist der andere Stromzweig abhängig von einer Schaltschwelle. Die Schaltschwelle dient zum Umschalten zwischen Aufladen und Entladen beziehungsweise Entladen und Aufladen des Ladungsspeichers. Vorliegend dient einer dieser beiden Stromzweige des Komparators zugleich als Ladestromzweig zum Führen des Ladestroms, mit dem der Ladungsspeicher aufgeladen oder entladen wird. Somit ist die Anzahl der stromführenden Zweige reduziert. Dies ermöglicht eine deutliche Einsparung bezüglich Stromverbrauch der Schaltung.

Die beiden Stromzweige des Komparators sind bevorzugt über einen Stromspiegel miteinander gekoppelt.

Dabei umfasst der Stromspiegel bevorzugt zwei Transistoren vom unipolaren Typ, mit je einer gesteuerten Strecke. Ein An- schluss einer gesteuerten Strecke eines der Transistoren ist bevorzugt mit einem Eingang zum Zuführen der Schaltschwelle verbunden, während ein Anschluss eines anderen Transistors des Stromspiegels bevorzugt mit einem Anschluss zum Verbinden mit dem Ladungsspeicher angeschlossen ist. Der Ausgangsan- schluss des Komparators ist bevorzugt an einem freien Ende einer gesteuerten Strecke des ausgangsseitigen Transistors des Stromspiegels gebildet.

Parallel zu dem Ladungsspeicher kann ein Entladestromzweig geschaltet sein. Der Entladestromzweig ist bevorzugt schalt-

bar ausgebildet und umfasst entweder einen Schalter parallel zum Ladungsspeicher oder eine schaltbare Stromquelle oder Stromsenke parallel zum Ladungsspeieher. Der Schalter wird bevorzugt in Abhängigkeit von einem Ausgangssignal des Kompa- rators angesteuert.

Hierfür ist mit Vorteil eine Steuereinheit vorgesehen mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Komparators verbunden ist und mit einem Ausgang, der mit einem Steuereingang zum Zu- und Abschalten des Entladestromzweigs verbunden ist.

Die Steuereinheit umfasst bevorzugt eine Kippstufe wie beispielsweise ein RS-Flip-Flop.

Alternativ kann eine Digitalschaltung mit Speicher vorgesehen sein.

Um eine noch weitere Reduzierung des Stromverbrauchs zu erzielen, kann die Steuereinheit bevorzugt mit einem Spannungs- regier zu ihrer Spannungsversorgung angesteuert sein.

Der Ausgang der Oszillatoranordnung, an dem eine Dreieck- beziehungsweise Sägezahnspannung bereitstellbar ist, ist mit Vorteil am Ausgang des Komparators gebildet.

In einer Weiterbildung ist zwischen dem Ausgang des Komparators und dem Oszillatorausgang ein Frequenzteiler geschaltet.

Der Frequenzteiler ist bevorzugt ebenfalls mit dem Spannungs- regier zu seiner Spannungsversorgung gekoppelt.

Die Schaltschwelle für den Komparator wird bevorzugt mit einer Referenzspannungsquelle bereitgestellt.

Die Referenzspannungsquelle ist mit Vorteil ausgebildet zum Bereitstellen einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung, englisch: PTAT, proportional to absolut temperatu- re.

Um zwei einstellbare und vorgebbare Umschaltzeitpunkte zu realisieren, ist bevorzugt ein weiterer Komparator vorgesehen. Dieser hat einen ersten Eingang, der mit dem Ladungsspeicher zum Zuführen eines ladezustandsabhängigen Signals verbunden ist, einen zweiten Eingang zum Zuführen einer weiteren Schaltschwelle und einen Ausgang, der mit dem Ladungsspeicher verbunden ist, wobei eine der beiden Schaltschwellen eine o- bere und die andere der beiden Schaltschwellen eine untere Schaltschwelle ist.

Für den weiteren Komparator kann eine zusätzliche Referenz- Spannungsquelle vorgesehen sein zum Bereitstellen der weiteren Schaltschwelle.

Auch die weitere Referenzspannungsquelle ist bevorzugt ausgebildet zum Bereitstellen einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung.

