技术领域

[01 ] 本发明属于通信领域， 涉及提供多路 xDSL (Digital Subscriber Line , 数字用户线路）接入的 DSLAM (DSL Access Multiplexer , DSL 接入复用器）系统， 具体涉及一种用于消除 DSLAM系统中的信道的 远端串音的探测调制方法、 误差反馈方法以及相应的网络侧设备、 用户侧设备、 矢量化控制实体和 DSLAM系统。 背景技术

[02] xDSL是在无屏蔽双绞线（Unshielded Twist Pair , UTP)上高速 传输数据的技术。 除了 SHDSL (Symmetric High bit rate DSL， 对称 高速 DSL)和 IDSL (Integrated Service Digital Network D SL , 基于综 合业务数字网的 DSL)等基带传输的 DSL外， 通带传输的 xDSL通过 频分复用技术与 POTS (Plain Old Telephone Service ,传统电话业务） 共存于同一对双绞线上， 其中 xDSL占据高频段， POTS占用 4KHz 以下基带部分， POTS信号与 xDSL信号通过分离器分离。

[03 ] 通带传输的 xDSL采用 DMT (Discrete Multi-Tone， 离散多音频 调制）。 图 1示出了 DMT超帧（Superf me)的结构。 如图 1所示， 1个 DMT超帧 包括 256个数据帧（data frame)和 1个探测符号（probe symbol)。 其中， 探测符号主要用于探测信道， 对应于标准 G.993.2 和 G.993.5中的同步帧（sync f me)。

[04] 提供多路 xDSL接入的 系统叫做 DSLAM系统。 图 2示出 DSLAM的系统参考模型， 其中： xTU表示 xDSL收发信机单元； xTU-0表示在 ONU (Optical Network Unit , 光网络单元）上的 xTU， 即环路的运营商端， 可为中心局、 交换机、 机拒等网络侧设备； xTU-R表示远端的 xTU， 即环路的用户端， 可为家庭用 Modem (调制 解调器）、 无线路由器等用户侧设备。

[05] 由于电磁感应原理， DSLAM接入的多路信号之间会相互产生 所谓的串音（Crosstalk)干扰。 串音干扰包括如图 3 a所示的近端串音 (Near End Cross-Talk , NEXT)和如图 3b所示的远端串音（Far End Cross-Talk , FEXT)。 其中， 由于 xDSL上下行信道采用频分复用或 者时分复用，近端串音通常不会对系统性能产 生太大的危害。但是， 随着 xDSL使用的频段越来越宽， 远端串音愈发严重地影响线路的 传输性能、 降低信道速率。 例如， 当一捆电缆内有多路用户都要求 开通 xDSL业务时， 远端串音会使一些线路速率低、 性能不稳定、 甚至不能开通等， 最终导致 DSLAM的出线率比较低。

[06] 目前业界提出了矢量化（Vectoring)技术， 其主要是通过如图 4a和图 4b所示在 DSLAM端进行联合收发并使用信号处理方法来消 除每一路信号中的远端串音。

[07] 具体而言， 图 4a和图 4b所示的共享信道 H在频率域第 k个子载 波上可以表示为矩阵形式：

H =

[08] 是从线对 到线对''的传输方程。 在实际情况中， 与 相等 且都等于共享信道 H中相互具有串音关系的信道个数， 在这里设为 M , 于是 H为一个 的信道传输矩阵。 又分别设 X是一个 Mx l的 信道输入矢量， Υ是一个 的信道输出矢量， n是一个 Mx l的噪声 矢量。 最终， 共享信道 H的传输方程表达为：

y ^{= Hx + n} (公式 2)

[09] 如图 4a所示， 对于上行， 在 DSLAM端进行信号的联合接收处 理并引入一个串音抵消器 W， 使得在 D S L A M端接收到的信号为： = Wy = WHx + Wn (公式 3)

[ 10] 显然， 当 H为对角矩阵时， 串音可得到消除。

[ 1 1 ] 另一方面， 如图 4b所示， 对于下行， 在 DSLAM端进行信号的 联合发送处理并引入一个矢量预编码器 P，使得在 DSLAM端发送出 去的信号为：

x = Px (公式 4)

[ 12] 相应地， xTU-R端接收到的信号为：

y = H +n = HPx + n (公式 5)

[ 13 ] 显然， 当 HP为对角矩阵时， 串音可得到消除。

[ 14] 通过在 DSLAM端对上下行信号进行联合处理， 矢量化技术能 够消除远端串音。 并且， 为了能够使用矢量化技术消除远端串音， 业界一般采用如下方法来获取串音抵消系数。

[ 15] 在线路的初始化阶段， 首先由 DSLAM端的 VCE (Vectoring Control Entity ,矢量化控制实体）按照一定规则给各 xTU-0端口分配 一个探测序列（Probe Sequence)。 探测序列被用于调制探测符号 (Probe Symbol) , 由一串 0、 1比特（bit)构成， 其中每 a个 bit构成一个 探测元素， 该探测元素将对应调制在一个探测符号上， 当 a等于 1 时每个 bit就构成一个探测元素。 在 G.993.5标准中， 该探测序列即 为导频序列（Pilot Sequence)， 该探测符号即为 同步符号（Sync Symbol) , 并且 a等于 1， 即每个 bit调制在一个同步符号的所有探测 子载波（Probe Tone)上。

[ 16] 下面以每个 bit构成一个探测元素为例继续说明获取串音 4氐 消系数的方法。 各 xTU-0端口在如图 1所示的 DMT超帧中的探测符 号上依次并循环地调制探测序列中的各探测元 素， 并发送包含调制 后的探测符号的 DMT超帧。 然后， xTU-R测量通过信道所接收到的 调制后探测符号相对于期望结果（例如， 经由理想的无失真信道传 输的结果）的误差， 并将所测量出的误差以预定格式表达成误差数 据后经由 xTU-0反馈至 VCE。 最后， VCE基于所接收到的误差数据 计算出串音抵消系数。

[ 17] 在上述串音抵消系数获取方法中， 各 xTU-0端口将探测序列 中的每个探测元素依次调制在探测符号上。这 使得如果表示在一个 探测符号上测量出的误差所需的误差数据量超 出了一个超帧的上 行消息数据承载量， 则误差反馈将无法跟随探测调制的操作时序。 在这种情况下， 要么选择使 xTU-R丟弃一部分针对在上行反馈误差 数据过程中接收到的探测符号所测量出的误差 ， 以使得误差反馈能 够跟随探测调制； 要么选择增加 xTU-R的緩存器， 以将所有需要上 行反馈的误差数据存储下来逐步发送。 显然， 前一种选择将降低误 差精度， 而后一种选择又将增加资源消耗。 发明内容

技术问题

[ 18] 有鉴于此， 本发明要解决的技术问题是， 如何有序地进行探 测调制和误差反馈， 以能够经济准确地利用矢量化技术来消除信道 的远端串音。

解决方案

为了解决上述技术问题， 根据本发明的实施例， 提供了一种探 测调制方法， 其可应用于包括网络侧设备以及用户侧设备的 系统， 并且包括： 所述网络侧设备接收探测序列； 以及所述网络侧设备对 所述探测序列中的每个探测元素进行调制、并 且每个所述探测元素 均调制在连续 M个超帧的下行探测符号上。 其中， 所述探测序列包 括一串 0、 1比特， 并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于或等 于 1的整数， 以及 M为大于或等于 N的整数， N表示所述用户侧设备 上行反馈在 1个下行探测符号上测量出的误差所需的超帧� �数。 对于上述探测调制方法， 在一种可能的实现方式中， 所述网络 侧设备对所述探测序列中的每个探测元素进行 调制、并且每个所述 探测元素均调制在连续 M个超帧的下行探测符号上的操作至少重 复一次。

对于上述探测调制方法， 在一种可能的实现方式中， 在所述网 络侧设备对所述探测序列中的每个探测元素进 行调制、并且每个所 述探测元素均调制在连续 M个超帧的下行探测符号上的操作中，被 所述网络侧设备调制的超帧与同一时刻被所述 DSLAM系统中的其 它网络侧设备调制的超帧相同。

对于上述探测调制方法， 在一种可能的实现方式中， 还包括： 所述网络侧设备使各所述连续 M个超帧中的第 k个超帧的下行探测 符号具有结构固定的模式。 其中， k为大于或等于 1并且小于或等于 M的整数。

对于上述探测调制方法， 在一种可能的实现方式中， 还包括： 所述网络侧设备接收矢量化控制实体 VCE发送过来的所述 M的值， 并将所述 M的值通知给所述用户侧设备。

为了解决上述技术问题， 根据本发明的另一实施例， 提供了一 种网络侧设备，其可应用于包括所述网络侧设 备以及用户侧设备的 系统， 并且包括： 通信接口， 用于与所述用户侧设备通过超帧进行 通信； 存储器， 用于存储程序和 /或数据； 以及处理器， 与所述通 信接口以及所述存储器连接， 用于运行所述程序， 以使得所述网络 侧设备执行上述探测调制方法。

为了解决上述技术问题， 根据本发明的另一实施例， 提供了一 种网络侧设备，其可应用于包括所述网络侧设 备以及用户侧设备的 系统， 并且包括： 10单元， 用于接收探测序列； 调制单元， 与所 述 10单元和所述通信单元连接， 用于对所述探测序列中的每个探 测元素进行调制、并且每个所述探测元素均调 制在连续 M个超帧的 下行探测符号上； 以及通信单元， 用于与所述用户侧设备通过超帧 进行通信。 其中， 所述探测序列包括一串 0、 1比特， 并且每 a个比 特构成 1个探测元素， a为大于或等于 1的整数， 以及 M为大于或等 于 N的整数， N表示所述用户侧设备上行反馈在 1个下行探测符号上 测量出的误差所需的超帧个数。

对于上述网络侧设备， 在一种可能的实现方式中， 还包括与所 述调制单元连接的循环单元，所述循环单元用 于使所述调制单元重 复对所述探测序列中的每个探测元素进行调制 、并且每个所述探测 元素均调制在连续 M个超帧的下行探测符号上的操作至少一次。

