以下、本発明の実施の形態について、図� ��を参照して詳細に説明する。なお、各図に� ��いて同一の構成又は機能を有する構成要素� ��び相当部分には、同一の符号を付してその� ��明を省略する。

 (実施の形態1)
 図3は、本発明の実施の形態1に係る電力増� �器の構成を示す回路図である。本例の電力� �幅器100は、分配器101と、基本波位相調整回� �102と、入力整合回路103と、キャリアアンプ10 4と、第1のHPF型出力整合回路105と、HPF型ドハ� ��ィネットワーク106と、入力整合回路107と、� ��ークアンプ108と、第2のHPF型出力整合回路109 と、高調波位相調整回路110と、高域阻止型整 合回路111と、を備えている。

 分配器101は、入力されるRF信号を、基本� �位相調整回路102と入力整合回路107とに分配� �る。基本波位相調整回路102は、分配器101か� �入力された一方のRF信号の位相を調整し、こ れを入力整合回路103に送出する。入力整合回 路103は、基本波位相調整回路102の出力側に接 続され、キャリアアンプ104の入力整合をとっ て、基本波位相調整回路102の出力をキャリア アンプ104に送出する。キャリアアンプ104は、 ほぼ線形動作するようにバイアスされて、入 力整合回路103から入力されるRF信号を増幅し� ��これを第1のHPF型出力整合回路105に送出する 。第1のHPF型出力整合回路105は、高域通過フ� �ルタ(HPF)型の整合回路(インピーダンス変換� �)からなり、キャリアアンプ104の出力整合を� ��って、キャリアアンプ104の出力をHPF型ドハ� ��ィネットワーク106に送出する。

 入力整合回路107は、ピークアンプ108の入� ��整合をとって、分配器101から入力されたも� ��一方のRF信号をピークアンプ108に送出する� �ピークアンプ108は、前もって規定された電� �以上の入力電力でのみ動作するようにC級バ� ��アスされて、入力整合回路107から入力され� ��RF信号を増幅し、これを第2のHPF型出力整合� ��路109に送出する。第2のHPF型出力整合回路109 は、高域通過フィルタ(HPF)型の整合回路(イン ピーダンス変換器)からなり、ピークアンプ10 8の出力整合をとって、ピークアンプ108の出� �を高調波位相調整回路110に送出する。高調� �位相調整回路110は、ピークアンプ108の出力� �号のうち、高調波の位相を調整し、これを� �域阻止型整合回路111に送出する。

 HPF型ドハティネットワーク106は、高域通� ��フィルタ型のインピーダンス変換器で構成� ��れ、キャリアアンプ104の第1のHPF型出力整合 回路105の出力端と、ピークアンプ108の出力信 号のうちの高調波の位相を調整する高調波位 相調整回路110の出力端との間に接続されて、 第1のHPF型出力整合回路105からの入力を高域� �止型整合回路111に送出する。

 高域阻止型整合回路111は、高域阻止フィ� ��タで構成された高域阻止フィルタ型インピ� ��ダンス変換器からなり、高調波位相調整回� ��110とHPF型ドハティネットワーク106との接続� ��と、負荷112との間で、約25ωから50ωへのイ� �ピーダンス変換を行う。

 次に、本例の電力増幅器100の動作につい� ��説明する。電力増幅器100に入力されたRF信� �は、分配器101で2つの信号に分配される。

 分配器101で分配された一方の信号は、基� ��波位相調整回路102により位相を調整され、� ��力整合回路103によりキャリアアンプ104の入� ��整合がとられて、キャリアアンプのパスに� ��力される。分配器101で分配されたもう一方� ��信号は、入力整合回路107によりピークアン� ��108の入力整合がとられて、ピークアンプ108� ��パスに入力される。

 ピークアンプ108は、C級にバイアスされて 非線形動作し、基本波と共に高調波を発生す る。ピークアンプ108にて発生した高調波は、 高域阻止フィルタ型インピーダンス変換器か らなる高域阻止型整合回路111の作用により負 荷112の方には流れず、高域通過フィルタ型の インピーダンス変換器で構成されたHPF型ドハ ティネットワーク106の方に流れる。

 また、ピークアンプ108で発生した高調波� ��キャリアアンプ104の出力端に達するときの� ��相は、キャリアアンプ104の出力端における� ��調波の反射係数が「1」又は「-1」と見える� ��うに、高調波位相調整回路110にて予め調整� ��れる。

 また、キャリアアンプ104の入力側の基本� ��位相調整回路102は、分配器101から分配器101� ��より分配された各信号が合成される合成点� ��での間の基本波の位相差が等しくなるよう� ��、基本波の位相を調整する。

 また、高域通過フィルタ型のインピーダ� ��ス変換器で構成されたHPF型ドハティネット� ��ーク106では基本波の位相が90度進むため、� �本波位相調整回路102としては、位相を90度遅 延させる位相遅延回路を用い、これをキャリ アアンプ104のパスの方に挿入する構成として いる。

 図4Aに、基本波が高調波処理されていな� �場合(従来の電力増幅器の場合)のキャリアア ンプ104の出力端の電流及び電圧の波形を示す 。図4Bに、基本波が高調波処理された場合(本 例の電力増幅器100の場合)のキャリアアンプ10 4の出力端の電流及び電圧の波形を示す。

 このキャリアアンプ104の出力端の電圧と� ��流との波形の重なり部分(両方とも値を持つ 時間帯)は、キャリアアンプ104を構成するト� �ンジスタ内で消費される電力となるため、(� ��ンプの)効率が劣化する。

 従って、従来の電力増幅器では、図4Aに� �すように、基本波が高調波処理されていな� �ため、キャリアアンプ104の出力端の電流及� �電圧の重なり部分が大きく、効率が劣化す� �。