Bevorzugt ist eine gemeinsame BIAS-Stromquelle vorgesehen, die ausgangsseitig mit den Stromzweigen des oder der Kompara- toren verbunden ist. Auch die Referenzspannungsquelle und die gegebenenfalls vorhandene weitere Referenzspannungsquelle sind mit Vorteil durch die gemeinsame BIAS-Stromquelle mit einem BIAS-Signal versorgt. Hierdurch werden die Gleichlauf- eigenschaften der Schaltung weiter verbessert .

Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Es zeigen:

Figur 1 ein erstes Ausführungsbeispiel des vorgeschlagenen Prinzips anhand eines Schaltbilds,

Figur 2 eine beispielhafte Weiterbildung der Schaltung von Figur 1 anhand eines Schaltplans,

Figur 3 den Aufbau eines Strom-Komparators an einem Beispiel,

Figur 4 ein Beispiel eines Strom-Komparators mit Referenzspannungsquelle und gemeinsamer BIAS- Stromversorgung,

Figur 5 ein Ausführungsbeispiel eines Spannungsreglers und

Figur 6 einen beispielhaften Signalverlauf der Kondensatorspannung eines Relaxationsoszillators.

Nachfolgend bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder gleich wirkende Teile.

Figur 1 zeigt eine Oszillatoranordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Das Zeitverhalten wird durch eine Referenzkapazität als Ladungsspeicher 1 bestimmt. Ein erster Komparator 2 hat einen ersten Eingang 3, der mit dem Ladungsspeicher 1 verbunden ist. Ein zweiter Eingang 4 des Komparators dient zum Zuführen einer oberen Schaltschwelle V _TH . Der Komparator 2 umfasst zwei Stromzweige, die über einen Stromspiegel mit-

einander verbunden sind. Der Stromspiegel umfasst einen ersten Transistor 5 und einen zweiten Transistor 6. Der erste Transistor 5 ist als Diode verschaltet. Der Drain-Anschluss des eingangsseitigen Stromspiegeltransistors 5 ist mit dessen Gate-Anschluss und über eine Stromquelle 7 mit einem Versor- gungspotenzialanschluss 8 verbunden. Der Source-Anschluss des ersten Transistors 5 bildet den Eingang 4. Der ausgangsseiti- ge Transistor 6 des Stromspiegels ist mit seinem Drain- Anschluss, der zugleich den Ausgang 9 des Komparators 2 bil- det, über eine Stromquelle 10 mit dem Versorgungspotenzialan- schluss 8 verbunden. Der Source-Anschluss des ausgangsseiti- gen Stromspiegeltransistors 6 bildet den Eingang 3. Parallel zum Ladungsspeicher 1 ist ein Entladestromzweig geschaltet, der einen Schalter 11 umfasst.

Eine erste Referenzspannungsquelle 12 umfasst zwei bezüglich ihrer gesteuerten Strecken in Serie verschaltete Transistoren 13, 14. Diese Serienschaltung ist zwischen eine Stromquelle 15, die gegen Versorgungspotenzial 8 geschaltet ist, und ei- nen Bezugspotenzialanschluss 16 geschaltet. Die Gate- Anschlüsse der beiden Transistoren 13, 14 der ersten Referenzspannungsquelle 12 sind miteinander und mit der Stromquelle 15 verbunden. Am Verbindungsknoten der gesteuerten Strecken der Transistoren 13, 14 ist der Ausgang der Refe- renzspannungsquelle gebildet, der mit dem Eingang 4 des Komparators 2 verbunden ist.

Spiegelsymmetrisch zu dem ersten Komparator 2 und der ersten Referenzspannungsquelle 12 ist ein zweiter Komparator 17 mit einer zweiten ReferenzSpannungsquelle 18 aufgebaut. Einer der beiden Eingänge des zweiten Komparators 17 ist ebenfalls mit dem Ladungsspeicher 1 verbunden. Am ausgangsseitigen Transis-

tor des Stromspiegels des zweiten Komparators 17 ist ein Ausgang 19 des zweiten Komparators 17 gebildet.