对于上述网络侧设备， 在一种可能的实现方式中， 还包括与所 述调制单元连接的同步单元，所述同步单元用 于在所述调制单元对 所述探测序列中的每个探测元素进行调制、并 且每个所述探测元素 均调制在连续 M个超帧的下行探测符号上的操作中，使被所� �调制 单元调制的超帧与同一时刻被其它网络侧设备 调制的超帧相同。

对于上述网络侧设备， 在一种可能的实现方式中， 还包括与所 述调制单元连接的标记单元，所述标记单元用 于使各所述连续 M个 超帧中的第 k个超帧的下行探测符号具有结构固定的模式� � 其中， k 为大于或等于 1并且小于或等于 M的整数。

对于上述网络侧设备， 在一种可能的实现方式中， 所述 10单 元还用于接收 VCE发送过来的所述 M的值， 以及所述通信单元还用 于将所述 M的值通知给所述用户侧设备。

为了解决上述技术问题， 根据本发明的另一实施例， 提供了一 种网络侧设备，其可应用于包括所述网络侧设 备以及用户侧设备的 系统， 并且包括： 通信接口， 用于与所述用户侧设备通过超帧进行 通信； 10接口， 用于接收探测序列； 以及处理器， 与所述 10接口 连接， 用于对所述探测序列中的每个探测元素进行调 制、 并且每个 所述探测元素均调制在连续 M个超帧的下行探测符号上。 其中， 所 述探测序列包括一串 0、 1比特， 并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于或等于 1的整数； M为大于或等于 N的整数； N表示所述用 户侧设备上行反馈在 1个下行探测符号上测量出的误差所需的超帧 个数。

对于上述网络侧设备， 在一种可能的实现方式中， 所述处理器 还用于重复对所述探测序列中的每个探测元素 进行调制、并且每个 所述探测元素均调制在连续 M个超帧的下行探测符号上的操作至 少一次。

对于上述网络侧设备， 在一种可能的实现方式中， 所述处理器 还用于在对所述探测序列中的每个探测元素进 行调制、并且每个所 述探测元素均调制在连续 M个超帧的下行探测符号上的操作中，使 被所述处理器调制的超帧与同一时刻被其它网 络侧设备调制的超 帧相同。

对于上述网络侧设备， 在一种可能的实现方式中， 所述处理器 还用于使各所述连续 M个超帧中的第 k个超帧的下行探测符号具有 结构固定的模式。其中， k为大于或等于 1并且小于或等于 M的整数。

对于上述网络侧设备， 在一种可能的实现方式中， 所述 10接 口还用于接收 VCE发送过来的所述 M的值， 以及所述通信接口还用 于将所述 M的值通知给所述用户侧设备。

为了解决上述技术问题， 根据本发明的另一实施例， 提供了一 种误差反馈方法，其可应用于包括网络侧设备 以及用户侧设备的系 统， 并且包括： 所述用户侧设备计算在连续 M个超帧中的 L个超帧 的下行探测符号上测量出的误差的统计平均； 以及所述用户侧设备 利用最多 占连续 C个超帧上行时长的上行符号反馈表示所述统� � 平均的误差数据。 其中， 所述连续 M个超帧的下行探测符号已被所 述网络侧设备用探测序列中的同一个探测元素 调制；所述探测序列 包括一串 0、 1比特， 并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于或 等于 1的整数； L为大于或等于 1并且小于或等于 M的整数； C为大 于或等于 N并且小于或等于 M的整数； M为大于或等于 N的整数， N 表示所述用户侧设备上行反馈在 1个下行探测符号上测量出的误差 所需的超帧个数。

对于上述误差反馈方法， 在一种可能的实现方式中， 还包括： 所述用户侧设备根据下行探测符号具有结构固 定的模式的超帧来 定位所述连续 M个超帧。

对于上述误差反馈方法， 在一种可能的实现方式中， 还包括： 所述用户侧设备接收所述网络侧设备通知的所 述 M的值，并基于所 述 M的值和自身 N的值确定或更新所述 C和 /或所述 L的值。 其中， 所述自身 N的值是指所述用户侧设备基于自身所接入的� �道的超 帧结构参数和误差反馈参数计算出的 N的值。

为了解决上述技术问题， 根据本发明的另一实施例， 提供了一 种用户侧设备，其可应用于包括网络侧设备以 及所述用户侧设备的 系统， 并且包括： 通信接口， 用于与所述网络侧设备通过超帧进行 通信； 存储器， 用于存储程序和 /或数据； 以及处理器， 与所述通 信接口以及所述存储器连接， 用于运行所述程序， 以使得所述用户 侧设备执行上述误差反馈方法。

为了解决上述技术问题， 根据本发明的另一实施例， 提供了一 种用户侧设备，其可应用于包括网络侧设备以 及所述用户侧设备的 系统， 并且包括： 通信单元， 用于与所述网络侧设备通过超帧进行 通信； 计算单元， 与所述通信单元连接， 用于计算在连续 M个超帧 中的 L个超帧的下行探测符号上测量出的误差的统� �平均； 以及分 载单元， 与所述计算单元和所述通信单元连接， 用于利用最多 占连 续 C个超帧上行时长的上行符号承载表示所述统� �平均的误差数 据。 其中， 所述连续 M个超帧的下行探测符号已被所述网络侧设备 用探测序列中的同一个探测元素调制； 所述探测序列包括一串 0、 1 比特， 并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于或等于 1的整数； L为大于或等于 1并且小于或等于 M的整数； C为大于或等于 N并且 小于或等于 M的整数； 以及 M为大于或等于 N的整数， N表示所述 用户侧设备上行反馈在 1个下行探测符号上测量出的误差所需的超 帧个数。

对于上述用户侧设备， 在一种可能的实现方式中， 还包括与所 述通信单元以及所述计算单元连接的定位单元 ，所述定位单元用于 根据下行探测符号具有结构固定的模式的超帧 来定位所述连续 M 个超帧。

对于上述用户侧设备， 在一种可能的实现方式中， 还包括与所 述通信单元、 所述计算单元以及所述分载单元连接的定值单 元， 所 述通信单元还用于接收所述网络侧设备通知的 所述 M的值， 以及所 述定值单元用于基于所述 M的值和自身 N的值确定或更新所述 C和 / 或所述 L的值。 其中， 所述自身 N的值是指所述定值单元基于所述 用户侧设备自身所接入的信道的超帧结构参数 和误差反馈参数计 算出的 N的值。

为了解决上述技术问题， 根据本发明的另一实施例， 提供了一 种用户侧设备，其可应用于包括网络侧设备以 及所述用户侧设备的 系统，并且包括：通信接口，用于与所述网络 侧设备通过超帧通信； 以及处理器， 与所述通信接口连接， 用于计算在连续 M个超帧中的 L个超帧的下行探测符号上测量出的误差的统� �平均， 并利用最多 占连续 C个超帧上行时长的上行符号承载表示所述统� �平均的误 差数据。 其中， 所述连续 M个超帧的下行探测符号已被所述网络侧 设备用探测序列中的同一个探测元素调制；所 述探测序列包括一串 0、 1比特， 并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于或等于 1的整 数； L为大于或等于 1并且小于或等于 M的整数； C为大于或等于 N 并且小于或等于 M的整数； M为大于或等于 N的整数， N表示所述 用户侧设备上行反馈在 1个下行探测符号上测量出的误差所需的超 帧个数。

对于上述用户侧设备， 在一种可能的实现方式中， 所述处理器 还用于根据下行探测符号具有结构固定的模式 的超帧来定位所述 连续 M个超帧。

对于上述用户侧设备， 在一种可能的实现方式中， 所述通信接 口还用于接收所述网络侧设备通知的所述 M的值， 以及所述处理器 还用于基于所述 M的值和自身 N的值确定或更新所述 C和 /或所述 L 的值。 其中， 所述自身 N的值是指所述处理器基于所述用户侧设备 自身所接入的信道的超帧结构参数和误差反馈 参数计算出的 N的 值。

为了解决上述技术问题， 根据本发明的另一实施例， 提供了一 种串音抵消系数获取方法， 其可应用于包括 VCE、 网络侧设备以及 用户侧设备的 DSLAM系统， 并且包括： 所述 VCE给所述网络侧设 备分配探测序列； 所述 VCE基于所述 DSLAM系统中的各信道的超 帧结构参数和误差反馈参数计算 N的值， 基于所述 N的值确定 M的 值， 并将所述 M的值通知给所述网络侧设备； 以及所述 VCE从所述 网络侧设备接收通过最多 占连续 C个超帧上行时长的上行符号反 馈的误差数据， 将通过所述最多 占连续 C个超帧上行时长的上行符 号反馈的误差数据组合成与 1个下行探测符号对应的误差数据， 并 基于所组合而成的误差数据计算串音抵消系数 。 其中， 所述探测序 列包括一串 0、 1比特， 并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于 或等于 1的整数； C为大于或等于 N并且小于或等于 M的整数； N表 示所述用户侧设备上行反馈在 1个超帧的下行探测符号上测量出的 误差所需的超帧个数； M表示下行探测符号被所述网络侧设备对所 述探测序列中的同一个探测元素调制的连续超 帧的个数， M为大于 或等于 N的整数。 对于上述串音抵消系数获取方法， 在一种可能的实现方式中， 在所述 DSLAM系统中的收发机的双工模式为时分双工的� ��况下， 所述超帧结构参数包括： 每个所述超帧所包含的帧的个数， 每个所 述帧所包含的上行符号的个数，以及每个所述 上行符号所能够承载 的消息数据的比特数。

对于上述串音抵消系数获取方法， 在一种可能的实现方式中， 在所述 DSLAM系统中的收发机的双工模式为频分双工的� ��况下， 所述超帧结构参数包括： 每个所述超帧所包含的符号的个数， 以及 每个所述符号所能够承载的上行消 , ί数据的比特数。