 これに対し、本例の電力増幅器100では、� ��4Bに示すように、基本波が高調波処理され� �ので、高調波処理で高調波の電流及び電圧� �加算されることにより、キャリアアンプ104� �出力端の電流及び電圧の重なり部分がゼロ� �なり、高効率化が可能となる。

 次に、本例の電力増幅器100における各回� ��の具体的な回路構成について説明する。

 本例の電力増幅器100におけるHPF型ドハテ� ��ネットワーク106としては、例えば図5に示す ように、キャパシタンス501と、インダクタン ス502,503とで構成したπ型の高域通過フィルタ を用いることで、基本波において90度移相が� ��能なインピーダンス変換器(ドハティネット ワーク)を実現することができる。

 これにより、本例の電力増幅器100におい� ��は、従来の電力増幅器のように、RF信号の� �波数の偶数次及び奇数次高調波周波数にお� �るインピーダンスを制御するための複数の� �送線路を用いる必要がなくなり、小型化が� �現できる。

 高域阻止型整合回路111の高域阻止フィル� ��としては、例えば図6に示すように、インダ クタンス601と、キャパシタンス602,603とで構� �した25ωから50ωへのインピーダンス変換が可 能な低域通過フィルタ(LPF:Low Pass Filter)を用� ��ている。なお、この高域阻止型整合回路111� ��、LPF以外にも帯域通過フィルタなどでも同� ��に実現が可能である。

 高調波位相調整回路110としては、例えば� ��7に示すように、インダクタンス701と、キャ パシタンス702,703とで構成した高調波周波数� �近をカットオフ周波数としたLPFを用いる。� �れにより、高調波位相調整回路110において� �、基本波や低次高調波の位相に対する影響� �小さくした上で、高調波の位相を調整する� �とができる。

 上述のように、本例の電圧増幅器100にお� ��ては、キャリアアンプ104の負荷112にF級回路 (高調波処理回路)を挿入せずに、ドハティネ� ��トワークとしてHPF型ドハティネットワーク( HPF)106を用い、負荷112のインピーダンス変換� �として高域阻止型整合回路(LPF)111を用いてい る。

 これにより、本例の電圧増幅器100におい� ��は、非線形アンプとして動作するピークア� ��プ108で発生する高調波を、キャリアアンプ1 04に戻すことができるので、キャリアアンプ1 04をF級動作又は逆F級動作させることができ� �小型な構成のままでF級動作による高効率化� ��実現可能となる。

 (実施の形態2)
 図8は、本発明の実施の形態2に係る電力増� �器の構成を示す回路図である。本例の電力� �幅器200は、実施の形態1に係る電力増幅器100� ��おける基本波位相調整回路102を、ピークア� ��プ108のパスに挿入した構成を採っている。

 本例の電力増幅器200においては、HPF型ド� ��ティネットワーク106と同様の回路構成とす� ��ことで、周波数特性を中和することができ� ��広帯域化が可能となる。その他の構成は、� ��施の形態1に係る電力増幅器100の構成と同じ であるので、その説明は省略する。

 本発明に係る電力増幅器の1つの態様は、 入力信号を分配器により分岐し、分岐したそ れぞれの信号を、キャリアアンプとピークア ンプとによるドハティ増幅機能によって個別 に電力増幅する電力増幅装置であって、前記 キャリアアンプの出力側に接続された高域通 過フィルタ型のインピーダンス変換器と、前 記キャリアアンプの出力信号と前記ピークア ンプの出力信号との合成点と、負荷と、の間 に接続された高域阻止フィルタ型のインピー ダンス変換器と、を具備する構成を採る。

 この構成によれば、C級アンプなどの非線 形増幅器で構成される前記ピークアンプで発 生した高調波信号を、複雑な回路を用いるこ となく、前記高域阻止フィルタ型のインピー ダンス変換器により前記キャリアアンプに戻 すことができるので、前記キャリアアンプを 高効率動作させることが可能となり、小型か つ高効率な電力増幅器を容易に実現すること ができる。

 本発明に係る電力増幅器の1つの態様は、 前記ピークアンプの出力側に設けられた高調 波位相調整回路を、さらに具備する構成を採 る。

 この構成によれば、前記高調波位相調整� ��路により前記ピークアンプで発生した高調� ��を最適な位相で前記キャリアアンプに戻す� ��とができるので、前記キャリアアンプをさ� ��に高効率動作させることが可能になる。

 本発明に係る電力増幅器の1つの態様は、 前記キャリアアンプの出力側に設けられ、前 記キャリアアンプと前記ピークアンプとの出 力整合をとる高域通過フィルタ型の出力整合 回路を、さらに具備する構成を採る。

 この構成によれば、前記高域通過フィル� ��型の出力整合回路により前記ピークアンプ� ��発生した高調波を、前記キャリアアンプに� ��失なく戻せるようになるので、より効果的� ��高調波制御が可能になる。

 本発明に係る電力増幅器の1つの態様は、 前記分配器と前記ピークアンプとの間に設け られ、前記分配器から前記ピークアンプまで の間の基本波の位相を調整する基本波位相調 整回路を、さらに具備し、当該基本波位相調 整回路を前記ピークアンプの入力側のHPF型位 相調整器とする構成を採る。

 この構成によれば、前記キャリアアンプ� ��出力のインピーダンス変換器(ドハティネッ トワーク)と周波数特性を合せることで、前� �キャリアアンプの出力信号と前記ピークア� �プの出力信号との合成点での前記キャリア� �ンプの出力と前記ピークアンプの出力との� �相をあらゆる周波数で合わせることができ� �広帯域で低損失な増幅が可能になる。