Die Stromquellen 7, 10 des ersten Komparators 2, die Strom- quelle der ersten Referenzspannungsquelle 15 sowie die Stromquellen des zweiten Komparators 17 und der zweite Referenz- Spannungsquelle 18 sind durch eine gemeinsame BIAS-Quelle 20 angesteuert. Eine Steuereinheit 21 hat zwei Eingänge, die mit den Ausgängen 9, 19 der Komparatoren 2, 17 verbunden ist. Ein Ausgang der Steuereinheit 21 ist mit einem Steuereingang des Schalters 11 zu dessen Ansteuerung verbunden. Bezüglich ihrer Spannungsversorgung ist die Steuereinheit 21 über einen Spannungsregler 22 mit dem Versorgungspotenzialanschluss 8 verbunden. Der Spannungsregler 22 stellt eine bezüglich der Spannung VDD am Versorgungspotenzialanschluss 8 geringere

VersorgungsSpannung V _LOGIC bereit. Der Ausgang der Steuereinheit 21 ist weiterhin mit einem Frequenzteiler 23 verbunden, an dessen Ausgang das Ausgangs-Taktsignal CLK des Oszillators von Figur 1 bereitgestellt ist. Auch der Frequenzteiler 23 ist zu seiner Spannungsversorgung an den Ausgang des Spannungsreglers 22 angeschlossen.

Der Komparator 2 vergleicht die aktuell über dem Ladungsspeicher 1 abfallende Spannung mit der oberen Schaltschwelle V _TH , die die erste Referenzspannungsquelle 12 liefert. Sobald bei einem Aufladevorgang des Ladungsspeichers 1 die Spannung über dem Ladungsspeicher 1 diese obere Schaltschwelle überschreitet, wird am Ausgang 9 ein Signal SET an die Steuereinheit 21 abgegeben, die daraufhin den Entladevorgang durch Schließen des Schalters 11 einleitet. Sobald durch die nachfolgende Entladung des Ladungsspeichers 1 die Spannung über dem Ladungsspeicher 1 unter eine untere Schaltschwelle V _TL absinkt, was der zweite Komparator 17 ermittelt, gibt dieser am Aus-

gang 19 ein invertiertes Rücksetz-Signal RESET an die Steuereinheit 21 ab. Daraufhin öffnet diese den Schalter 11 wieder, sodass ein erneutes Aufladen des Ladungsspeichers 1 erfolgt.

Vorliegend erfolgt das Aufladen des Ladungsspeichers 1 nicht durch einen separaten Stromzweig, sondern vielmehr wird ein ohnehin vorhandener Stromzweig der Komparatoren 2, 17 mitbenutzt. Dadurch wird mindestens ein stromführender Zweig der Schaltung eingespart. Dadurch ist eine deutliche Verringerung des Strombedarfs der Schaltung möglich. Die vorliegende

Schaltung kommt mit einem typischen Versorgungsstrom von nur Zehn Nanoampere einschließlich BIAS-Versorgung und Steuerlogik aus. Bei der vorgeschlagenen Schaltung ist die Empfindlichkeit gegenüber Temperaturschwankungen und Schwankungen der Versorgungsspannung VDD sehr gering. Der typische, mit dem vorgeschlagenen Prinzip erzielbare Temperaturkoeffizient beträgt 300 ppm pro Grad Celsius. Die vorgeschlagene Schaltungsarchitektur ist besonders für Anwendungen geeignet, bei denen der Leistungsverbrauch kritisch ist, beispielsweise für sogenannte Ultra Low Power-Anwendungen mit schwachen Energiequellen wie eingangs erläutert.

Die vorgeschlagene Ausführung umfasst eine Stromreferenz mit Selbstvorspannungserzeugung, englisch: self-biased current reference, zur Erzeugung eines zur absoluten Temperatur proportionalen Ladestroms. Mit dieser Stromquelle wird der Ladungsspeicher 1 aufgeladen. Die Spannung über dem Ladungsspeicher 1 wird mit je einer Referenzspannung V _TH , V _TL verglichen, die ebenfalls proportional zur absoluten Temperatur ist. Dadurch werden Temperaturschwankungen mit Genauigkeit erster Ordnung kompensiert .

Anstelle der vorgeschlagenen Stromquelle 10, 7, 15 könnten auch andere Stromquellen zum Einsatz kommen.

Die vorgeschlagene Stromquelle reduziert den Stromverbrauch zusätzlich durch die durchgängige Verwendung von Stromspiegeln mit Einheitswerten der Verstärkung. Die vorgeschlagene Stromquelle 10 verwendet bevorzugt MOSFET-Transistoren, die entweder in schwacher Inversion oder in mäßiger Inversion betrieben werden. Im Ergebnis ist dieser Schaltkreis mit beson- ders geringen VersorgungsSpannungen betreibbar und verbraucht weniger Leistung als bisher vorgeschlagene Stromquellen dieser Art .