对于上述串音抵消系数获取方法， 在一种可能的实现方式中， 所述误差反馈参数包括：对上行反馈误差数据 进行消息封装所需的 消 , ί开销的期望比特数；每个所述下行探测符号� ��包含的需要反馈 误差的矢量化频带的个数；每个所述矢量化频 带所包含的需要反馈 误差的子载波的个数；以及表示在每个需要反 馈误差的所述子载波 上测量出的误差所需的比特数。

对于上述串音抵消系数获取方法， 在一种可能的实现方式中， 还包括： 所述 VCE监测所述 DSLAM系统中的信道的变化， 并在检 测到所述 DSLAM系统中新建或者删除信道时， 重新基于所述 DSLAM系统中当前的各信道的超帧结构参数和误� ��反馈参数计算 所述 N的值， 并基于所述 N的值重新确定所述 M的值。

为了解决上述技术问题， 根据本发明的另一实施例， 提供了一 种 VCE， 其可应用于包括所述 VCE、 网络侧设备以及用户侧设备的 DSLAM系统， 并且包括： 10接口， 用于与所述网络侧设备连接； 存储器， 用于存储程序和 /或数据； 以及处理器， 与所述 10接口以 及所述存储器连接， 用于运行所述程序， 以使得所述 VCE执行上述 串音抵消系数获取方法。

为了解决上述技术问题， 根据本发明的另一实施例， 提供了一 种 VCE， 其可应用于包括所述 VCE、 网络侧设备以及用户侧设备的 DSLAM系统， 并且包括： 10单元， 与所述网络侧设备连接； 分配 单元， 与所述 10单元连接， 用于分配探测序列， 并将所分配的探 测序列经由所述 10单元发送给所述网络侧设备； 定值单元， 与所 述 10单元连接， 用于基于所述 DSLAM系统中的各信道的超帧结构 参数和误差反馈参数计算 N的值， 基于所述 N的值确定 M的值， 并 将所述 M的值经由所述 10单元通知给所述网络侧设备； 以及计算单 元， 与所述 10单元连接， 用于将经由所述 10单元从所述网络侧设 备接收到的通过最多 占连续 C个超帧上行时长的上行符号反馈的 误差数据组合成与 1个下行探测符号对应的误差数据， 并基于所组 合而成的误差数据计算串音抵消系数。 其中， 所述探测序列包括一 串 0、 1比特， 并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于或等于 1 的整数； C为大于或等于 N并且小于或等于 M的整数； N表示所述用 户侧设备上行反馈在 1个超帧的下行探测符号上测量出的误差所需 的超帧个数； M表示下行探测符号被所述网络侧设备对所述� �测序 列中的同一个探测元素调制的连续超帧的个数 ， M为大于或等于 N 的整数。

对于上述 VCE， 在一种可能的实现方式中， 还包括与所述定值 单元连接的监测单元， 所述监测单元用于监测所述 DSLAM系统中 的信道的变化；以及所述定值单元还用于在所 述监测单元检测到所 述 DSLAM系统中新建或者删除信道时， 重新基于所述 DSLAM系统 中当前的各信道的超帧结构参数和误差反馈参 数计算所述 N的值， 并基于所述 N的值重新确定所述 M的值。

为了解决上述技术问题， 根据本发明的另一实施例， 提供了一 种 VCE， 其可应用于包括所述 VCE、 网络侧设备以及用户侧设备的 DSLAM系统， 并且包括： 处理器， 用于给所述网络侧设备分配探 测序列， 基于所述 DSLAM系统中的各信道的超帧结构参数和误差 反馈参数计算 N的值， 并基于所述 N的值确定 M的值； 以及 10接口， 与所述处理器连接，用于将所述探测序列以及 所述 M的值通知给所 述网络侧设备， 并且从所述网络侧设备接收通过最多 占连续 C个超 帧上行时长的上行符号反馈的误差数据。 其中， 所述探测序列包括 一串 0、 1比特， 并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于或等于 1 的整数； 所述处理器还用于将通过所述最多占连续 C个超帧上行时 长的上行符号反馈的误差数据组合成与 1个下行探测符号对应的误 差数据， 并基于所组合而成的误差数据计算串音抵消系 数； C为大 于或等于 N并且小于或等于 M的整数； N表示所述用户侧设备上行 反馈在 1个超帧的下行探测符号上测量出的误差所需� �超帧个数； M表示下行探测符号被所述网络侧设备对所述� �测序列中的同一 个探测元素调制的连续超帧的个数， M为大于或等于 N的整数。

对于上述 VCE， 在一种可能的实现方式中， 所述处理器还用于 监测所述 DSLAM系统中的信道的变化， 并在检测到所述 DSLAM系 统中新建或者删除信道时， 重新基于所述 DSLAM系统中当前的各 信道的超帧结构参数和误差反馈参数计算所述 N的值， 并基于所述 N的值重新确定所述 M的值。

对于上述 VCE， 在一种可能的实现方式中， 在所述 DSLAM系 统中的收发机的双工模式为时分双工的情况下 ，所述超帧结构参数 包括： 每个所述超帧所包含的帧的个数， 每个所述帧所包含的上行 符号的个数，以及每个所述上行符号所能够承 载的消 , ί数据的比特 数。

对于上述 VCE， 在一种可能的实现方式中， 在所述 DSLAM系 统中的收发机的双工模式为频分双工的情况下 ，所述超帧结构参数 包括： 每个所述超帧所包含的符号的个数， 以及每个所述符号所能 够承载的上行消 , ί数据的比特数。

对于上述 VCE， 在一种可能的实现方式中， 所述误差反馈参数 包括：对上行反馈误差数据进行消息封装所需 的消息开销的期望比 特数；每个所述下行探测符号所包含的需要反 馈误差的矢量化频带 的个数；每个所述矢量化频带所包含的需要反 馈误差的子载波的个 数；以及表示在每个需要反馈误差的所述子载 波上测量出的误差所 需的比特数。

为了解决上述技术问题， 根据本发明的另一实施例， 提供了一 种 DSLAM系统， 其包括： 上述 VCE， 至少两个上述网络侧设备； 以及至少两个上述用户侧设备； 其中所述 VCE将探测序列发送给所 述网络侧设备， 并将 M的值发送给所述网络侧设备和用户侧设备。

发明有益效果

[ 19] 通过根据 D S L A M系统的超帧结构参数和误差反馈参数计算 上行反馈在一个下行探测符号上测量出的误差 所需的超帧个数 N， 基于所计算出的 N将探测序列的每个探测元素调制在各连续 M个超 帧的下行探测符号上， 并利用最多 占连续 C个超帧上行时长的上行 符号反馈在一个下行探测符号上测量出的误差 ，根据本发明实施例 所提供的探测调制方法、 误差反馈方法、 串音抵消系数获取方法以 及相应的网络侧设备、 用户侧设备、 矢量化控制实体和 DSLAM系 统， 即使在需要使用多个超帧来上行反馈在一个下 行探测符号上测 量出的误差的情况下，也能够使误差反馈有序 地跟随探测调制并完 整反馈整个探测序列所对应的探测符号上的误 差， 而无需增加緩存 区。

[20] 根据下面参考附图对示例性实施例的详细说明 ， 本发明的其 它特征及方面将变得清楚。 附图说明

[21 ] 包含在说明书中并且构成说明书的一部分的附 图与说明书一 起示出了本发明的示例性实施例、 特征和方面， 并且用于解释本发 明的原理。

图 1示出 DMT超帧的结构示意图；

图 2示出 DSLAM的系统参考模型的示意图；

图 3a示出 DSLAM接入的多路信号之间的近端串音的产生原� �� 示意图；

图 3b示出 DSLAM接入的多路信号之间的远端串音的产生原� �� 示意图；

图 4a示出在 DSLAM端进行联合接收以消除远端串音的系统架 构示意图；

图 4b示出在 DSLAM端进行联合发送以消除远端串音的系统架 构示意图；

图 5示出根据本发明一实施例的探测调制方法、 误差反馈方法 以及串音抵消系数获取方法的流程图；

图 6a〜6c示出通过根据本发明一实施例的探测调� �方法、 误差 反馈方法以及串音抵消系数获取方法使得误差 反馈能够有序地跟 随探测调制的超帧流示意图；

图 7示出根据本发明另一实施例的探测调制方法� � 误差反馈方 法以及串音抵消系数获取方法的流程图；

图 8示出根据本发明一实施例的网络侧设备的结� �框图； 图 9示出根据本发明另一实施例的网络侧设备的� �构框图； 图 10示出根据本发明又一实施例的网络侧设备的� ��构框图； 图 1 1示出根据本发明一实施例的用户侧设备的结� �框图； 图 12示出根据本发明另一实施例的用户侧设备的� ��构框图； 图 13示出根据本发明又一实施例的用户侧设备的� ��构框图； 图 14示出根据本发明一实施例的 VCE的结构框图；

图 15示出根据本发明另一实施例的 VCE的结构框图；

图 16示出根据本发明又一实施例的 VCE的结构框图； 图 17示出根据本发明一实施例的分组探测调制的� ��意图； 以及 图 18示出根据本发明另一实施例的分组探测调制� ��示意图。 图 19示出根据本发明又一实施例的探测调制方法� ��误差反馈方 法以及串音抵消系数获取方法的流程图；

图 20a〜20c示出通过根据本发明又一实施例的探测 调制方法、 误差反馈方法以及串音抵消系数获取方法使得 误差反馈能够有序 地跟随探测调制的超帧流示意图； 具体实施方式

[22] 以下将参考附图详细说明本发明的各种示例性 实施例、 特征 和方面。 附图中相同的附图标记表示功能相同或相似的 元件。 尽管 在附图中示出了实施例的各种方面， 但是除非特别指出， 不必按比 例绘制附图。

[23 ] 在这里专用的词"示例性 "意为 "用作例子、 实施例或说明性 "。 这里作为"示例性 "所说明的任何实施例不必解释为优于或好于� � 它实施例。

[24] 另外， 为了更好的说明本发明， 在下文的具体实施方式中给 出了众多的具体细节。 本领域技术人员应当理解， 没有这些具体细 节， 本发明同样可以实施。 在另外一些实例中， 对于大家熟知的方 法、 手段、 元件和电路未作详细描述， 以便于凸显本发明的主旨。

实施例 1

[25] 图 5示出根据本发明一实施例的探测调制方法、� �差反馈方法 以及串音抵消系数获取方法的流程图。 如图 5所示， 根据本发明该 实施例的方法可应用于包括 VCE、 网络侧设备以及用户侧设备的 DSLAM系统， 并包括：

[26] 在 DSLAM系统内 的线路初始化时， 所述 VCE基于所述 D S L A M系统中的各信道的超帧结构参数和误差反馈� �数计算 N的 值并基于所述 N的值确定 M的值（S5 1 1)，然后将所述 M的值通知给所 述网络侧设备。 其中， N表示所述用户侧设备上行反馈在 1个超帧的 下行探测符号上测量出的误差所需的超帧个数 。 M表示下行探测符 号被所述网络侧设备利用探测序列中的同一个 探测元素调制的连 续超帧的个数， M为大于或等于 N的整数。所述探测序列包括一串 0、 1比特， 并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于或等于 1的整数。

[27] 基于此， 所述网络侧设备记录所述 M的值（S521)， 并将所述 M 的值通知给所述用户侧设备。

[28] 相应地，所述用户侧设备基于所接收到的所述 M的值和自身 N 的值确定 C和 L的值（S53 1)。 其中， 所述自身 N的值是指所述用户侧 设备基于自身所连接的信道的超帧结构参数和 误差反馈参数所计 算出的 N的值。 C为大于或等于 N并且小于或等于 M的整数， L为大 于或等于 1并且小于或等于 M的整数。

[29] 另一方面， 所述 VCE给所述网络侧设备分配探测序列（S512)， 并将所分配的探测序列发送给所述网络侧设备 。

[30] 基于此， 所述网络侧设备在接收到所述 VCE分配的探测序列 之后， 对所述探测序列中的每个探测元素进行调制、 并且每个所述 探测元素均调制在连续 M个超帧的下行探测符号上（S522)， 并将调 制后的超帧发送给所述用户侧设备。 其中， 不同的探测元素被调制 在的 M个超帧的下行探测符号是不同的； 另外在一种可能的实现方 式中，在所述网络侧设备对所述探测序列中的 每个探测元素进行调 制、 并且每个所述探测元素均调制在连续 M个超帧的下行探测符号 上的操作（S522)中， 被所述网络侧设备调制的超帧与同一时刻被所 述 DSLAM系统中的其它网络侧设备调制的超帧相同� �� 这样， 由于 所有线路分别使用各自探测序列的探测元素对 相同时刻的 M个下 行探测符号进行重复调制， 这使得 M个下行探测符号上因线路造成 的串音等价， 从而能够确保串音抵消系数的准确度。 [3 1 ] 相应地，所述用户侧设备计算在所述连续 M个超帧中的 L个超 帧的下行探测符号上测量出的误差的统计平均 （S532)， 并利用最多 占连续 C个超帧上行时长的上行符号反馈表示所述统� �平均的误差 数据（S533)。 其中， 在 L等于 1的情况下， 所述 L个超帧可以是所述 M个超帧中的任意一个超帧。 在 L大于或等于 2的情况下， 所述 L个 超帧可以是所述 M个超帧中连续或者断续的多个超帧。 所述最多 占 连续 C个超帧上行时长的上行符号可以是从某个超� �的头部开始的 连续多个超帧的上行符号，也可以是从某个超 帧的任意中间部开始 的连续多个超帧的上行符号。

[32] 这样， 所述 VCE在经由所述网络侧设备接收到通过所述最多 占连续 C个超帧上行时长的上行符号反馈的误差数据� �， 可将通过 所述最多 占连续 C个超帧上行时长的上行符号反馈的误差数据� �合 成与 1个下行探测符号对应的误差数据（S513)， 并基于所组合而成 的误差数据计算串音抵消系数（ S 514 )。 在一些因消息开销超过预期 而导致的 C大于 M的情况下， 用户侧设备将终止本次反馈误差数据， 而进入下一次测量误差的反馈。

[33 ] 图 6a〜6c示出通过图 5所示方法进行探测调制和误差反馈的超 帧流示意图。 明显可见， 通过在网络侧设备利用同一个探测元素调 制连续 M个超帧、 并在用户侧设备利用最多占连续 C个超帧上行时 长的上行符号反馈在 1个下行探测符号上测量出的误差数据， 根据 本发明一实施例的上述方法能够使得用户侧设 备的误差反馈有序 地跟随网络侧设备的探测调制， 即使在需要使用多个超帧来上行反 馈在一个下行探测符号上测量出的误差的情况 下，也能够经济准确 地计算出 D SLAM系统的串音 4氐消系数。

[34] 需要说明的，尽管图 5中将步骤 S51 1示出为在步骤 S512之前进 行， 但本发明不限于此， 本领域技术人员应能理解， 步骤 S5 11也可 在步骤 S512之后或者与步骤 S512同时进行。 [35] 此外，尽管图 5中为了简化图示仅示出了一个探测元素的探� � 调制和误差反馈， 但本领域技术人员应能理解， 在实际实施中， 探 测序列中的每个探测元素都要进行调制， 以确保所述用户侧设备至 少反馈一个完整的探测序列所对应的所有探测 符号上的误差。 并 且， 在一种可能的实现方式中， 所述网络侧设备对所述探测序列中 的每个探测元素进行调制、 并且每个所述探测元素均调制在连续 M 个超帧的下行探测符号上的操作（S522)至少重� ��一次。 这样， 通过 利用同一个探测序列进行多次探测调制，可利 用多次获得的误差反 馈不断地计算或更新串音抵消系数，从而进一 步提高串音抵消系数 的准确度。

[36] 在一种可能的实现方式中，在所述 DSLAM系统中的收发机的 双工模式为时分双工（TDD)的情况下， 所述超帧结构参数可包括： 每个所述超帧所包含的 TTD帧的个数《， 每个所述帧所包含的上行 符号的个数 以及每个所述上行符号所能够承载的消 , ί数据的比 特数 χ。 所述误差反馈参数可包括： 对上行反馈误差数据进行消息 封装所需的消息开销的期望比特数 ζ； 每个所述下行探测符号所包 含的需要反馈误差的矢量化频带（Vectored Band)个数 ， 第 个矢量 化频带包含的需要反馈误差的子载波的个数 以及表示在第 k个矢 量化频带每个所述需要反馈误差的子载波上测 量出的误差所需的 比特数 。 并且， 所述 VCE可利用如下的公式 6计算所述 N的值， 其 中「"1表示 α向上取整数。

厂

Ν (公式 6) nbx

[37] 例如， 对于 TDD的 G. fast系统， 一个典型的超帧包含 8个 TDD 帧， 每个 TDD帧包含 35个符号和两个保护时隙（guard time , 用于分 开上行和下行， 这两个 guard time的时长共 1个符号）， 假设每个 TDD 帧内有 7个上行符号， 每个上行符号可承载 286个 bit的消息数据。 G. fast在使用 106MHz profile (模板）时每个探测符号具有近 2048个 子载波， 假设测量一个探测符号上 2000个子载波的误差， 并且假设 每个子载波的误差使用 16个 bit。 同时， 假设每次上行反馈误差数据 需要的期望消息开销为 8个 bit。 在这种情况下， 所述 VCE将计算出 N等于 2。

[38] 在另一种可能的实现方式中，在所述 DSLAM系统中的收发机 的双工模式为频分双工（FDD)的情况下，所述� �帧结构参数可包括： 每个所述超帧所包含的符号的个数 6， 以及每个所述符号所能够承 载的上行消息数据的比特数 x。 所述误差反馈参数可包括： 对上行 反馈误差数据进行消 , ί封装所需的消 , ί开销的期望比特数 ζ； 每个 所述下行探测符号所包含的需要反馈误差的矢 量化频带（Vectored Band)个数 ， 第 个矢量化频带包含的需要反馈误差的子载波的 个 数 ;以及表示在第 个矢量化频带每个所述需要反馈误差的子载波 上测量出的误差所需的比特数3^。 并且， 所述 VCE可利用如下的公 式 7计算所述 N的值， 其中「 _α ]表示 _Ω 向上取整数。

[39] 需要注意的是， 在 VCE利用上述公式 6或公式 7计算所述 N的 值时， 在 DSLAM系统包括 1个信道的情况下， 将针对该信道计算出 的 N值作为整个 DSLAM系统的 N值； 而在 DSLAM系统包括多个信道 的情况下， 则将针对各个信道计算 N值， 并优选将最大的 N值作为 整个 DSLAM系统的 N值，以确保所有用户侧设备的误差反馈均有� � 地跟随网络侧设备的探测调制。 此外， 所述对上行反馈误差数据进 行消息封装所需的消息开销的期望比特数 z是指对上行反馈误差数 据进行消 , 封装是消息开销的一个期望值，在一些封装格 式中这个 期望值与实际的开销值可能不一样。 比如， 在类似于 HDLC的封装 格式中， 由于透明字节处理（octet transparency) , 不同净荷（payload) 所需的开销不一样。 在某些情况下， 这个期望值可以设定为 0。

[40] 在又一种可能的实现方式中， 在所述网络侧设备对所述探测 序列中的每个探测元素进行调制、并且每个所 述探测元素均调制在 连续 M个超帧的下行探测符号上的操作（S522)中， 被所述网络侧设 备调制的超帧与同一时刻被所述 DSLAM系统中的其它网络侧设备 调制的超帧相同。 这样， 由于所有线路分别使用各自探测序列的探 测元素对相同时刻的 M个下行探测符号进行重复调制， 这使得 M个 下行探测符号上因线路造成的串音等价，从而 能够确保串音抵消系 数的准确度。