Es könnten auch Stromspiegel zum Einsatz kommen, die nicht auf Widerstands-Einheitswerten basieren. Dies würde in höherem Leistungsverbrauch als bei Verwendung von Stromspiegeln mit Einheitswerten in der Verstärkung resultieren.

Die Versorgung des RS-Flip-Flops in der Steuereinheit 21 zum Umschalten zwischen Auflade- und Entladebetrieb des Ladungsspeichers mit reduzierter Versorgungsspannung senkt den Gesamtstromverbrauch der Anordnung weiter.

Figur 2 zeigt eine Weiterbildung der Schaltung von Figur 1 an einem Beispiel. Insoweit sich diese Ausführungsbeispiele in den verwendeten Bauteilen und deren vorteilhafter Verschal- tung und Funktionsweise entsprechen, wird eine Wiederholung der Beschreibung an dieser Stelle vermieden.

Bezüglich der Komparatoren 2, 17 und der Referenzspannungs- quellen 12, 18 ist Figur 2 dahingehend weitergebildet, dass die Stromquellen 7, 10, 15 dieser Funktionsblöcke als unipolare Transistoren ausgebildet sind, deren Gate-Anschlüsse

miteinander und mit einem Ausgang einer BIAS-Quelle 20 verbunden sind. Die BIAS-Quelle 20 umfasst im Einzelnen einen ersten Stromzweig zur Bildung einer Referenzquelle 24 mit zwei in Serie verschalteten Transistoren, deren Aufbau und Verschaltung der Referenzspannungsquelle 12 entspricht. Auch diese Serienschaltung ist zwischen einen Stromquellentransistor 25 und den Bezugspotenzialanschluss 16 geschaltet. Der Stromquellentransistor 25 ist an seinem Source-Anschluss mit dem Versorgungspotenzialanschluss 8 verbunden. Der Ausgangs- abgriff der Referenzspannungsquelle 24 ist mit einem Source- Anschluss eines ausgangsseitigen Transistors 26 eines Stromspiegels 26, 27 verbunden. Die Transistoren 26, 27 des Stromspiegels sind gateseitig miteinander verbunden. Der eingangs- seitige Transistor 27 dieses Stromspiegels hat ein mit seinem Drain-Anschluss verbundenes Gate. Der Source-Anschluss des eingangsseitigen Stromspiegeltransistors 27 ist mit dem Bezugspotenzialanschluss 16 verbunden. Ein weiterer Stromspiegel umfasst zwei sourceseitig gegen den Versorgungspotenzialanschluss 8 geschaltete Transistoren 28, 29. Während der Drain-Anschluss des eingangsseitigen, als Diode verschalteten Transistors 28 mit dem Drain-Anschluss des Transistors 26 verbunden ist, ist der Drain-Anschluss des ausgangsseitigen Transistors 29 des weiteren Stromspiegels mit dem Drain- Anschluss des Transistors 27 verbunden. Die Gate-Anschlüsse aller Transistoren 25, 28, 29 der BIAS-Quelle 21, die mit

Versorgungspotenzialanschluss 8 verbunden sind, sind miteinander in dem Ausgangsanschlussknoten der BIAS-Quelle verschaltet.

Die Steuereinheit 21 ist in Figur 2 als RS-Flip-Flop 30 ausgebildet. Das RS-Flip-Flop 30 hat einen Setz-Eingang S, einen Rücksetz-Eingang R, einen Ausgang Q und einen invertierenden Ausgang. Ein Versorgungsspannungsanschluss der Steuereinheit

21, vorliegend des Flip-Flops 30, ist mit einem Ausgang eines Spannungsreglers 22 verbunden. Der Setz-Eingang S ist mit dem Ausgang 9 des ersten Komparators 2 verbunden. Der Rücksetz- Eingang R ist mit dem Ausgang 19 des zweiten Komparators 17 verbunden. Der Ausgang Q des RS-Flip-Flops 30 ist mit einem Gate-Anschluss eines Transistors verbunden, dessen gesteuerte Strecke parallel zum Ladungsspeicher 1 geschaltet ist und den Schalter 11 repräsentiert.