[41 ] 在又一种可能的实现方式中， 在所述网络侧设备对所述探测 序列中的每个探测元素进行调制、并且每个所 述探测元素均调制在 连续 M个超帧的下行探测符号上的操作（S522)中， 所述网络侧设备 可通过预定的方式， 例如 G.993.5中用于标记同步符号的模式 ( Pattern)的方式， 使各所述连续 M个超帧中的第 k个超帧的下行探 测符号具有结构固定的模式。 其中， k为大于或等于 1并且小于或等 于 M的整数。 这样， 由于所述网络侧设备使各所述连续 M个超帧中 的某个超帧的下行探测符号具有结构固定的模 式，使得所述用户侧 设备能够根据下行探测符号是否具有结构固定 的模式来准确定位 连续被同一个探测元素调制的 M个超帧， 从而更有助于所述用户侧 设备的误差反馈有序地跟随所述网络侧设备的 探测调制。

实施例 2

[42] 图 7示出根据本发明另一实施例的探测调制方法� �误差反馈方 法以及串音抵消系数获取方法的流程图。 图 7中标号与图 5相同的组 件具有相同的功能， 并省略对这些组件的说明。

[43 ] 如图 7所示， 与图 5所示的方法相比， 图 7所示方法的主要区别 在于， 所述 N、 所述 M、 所述 C和所述 L的值不是静态不变的， 而是 动态改变的。 其中， 所谓的静态不变是指例如， 在 DSLAM系统启 动时， VCE根据各信道的超帧结构参数和误差反馈参数 计算出所述 N的值并设定所述 M的值，用户侧设备基于所述 M的值设定所述 C和 所述 L的值， 并且此后将一直使用所设定的所述 M、 所述 C和所述 L 的值进行探测调制、 误差反馈以及串音抵消系数获取， 直至该 DSLAM系统关闭或者重新启动。 然而， 所谓的动态改变是指， 所 述N、 所述 M、 所述 C和所述 L的值将跟随 DSLAM系统中信道的变化 而变化。

[44] 参照图 7具体而言， 所述 VCE监测所述 DSLAM系统中的信道 的变化（S71 1 )， 并在检测到所述 DSLAM系统中新建或者删除信道 时， 重新基于所述 DSLAM系统中当前的各信道的超帧结构参数和 误差反馈参数计算所述 N的值， 并基于所述 N的值重新确定所述 M 的值（S712)。 相应地， 所述网络侧设备在接收到所述 VCE通知的所 述 M的值的情况下， 记录所述 M的值（S521 )并将所述 M的值通知给 所述用户侧设备； 而所述用户侧设备在接收到所述网络侧设备通 知 的所述 M的值的情况下， 基于所述 M的值和自身 N的值确定或更新 所述 C和 /或所述 L的值（S73 1)。 其中， 所述自身 N的值是指所述用户 侧设备基于自身所连接的信道的超帧结构参数 和误差反馈参数计 算出的 N的值。

[45] 这样， 由于可动态地根据所述 DSLAM系统中信道的变化及时 将所述 N、所述 M、所述 C和所述 L调整为适当的值，即使所述 DSLAM 系统内出现了信道新建或消除，也能够确保所 述用户侧设备的误差 反馈有序地跟随所述网络侧设备的探测调制， 图 7所示的探测调制 方法、误差反馈方法以及串音抵消系数获取方 法能够进一步提高串 音抵消系数的准确度。

实施例 3 [46] 图 8示出根据本发明一实施例的网络侧设备的结� �框图。如图 8所示， 网络侧设备 800可应用于包括 VCE、 网络侧设备以及用户侧 设备的 DSLAM系统， 并包括 10单元 810、 调制单元 820以及通信单 元 830。

[47] 如图 8所示， 10单元 810与 VCE以及调制单元 820连接， 主要用 于与 VCE通信， 例如接收所述 VCE分配的探测序列并发送给调制单 元 820。 其中， 所述探测序列包括一串 0、 1比特， 并且每 a个比特构 成 1个探测元素， a为大于或等于 1的整数。

[48] 调制单元 820与 10单元 810和通信单元 830连接，主要用于对所 述探测序列中的每个探测元素进行调制、并且 每个所述探测元素均 调制在连续 M个超帧的下行探测符号上。 其中， M为大于或等于 N 的整数， N表示所述用户侧设备上行反馈在 1个下行探测符号上测量 出的误差所需的超帧个数。

[49] 通信单元 830与用户侧设备和调制单元 820连接， 主要用于与 用户侧设备通过超帧进行通信， 例如将下行探测符号被调制单元 820利用探测元素调制后的超帧发送至用户侧设 备。

[50] 这样， 由于调制单元 820利用同一个探测元素调制连续 M个超 帧的下行探测符号， 根据本发明该实施例的网络侧设备 800使得所 述用户侧设备能够利用最多 占连续 C个超帧上行时长的上行符号反 馈在 1个探测符号上测量出的误差， 从而确保了用户侧设备的误差 反馈有序地跟随网络侧设备 800的探测调制， 即使在需要使用多个 超帧来上行反馈在一个下行探测符号上测量出 的误差的情况下，也 能够经济准确地计算出所述 DSLAM系统的串音抵消系数。

[51 ] 在一种可能的实现方式中， 如图 8所示， 网络侧设备 800还可 包括循环单元 840。 循环单元 840与调制单元 820连接， 主要用于使 调制单元 820重复对所述探测序列中的每个探测元素进行 调制、 并 且每个所述探测元素均调制在连续 M个超帧的下行探测符号上的 操作至少一次。这样，通过利用同一个探测序 列进行多次探测调制， 可利用多次获得的误差反馈不断地计算或更新 串音抵消系数，从而 进一步提高串音抵消系数的准确度。

[52] 在另一种可能的实现方式中， 如图 8所示， 网络侧设备 800还 可包括同步单元 850。 同步单元 850与调制单元 820连接， 主要用于 在调制单元 820对所述探测序列中的每个探测元素进行调制 、 并且 每个所述探测元素均调制在连续 M个超帧的下行探测符号上的操 作中， 使被调制单元 820调制的超帧与同一时刻被所述 DSLAM系统 中的其它网络侧设备调制的超帧相同。 这样， 由于所有线路分别使 用各自探测序列的探测元素对相同时刻的 M个下行探测符号进行 重复调制， 这使得 M个下行探测符号上因线路造成的串音等价， 从 而能够确保串音抵消系数的准确度。

[53 ] 在另一种可能的实现方式中， 如图 8所示， 网络侧设备 800还 可包括标记单元 860。 标记单元 860与调制单元 820连接， 主要用于 通过预定的方式， 例如 G.993.5中用于标记同步符号的模式（Pattern) 的方式， 使各所述连续 M个超帧中的第 k个超帧的下行探测符号具 有结构固定的模式。 其中， k为大于或等于 1并且小于或等于 M的整 数。 这样， 由于标记单元 860使各所述连续 M个超帧中的某个超帧 的下行探测符号具有结构固定的模式，使得所 述用户侧设备能够根 据下行探测符号是否具有结构固定的模式来准 确定位连续被同一 个探测元素调制的 M个超帧， 从而更有助于所述用户侧设备的误差 反馈有序地跟随网络侧设备 800的探测调制。

[54] 在另一种可能的实现方式中， 10单元还接收 VCE通知的所述 M的值， 并将所述 M的值通知给调制单元 820， 同时还将所述 M的值 经由通信单元 830通知给所述用户侧设备。 这样， 由于网络侧设备 800可动态地 ^: 艮据 V C E的通知更新所述 M的值并经由通信单元 830 通知给所述用户侧设备， 即使所述 DSLAM系统内出现了信道新建 或消除，也能够确保所述用户侧设备的误差反 馈有序地跟随网络侧 设备 800的探测调制， 从而进一步提高串音抵消系数的准确度。

实施例 4

[55] 图 9示出根据本发明另一实施例的网络侧设备的� �构框图。如 图 9所示， 网络侧设备 900可应用于包括 VCE、 网络侧设备以及用户 侧设备的 DSLAM系统， 并包括 10接口 910、 处理器 920以及通信接 口 930。

[56] 其中，如图 9所示， 10接口 910与所示 VCE以及处理器 920连接， 主要用于与所述 VCE通信， 例如接收所述 VCE分配给网络侧设备 900的探测序列， 并将所接收到的探测序列发送给处理器 920。

[57] 通信接口 930与用户侧设备以及处理器 920连接， 主要用于与 所述用户侧设备通过超帧进行通信。

[58] 处理器 920与 10接口 910以及通信接口 930连接，主要用于对所 述探测序列中的每个探测元素进行调制、并且 每个所述探测元素均 调制在连续 M个超帧的下行探测符号上。 其中， 所述探测序列包括 一串 0、 1比特， 并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于或等于 1 的整数。 M为大于或等于 N的整数， N表示所述用户侧设备上行反 馈在 1个下行探测符号上测量出的误差所需的超帧� �数。

[59] 这样， 由于处理器 920利用同一个探测元素调制连续 M个超帧 的下行探测符号， 根据本发明该实施例的网络侧设备 900使得所述 用户侧设备能够利用最多占连续 C个超帧上行时长的上行符号反馈 在 1个探测符号上测量出的误差， 从而确保了用户侧设备的误差反 馈有序地跟随网络侧设备 900的探测调制， 即使在需要使用多个超 帧来上行反馈在一个下行探测符号上测量出的 误差的情况下，也能 够经济准确地计算出所述 DSLAM系统的串音抵消系数。

[60] 在一种可能的实现方式中，处理器 920还可用于重复对所述探 测序列中的每个探测元素进行调制、并且每个 所述探测元素均调制 在连续 M个超帧的下行探测符号上的操作至少一次。 这样， 通过利 用同一个探测序列进行多次探测调制， 可利用多次获得的误差反馈 不断地计算或更新串音抵消系数，从而进一步 提高串音抵消系数的 准确度。

[61 ] 在另一种可能的实现方式中，处理器 920还可用于在对所述探 测序列中的每个探测元素进行调制、并且每个 所述探测元素均调制 在连续 M个超帧的下行探测符号上的操作中， 使被处理器 920调制 的超帧与同一时刻被所述 DSLAM系统中的其它网络侧设备调制的 超帧相同。 这样， 由于所有线路分别使用各自探测序列的探测元 素 对相同时刻的 M个下行探测符号进行重复调制， 这使得 M个下行探 测符号上因线路造成的串音等价，从而能够确 保串音抵消系数的准 确度。

[62] 在另一种可能的实现方式中，处理器 920还可用于通过预定的 方式， 例如 G.993.5中用于标记同步符号的模式（Pattern)的方 式， 使 各所述连续 M个超帧中的第 k个超帧的下行探测符号具有结构固定 的模式。 其中， k为大于或等于 1并且小于或等于 M的整数。 这样， 由于处理器 920使各所述连续 M个超帧中的某个超帧的下行探测符 号具有结构固定的模式，使得所述用户侧设备 能够根据下行探测符 号是否具有结构固定的模式来准确定位连续被 同一个探测元素调 制的 M个超帧， 从而更有助于所述用户侧设备的误差反馈有序 地跟 随网络侧设备 900的探测调制。

[63 ] 在另一种可能的实现方式中， 处理器 920还可用于在 10接口 910接收到 V C E通知的所述 M的值的情况下，将所述 M的值经由通信 接口 930给所述用户侧设备。 这样， 由于网络侧设备 900可动态地根 据所述 VCE的通知更新所述 M的值并经由通信接口 930通知给所述 用户侧设备， 即使所述 DSLAM系统内出现了信道新建或消除， 也 能够确保所述用户侧设备的误差反馈有序地跟 随网络侧设备 900的 探测调制， 从而进一步提高串音抵消系数的准确度。

实施例 5

[64] 图 10示出了本发明又一实施例的一种网络侧设备� ��结构框 图。 所述网络侧设备 1000可以是具备计算能力的主机服务器、 个人 计算机 PC、或者可携带的便携式计算机或终端等。 本发明具体实施 例并不对计算节点的具体实现做限定。

[65] 网络侧设备 1000包括处理器 1010、 通信接口 1020、 10 (Input and Output , 输入输出）接口 1030、 存储器 1040和总线 1050。 其中， 处理器 1010、 通信接口 1020、 10接口 1030以及存储器 1040通过总线 1050完成相互间的通信。

[66] 通信接口 1020用于与 DSLAM系统中的用户侧设备通信。

[67] 10接口 1030用于与 DSLAM系统中的 VCE通信。

[68] 存储器 1040用于存放程序和 /或数据， 该程序可为包括计算机 操作指令的程序代码。存储器 1040可能包含高速 RAM存储器， 也可 能还包括非易失性存储器（non- volatile memory) , 例如至少一个磁 盘存储器。 存储器 1040也可以是存储器阵列。 存储器 1040还可能被 分块， 并且所述块可按一定规则组合成虚拟卷。

[69] 处理器 1010用于程序。 处理器 1010可能是一个中央处理器

CPU , 或者是专用集成电路 ASIC (Application Specific Integrated

Circuit)， 或者是被配置成实施本发明实施例的一个或多 个集成电 路。

[70] 在一种可能的实施方式中， 处理器 1010通过执行存储器 1040 所存储的程序， 而使得所述网络侧设备 1000执行以下操作： 所述网 络侧设备接收所述 VC E分配的探测序列； 其中所述探测序列是有 VCE发送过来的； 以及所述网络侧设备对所述探测序列中的每个 探 测元素进行调制、 并且每个所述探测元素均调制在连续 M个超帧的 下行探测符号上。 其中， 所述探测序列包括一串 0、 1比特， 并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于或等于 1的整数； 以及， M为大 于或等于 N的整数， N表示所述用户侧设备上行反馈在 1个下行探测 符号上测量出的误差所需的超帧个数。

实施例 6

[71] 图 11示出根据本发明一实施例的用户侧设备的结� ��框图。 如 图 11所示， 用户侧设备 1100可应用于包括 VCE、 网络侧设备以及用 户侧设备的 DSLAM系统， 并包括通信单元 1110、 计算单元 1120以 及分载单元 1130。

[72] 其中， 如图 11所示， 通信单元 1110与所述网络侧设备、 计算 单元 1120以及分载单元 1130连接， 主要用于与所述网络侧设备通过 超帧进行通信，例如连续接收下行探测符号已 被所述网络侧设备用 探测序列中的同一个探测元素调制的 M个超帧。 其中， 所述探测序 列包括一串 0、 1比特， 并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于 或等于 1的整数。 M为大于或等于 N的整数， N表示所述用户侧设备 上行反馈在 1个下行探测符号上测量出的误差所需的超帧� �数。

[73] 计算单元 1120与通信单元 1110和分载单元 1130连接， 主要用 于计算在连续 M个超帧中的 L个超帧的下行探测符号上测量出的误 差的统计平均。 其中， L为大于或等于 1并且小于或等于 M的整数。 在 L等于 1的情况下， 所述 L个超帧可以是所述 M个超帧中的任意一 个超帧。 在 L大于或等于 2的情况下， 所述 L个超帧可以是所述 M个 超帧中连续或者断续的多个超帧。

[74] 分载单元 1130与计算单元 1120和通信单元 1110连接， 主要用 于将表示计算单元 1120计算出的所述统计平均的误差数据上行承 载在最多 占连续 C个超帧上行时长的上行符号上， 并将所述 C个超 帧经由通信单元 1110上行反馈给所述网络侧设备。 其中， C为大于 或等于 N并且小于或等于 M的整数。

[75] 这样， 由于分载单元 1130适应于所述网络侧设备利用同一个 探测元素调制连续 M个超帧而利用最多 占连续 C个超帧上行时长的 上行符号反馈在 1个探测符号上测量出的误差， 能够有效确保用户 侧设备 1100的误差反馈有序地跟随所述网络侧设备的� �测调制， 即 使在需要使用多个超帧来上行反馈在一个下行 探测符号上测量出 的误差的情况下， 也能够经济准确地计算出所述 DSLAM系统的串 音抵消系数。

[76] 在一种可能的实现方式中， 用户侧设备 1100还可包括定位单 元 1140。 定位单元 1140与通信单元 1110以及计算单元 1120连接， 主 要用于根据通信单元 1110所接收到的超帧中的下行探测符号是否 具有结构固定的模式来定位所述连续 M个超帧， 并将定位结果告知 给计算单元 1120。 这样， 由于定位单元 1140能够根据下行探测符号 是否具有结构固定的模式准确定位连续被同一 个探测元素调制的 M个超帧， 更有助于确保用户侧设备 1100的误差反馈有序地跟随所 述网络侧设备的探测调制。

[77] 在另一种可能的实现方式中， 用户侧设备 1100还可包括定值 单元 1150。 定值单元 1150与通信单元 1110、 计算单元 1120以及分载 单元 1130连接， 主要用于在通信单元 1110接收到所述网络侧设备通 知的所述 M的值的情况下， 基于所述 M的值和自身 N的值确定或更 新所述 C和 /或 L的值， 并将所述^1、 所述 C和所述 L的值通知给计算 单元 1120和分载单元 1130。其中，所述自身 N的值是指定值单元 1150 基于用户侧设备 1100自身所接入的信道的超帧结构参数和误差� � 馈参数计算出的 N的值。 这样， 由于用户侧设备 1100可通过定值单 元 1150动态地根据所述网络侧设备通知的所述 M的值及时将所述 C 和 /或所述 L调整为适当的值， 即使所述 DSLAM系统内出现了信道 新建或消除， 也能够确保用户侧设备 1100的误差反馈有序地跟随所 述网络侧设备的探测调制， 从而进一步提高串音抵消系数的准确 度。 实施例 7

[78] 图 12示出根据本发明另一实施例的用户侧设备的� ��构框图。 如图 12所示， 用户侧设备 1200可应用于包括 VCE、 网络侧设备以及 用户侧设备的 DSLAM系统， 并包括通信接口 1210和处理器 1220。

[79] 其中， 如图 12所示， 通信接口 1210与所述网络侧设备和处理 器 1220连接， 主要用于与所述网络侧设备通过超帧进行通信 ， 例如 连续接收下行探测符号已被所述网络侧设备用 探测序列中的同一 个探测元素调制的 M个超帧。 其中， 所述探测序列包括一串 0、 1比 特， 并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于或等于 1的整数。 M 为大于或等于 N的整数， N表示所述用户侧设备上行反馈在 1个下行 探测符号上测量出的误差所需的超帧个数。

[80] 处理器 1220与通信接口 1210连接， 主要用于计算在所述连续 M个超帧中的 L个超帧的下行探测符号上测量出的误差的统� �平 均， 并利用最多 占连续 C个超帧上行时长的上行符号承载表示所述 统计平均的误差数据。 其中， L为大于或等于 1并且小于或等于 M的 整数， C为大于或等于 N并且小于或等于 M的整数。 在 L等于 1的情 况下， 所述 L个超帧可以是所述 M个超帧中的任意一个超帧。 在 L 大于或等于 2的情况下， 所述 L个超帧可以是所述 M个超帧中连续或 者断续的多个超帧。

[81 ] 这样， 由于处理器 1220适应于所述网络侧设备利用同一个探 测元素调制连续 M个超帧而利用最多 占连续 C个超帧上行时长的上 行符号反馈在 1个探测符号上测量出的误差， 能够有效确保用户侧 设备 1200的误差反馈有序地跟随所述网络侧设备的� �测调制， 即使 在需要使用多个超帧来上行反馈在一个下行探 测符号上测量出的 误差的情况下， 也能够经济准确地计算出所述 DSLAM系统的串音 抵消系数。