Der Spannungsregler 22 in Figur 2 hat den nachfolgend anhand von Figur 5 beschriebenen Aufbau, wobei seine BIAS- Stromquelle 31 als Transistor ausgebildet ist, dessen Gate- Anschluss zur Bias-Versorgung des Spannungsreglers 22 ebenfalls mit dem Ausgang der BIAS-Quelle 20 verbunden ist.

Der Ausgang des zweiten Komparators 17 ist über einen Inver- ter mit dem Rücksetzeingang R des Flip-Flops 30 verbunden.

Figur 3 zeigt das Prinzip des gemäß dem vorgeschlagenen Prin- zip verwendeten Stromkomparators 2 von Figur 1. Außerdem ist rechts daneben das äquivalente Ersatzschaltbild eines Komparators für zwei Eingangsspannungen V _N , V _P an seinen Eingängen gezeigt. Der Aufbau und die Funktionsweise des Komparators 2 wurde bereits anhand des ersten Komparators 2 von Figur 1 ausführlich erläutert und soll daher an dieser Stelle nicht noch einmal beschrieben werden.

Figur 4 zeigt die BIAS-Quelle 20 von Figur 2. Da die Schaltungen einander in Aufbau und Funktionsweise weitgehend ent- sprechen, soll die Beschreibung an dieser Stelle nicht wiederholt werden. Wie bereits erläutert ist es vorteilhaft, Stromspiegel mit Einheitswerten der beteiligten Bauteile zu verwenden, da dadurch eine weitere Reduzierung des Strom-

Verbrauchs möglich ist. Die beteiligten Transistoren werden entweder in schwacher Inversion oder in mäßiger Inversion betrieben, was noch weiter den Stromverbrauch der so genannten selbstvorspannenden Stromquelle reduziert. Die Dimensionie- rung kann durch das übersetzungsverhältnis K des Stromspiegels 26, 27 eingestellt werden.

Figur 5 zeigt den Spannungsregler 22 von Figur 2. Er umfasst einen Verstärker 32 mit adaptiver BIAS-Regelung. Der Verstär- ker 32 ist als Differenzverstärker ausgebildet. Die BIAS-

Stromquelle 31 dieses Spannungsreglers wird bevorzugt durch die gemeinsame BIAS-Quelle 20 versorgt und steuert einen der Eingänge des Differenzverstärkers 32 an. Der Ausgangsknoten 33 des Spannungsreglers 22 ist mittels einer Stützkapazität 34 stabilisiert und zugleich auf einen anderen der Eingänge des Differenzverstärkers 32 rückgeführt.

Figur 6 zeigt beispielhaft einen Spannungsverlauf eines Relaxationsoszillators, wie er in Figur 1 oder 2 an Ausführungs- beispielen gezeigt ist. Man erkennt den dreieckförmigen Spannungsverlauf über der Kapazität des Ladungsspeichers 1, die zwischen der unteren Schaltschwelle V _TL und der oberen Schaltschwelle V _TH verläuft.

Selbstverständlich kann die Schaltung in alternativen Ausführungsformen auch in anderer als der gezeigten MOS- Schaltungstechnik aufgebaut sein.

Bezugszeichenliste

1 LadungsSpeicher

2 Komparator

3 Eingang

4 Eingang

5 Transistor

6 Transistor

7 Stromquelle

8 Versorgungspotenzialanschluss

9 Ausgang

10 Stromquelle

11 Schalter

12 Referenzspannungsquelle

13 Transistor

14 Transistor

15 Stromquelle

16 Bezugspotenzialanschluss

17 Komparator

18 ReferenzSpannungsquelle

19 Ausgang

20 BIAS-Quelle

21 Steuereinheit

22 Spannungsregler

23 Frequenzteiler

24 ReferenzSpannungsquelle

25 Stromquellentransistor

26 Transistor

27 Transistor

28 Transistor

29 Transistor

30 Flip-Flop

31 Stromquellentransistor

32: Differenzverstärker

33 : Ausgang

34 : Stützkapazität

VDD: VersorgungsSpannung

VSS: Bezugspotenzial

V _TH : obere Schaltschwelle

V _TL : untere Schaltschwelle

CLK: Ausgangssignal