[82] 在一种可能的实现方式中， 处理器 1220还可用于根据通信接 口 1210所接收到的超帧中的下行探测符号是否具� �结构固定的模 式来定位所述连续 M个超帧， 并将定位结果告知给计算单元 1 120。 这样， 由于处理器 1220能够根据下行探测符号是否具有结构固定� � 模式准确定位连续被同一个探测元素调制的 M个超帧， 更有助于确 保用户侧设备 1200的误差反馈有序地跟随所述网络侧设备的� �测 调制。

[83 ] 在另一种可能的实现方式中， 处理器 1220还可用于在通信接 口 1210接收到所述网络侧设备通知的所述 M的值的情况下， 基于所 述 M的值和自身 N的值确定或更新所述 C和 /或 L的值。 其中， 所述自 身 N的值是指处理器 1220基于用户侧设备 1200自身所接入的信道的 超帧结构参数和误差反馈参数计算出的 N的值。 这样， 由于用户侧 设备 1200可通过处理器 1220动态地根据所述网络侧设备通知的所 述 M的值及时将所述 C和 /或所述 L调整为适当的值， 即使所述 DSLAM系统内出现了信道新建或消除， 也能够确保用户侧设备 1200的误差反馈有序地跟随所述网络侧设备的� �测调制，从而进一 步提高串音抵消系数的准确度。

实施例 8

[84] 图 13示出根据本发明又一实施例的用户侧设备的� ��构框图。 所述用户侧设备 1300可以是具备计算能力的主机服务器、个人� �算 机 PC、 或者可携带的便携式计算机或终端等。 本发明具体实施例并 不对计算节点的具体实现做限定。

[85] 用户侧设备 1300包括处理器 13 10、通信接口 1320、存储器 1330 和总线 1340。 其中， 处理器 13 10、 通信接口 1320以及存储器 1330 通过总线 1340完成相互间的通信。

[86] 通信接口 1320用于与 DSLAM系统中的网络侧设备通信。

[87] 存储器 1330用于存放程序和 /或数据， 该程序可为包括计算机 操作指令的程序代码。 存储器 1330可能包含高速 RAM存储器， 也可 能还包括非易失性存储器（non-volatile memory) , 例如至少一个磁 盘存储器。 存储器 1330也可以是存储器阵列。 存储器 1330还可能被 分块， 并且所述块可按一定规则组合成虚拟卷。

[88] 处理器 13 10用于程序。 处理器 13 10可能是一个中央处理器

CPU , 或者是专用集成电路 ASIC (Application Specific Integrated

Circuit)， 或者是被配置成实施本发明实施例的一个或多 个集成电 路。

[89] 在一种可能的实施方式中， 处理器 13 10通过执行存储器 1330 所存储的程序， 而使得所述用户侧设备 1300执行以下操作： 所述用 户侧设备计算在连续 M个超帧中的 L个超帧的下行探测符号上测量 出的误差的统计平均； 以及， 所述用户侧设备利用最多 占连续 C个 超帧上行时长的上行符号反馈表示所述统计平 均的误差数据。 其 中， 所述连续 M个超帧的下行探测符号已被所述网络侧设备� �探测 序列中的同一个探测元素调制； 所述探测序列包括一串 0、 1比特， 并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于或等于 1的整数； L为大 于或等于 1并且小于或等于 M的整数； C为大于或等于 N并且小于或 等于 M的整数， 以及， M为大于或等于 N的整数， N表示所述用户侧 设备上行反馈在 1个下行探测符号上测量出的误差所需的超帧� � 数。

实施例 9

[90] 图 14示出根据本发明一实施例的 VCE的结构框图。 如图 14所 示， 矢量化控制实体 VCE 1400可应用于包括所述 VCE、 网络侧设备 以及用户侧设备的 DSLAM系统， 并包括 10单元 1410、 分配单元 1420、 定值单元 1430以及计算单元 1440。

[91 ] 其中， 如图 14所示， 10单元 1410与所述网络侧设备以及分配 单元 1420、 定值单元 1430和计算单元 1440连接， 主要用于与所述网 络侧设备进行通信。 [92] 分配单元 1420与 10单元 1410连接， 主要用于分配探测序列， 并将所分配的探测序列经由 10单元 1410发送给所述网络侧设备。其 中， 所述探测序列包括一串 0、 1比特， 并且每 a个比特构成 1个探测 元素， a为大于或等于 1的整数。

[93 ] 定值单元 1430与 10单元 1410连接，主要用于基于所述 DSLAM 系统中的各信道的超帧结构参数和误差反馈参 数计算 N的值， 基于 所述 N的值确定所述 M的值， 并将所述 M的值经由 10单元 1410通知 给所述网络侧设备。 其中， N表示所述用户侧设备上行反馈在 1个超 帧的下行探测符号上测量出的误差所需的超帧 个数。 M表示下行探 测符号被所述网络侧设备对所述探测序列中的 同一个探测元素调 制的连续超帧的个数， M为大于或等于 N的整数。

[94] 并且，在所述 DSLAM系统中的收发机的双工模式为时分双工 (TDD)的情况下， 所述超帧结构参数可包括： 每个所述超帧所包含 的 TTD帧的个数《， 每个所述帧所包含的上行符号的个数 6， 以及每 个所述上行符号所能够承载的消息数据的比特 数 X。 所述误差反馈 参数可包括： 对上行反馈误差进行消, ί封装所需的消 , ί开销的期望 比特数 每个所述下行探测符号所包含的需要反馈误差 的矢量化 频带（Vectored Band)个数 ， 第 个矢量化频带包含的需要反馈误差 的子载波的个数 以及表示在第 个矢量化频带每个所述需要反馈 误差的子载波上测量出的误差所需的比特数3^� �� 并且， 在一种可能 的实现方式中， 定值单元 1430可利用如上的公式 6计算所述 N的值。

[95] 另一方面， 在所述 DSLAM系统中的收发机的双工模式为频分 双工（FDD)的情况下， 所述超帧结构参数可包括： 每个所述超帧所 包含的符号的个数 6， 以及每个所述符号所能够承载的上行消息数 据的比特数 x。 所述误差反馈参数可包括： 对上行反馈误差进行消 , ί封装所需的消息开销的期望比特数 ζ； 每个所述下行探测符号所 包含的需要反馈误差的矢量化频带（Vectored Band)个数 ， 第 个矢 量化频带包含的需要反馈误差的子载波的个数 以及表示在第 个矢量化频带每个所述需要反馈误差的子载波 上测量出的误差所 需的比特数 _Λ 。 并且， 在一种可能的实现方式中， 定值单元 1430可 利用如上的公式 7计算所述 Ν的值。

[96] 需要注意的是， 所述对上行反馈误差数据进行消息封装所需 的消息开销的期望比特数 ζ是指对上行反馈误差数据进行消息封装 是消息开销的一个期望值，在一些封装格式中 这个期望值与实际的 开销值可能不一样。 比如， 在类似于 HDLC的封装格式中， 由于透 明字节处理（octet transparency) ,不同净荷（payload)所需的开销不一 样。 在某些情况下， 这个期望值可以设定为 0。

[97] 计算单元 1440与 10单元 1410连接， 用于将经由 10单元 1410从 所述网络侧设备接收到的通过最多 占连续 C个超帧上行时长的上行 符号反馈的误差数据组合成与 1个下行探测符号对应的误差数据， 并基于所组合而成的误差数据计算串音抵消系 数。 其中， C为大于 或等于 N并且小于或等于 M的整数。

[98] 在一种可能的实现方式中， VCE 1400还可包括监测单元 1450。 监测单元 1450与定值单元 1430连接， 主要用于监测所述 DSLAM系统中的信道的变化， 并且在检测到所述 DSLAM系统中新 建或者删除信道时， 使定值单元 1430重新基于所述 DSLAM系统中 当前的各信道的超帧结构参数和误差反馈参数 计算所述 N的值， 并 基于所述 N的值重新确定所述 M的值。 这样， 由于 VCE 1400可通过 监测单元 1450使定值单元 1430动态地根据所述 DSLAM系统中信道 的变化及时将所述 M调整为适当的值， 从而使得即使所述 DSLAM 系统内出现了信道新建或消除，也能够确保所 述用户侧设备和所述 网络侧设备基于合适的所述 M、所述 C和所述 L的值进行探测调制和 误差反馈， 即确保所述用户侧设备的误差反馈有序地跟随 所述网络 侧设备的探测调制， 从而进一步提高串音抵消系数的准确度。 实施例 10

[99] 图 15示出根据本发明另一实施例的 VCE的结构框图。 如图 15 所示， VCE 1500可应用于包括所述 VCE、 网络侧设备以及用户侧设 备的 DSLAM系统， 并包括 10接口 1510和处理器 1520。

[ 100] 其中， 如图 15所示， 10接口 1510与所述网络侧设备以及处理 器 1520连接， 主要用于与所述网络侧设备进行通信。

[ 101 ] 处理器 1520与 10接口 1510连接， 主要用于：

[ 102] 1、 给所述网络侧设备分配探测序列， 并将所述探测序列经由

10接口 1510通知给所述网络侧设备。 其中， 所述探测序列包括一串

0、 1比特， 并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于或等于 1的整 数。

[ 103] 2、 基于所述 DSLAM系统中的各信道的超帧结构参数和误差 反馈参数计算 N的值， 并将所计算出的 N的值经由 10接口 1510通知 给所述网络侧设备。 其中， N表示所述用户侧设备上行反馈在 1个超 帧的下行探测符号上测量出的误差所需的超帧 个数。

[ 104] 3、将经由 10接口 15 10从所述网络侧设备接收到的通过最多占 连续 C个超帧上行时长的上行符号反馈的误差数据� �合成与 1个下 行探测符号对应的误差数据， 并基于所组合而成的误差数据计算串 音抵消系数。 其中， C为大于或等于 N并且小于或等于 M的整数； M 为大于或等于 N的整数， 表示下行探测符号被所述网络侧设备对所 述探测序列中的同一个探测元素调制的连续超 帧的个数。

[ 105] 在一种可能的实现方式中， 在所述 DSLAM系统中的收发机的 双工模式为时分双工（TDD)的情况下， 所述超帧结构参数可包括： 每个所述超帧所包含的 TTD帧的个数《， 每个所述帧所包含的上行 符号的个数 6， 以及每个所述上行符号所能够承载的消 , ί数据的比 特数 χ。 所述误差反馈参数可包括： 对上行反馈误差进行消息封装 所需的消息开销的期望比特数 ζ； 每个所述下行探测符号所包含的 需要反馈误差的矢量化频带（Vectored Band)个数 ， 第 个矢量化频 带包含的需要反馈误差的子载波的个数 以及表示在第 个矢量化 频带每个所述需要反馈误差的子载波上测量出 的误差所需的比特 数 。 并且， 处理器 1520可利用如上的公式 6计算所述 N的值。

[ 106] 在另一种可能的实现方式中，在所述 DSLAM系统中的收发机 的双工模式为频分双工（FDD)的情况下，所述� �帧结构参数可包括： 每个所述超帧所包含的符号的个数 6， 以及每个所述符号所能够承 载的上行消息数据的比特数 x。 所述误差反馈参数可包括： 对上行 反馈误差进行消 , ί封装所需的消 , ί开销的期望比特数 ζ； 每个所述 下行探测符号所包含的需要反馈误差的矢量化 频带（Vectored Band) 个数 ， 第 个矢量化频带包含的需要反馈误差的子载波的 个数 t _k ； 以及表示在第 个矢量化频带每个所述需要反馈误差的子载波 上测 量出的误差所需的比特数 _Λ 。 并且， 处理器 1520可利用如上的公式 7计算所述 Ν的值。

[ 107] 在又一种可能的实现方式中， 处理器 1520还可用于监测所述 DSLAM系统中的信道的变化， 并在检测到所述 DSLAM系统中新建 或者删除信道时， 重新基于所述 DSLAM系统中当前的各信道的超 帧结构参数和误差反馈参数计算所述 N的值， 并基于所述 N的值重 新确定所述 M的值。 这样， 由于 VCE 1500可通过处理器 1520动态地 根据所述 DSLAM系统中信道的变化及时将所述 M调整为适当的 值， 即使所述 DSLAM系统内出现了信道新建或消除， 也能够确保 所述用户侧设备和所述网络侧设备基于合适的 所述^1、 所述 C和所 述 L的值进行探测调制和误差反馈， 即确保所述用户侧设备的误差 反馈有序地跟随所述网络侧设备的探测调制， 从而进一步提高串音 抵消系数的准确度。

实施例 1 1

[ 108] 图 16示出根据本发明又一实施例的 VCE的结构框图。 所述 VCE 1600可以是具备计算能力的主机服务器、 个人计算机 PC、 或 者可携带的便携式计算机或终端等。本发明具 体实施例并不对计算 节点的具体实现做限定。

[ 109] VCE 1600包括处理器 1610、 10接口 1620、 存储器 1630和总线 1640。其中，处理器 1610、 IO接口 1620以及存储器 1630通过总线 1640 完成相互间的通信。

[ 1 10] 10接口 1620用于与 DSLAM系统中的网络侧设备通信。

[ 1 1 1 ] 存储器 1630用于存放程序和 /或数据， 该程序可为包括计算机 操作指令的程序代码。 存储器 1630可能包含高速 RAM存储器， 也可 能还包括非易失性存储器（non-volatile memory) , 例如至少一个磁 盘存储器。 存储器 1630也可以是存储器阵列。 存储器 1630还可能被 分块， 并且所述块可按一定规则组合成虚拟卷。

[ 1 12] 处理器 1610用于程序。 处理器 1610可能是一个中央处理器 CPU , 或者是专用集成电路 ASIC (Application Specific Integrated Circuit)， 或者是被配置成实施本发明实施例的一个或多 个集成电 路。

[ 1 13] 在一种可能的实施方式中， 处理器 1610通过执行存储器 1330 所存储的程序， 而使得所述 VCE 1600执行以下操作： 所述 VCE给所 述网络侧设备分配探测序列； 所述 VCE基于所述 D SLAM系统中的 各信道的超帧结构参数和误差反馈参数计算 N的值， 基于所述 N的 值确定所述 M的值， 并将所述 M的值通知给所述网络侧设备； 以及， 所述 VCE从所述网络侧设备接收通过最多占连续 C个超帧上行时长 的上行符号反馈的误差数据， 将通过所述最多 占连续 C个超帧上行 时长的上行符号反馈的误差数据组成与 1个下行探测符号对应的误 差数据， 并基于所组合而成的误差数据计算串音抵消系 数。 其中， 所述探测序列包括一串 0、 1比特，并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于或等于 1的整数； C为大于或等于 N并且小于或等于 M的整 数； N表示所述用户侧设备上行反馈在 1个超帧的下行探测符号上测 量出的误差所需的超帧个数； 以及， M表示下行探测符号被所述网 络侧设备对所述探测序列中的同一个探测元素 调制的连续超帧的 个数， M为大于或等于 N的整数。

实施例 12

[114] 根据本发明的一实施例， 还提供了一种 DSLAM系统， 该 DSLAM系统包括一个上述 VCE 1400/1500/1600、 至少两个上述网 络 侧 设 备 800/900/1000 以 及 至 少 两 个 上 述 用 户 侧 设 备 1100/1200/1300; 其中上述 VCE 1400/1500/1600将探测序列发送给 上述网络侧设备 800/900/1000， 并将 M的值发送给上述网络侧设备 800/900/1000和用户侧设备 1100/1200/1300。

实施例 13

[115] 在 G.993.5中导频序列由一串 0、 1序列构成， 该序列将依次并 循环地调制在同步符号上。 当 bit为 0时， 当前同步符号的所有探测 子载波（probe tones)调制 4-QAM星座图中的星座点 00(对应为 1 + 1 i); 当 bit为 1时， 当前同步符号的所有探测子载波调制 4-QAM星座图中 的星座点 11(对应为 -1-li；)。

[116] 然而， 在 G.993.5中， 同步符号上有一部分子载波作为 flag tones (标记子载波）用， 这些子载波上不能调制导频序列， 而只同时 调制 4-QAM 11或者 00。 例如， 当确认对端发来的某一个 OLR (在线 重配置）时， 将当前调制的 11切换为 00或者从 00切换为 11， 切换后 继续保持， 直至下一次确认另一个 OLR。

[117] 由于标记子载波的存在， 将使得无法覆盖同步符号的所有子 载波进行探测调制和误差反馈， 这显然将影响信道估计的准确度。

[118] 有鉴于此， 在利用同一个探测元素调制连续 M(M大于或等于 2 )个超帧的下行探测符号的情况下， 可以考虑对所述下行探测符号 的子载波进行分组， 并在将所述探测序列中的一个探测元素调制在 连续 M个超帧的下行探测符号上时， 使所述下行探测符号中的子载 波按组轮流被调制。

[ 1 19] 在一种可能的实现方式中， 如图 17所示， 可将探测符号的子 载波分为两组， 交替使用这两组的子载波作为探测子载波和标 记子 载波。 在图 17中， PS表示探测子载波， SF表示标记子载波。 在这种 情况下， VCE需要向网络侧设备并通过网络侧设备向用户 侧设备通 知探测子载波、 标记子载波在探测符号上的对应形式。

[ 120] 在另一种可能的实现方式中， 如图 18所述， 还可将探测符号 的子载波分为多组， 并且使用例如探测子载波组以第一方式相关、 标记子载波组以第二方式相关等的格式对探测 符号上子载波按组 交替进行调制。 具言之， 在分成 4组的情况下， 探测子载波组内部 调制相同的探测元素， 标记子载波组内部调制互为相反数的星座 点， 从而 VCE只需通知网络侧设备并通过网络侧设备通知 用户侧设 备调制相同的探测元素的一对子载波组为探测 子载波、调制互为相 反数的星座点的一对子载波组为标记子载波， 并且组 1和组 2构成一 对子载波组对， 组 3和组 4同时构成一对子载波组对。

[ 121 ] 这样， 由于探测符号的所有子载波均有机会被探测调 制和误 差反馈， VCE可以获得对应探测符号的所有子载波的完整 误差信 息， 从而可以完整地估计所有子载波上的信道。

[ 122] 另外， 在利用同一个探测元素调制连续 M (M大于或等于 u， u 大于或等于 3)个超帧的下行探测符号的情况下， 可以考虑对所述下 行探测符号的子载波进行分组， 并在将所述探测序列中的一个探测 元素调制在连续 M个超帧的下行探测符号上时， 使所述下行探测符 号中的子载波按组轮流被调制。

[ 123] 在一种可能的实现方式中， 探测符号中的子载波不仅用于探 测调制， 还需要用于例如标记调制之类的其它至少两类 用途， 即探 测符号中的子载波有 u用途（u大于或等于 3)， 鉴于此， 可以将探测 符号的子载波分为 u组， 交替使用这 U组的子载波作为 U类用途。 在 这种情况下， VCE需要向网络侧设备并通过网络侧设备向用户 侧设 备通知所述 u类用途的子载波组在探测符号上的对应形式� �

[ 124] 在另一种可能的实现方式中，探测符号中的子 载波共有 u类用 途（u大于或等于 3)， 鉴于此， 可以将探测符号的子载波分为 u乘以 V 组， 每 V组作为一个子载波组集合以构成 u个子载波组集合， 所述 u 类用途中第 k类用途（k= l， 2， ... ...， u)将使用第 k种相关的格式对 探测符号上 u个子载波组集合轮流进行调制。 从而 VCE只需通知网 络侧设备并通过网络侧设备通知用户侧设备 u个子载波组集合分别 包括的子载波组与子载波以及以第 k种方式相关调制的子载波组集 合用于第 k类用途（k= l， 2， ... ...， u)。

[ 125] 这样， 由于探测符号的所有子载波均有机会被探测调 制和误 差反馈， VCE可以获得对应探测符号的所有子载波的完整 误差信 息， 从而可以完整地估计所有子载波上的信道。

实施例 14

[ 126] 图 19示出根据本发明一实施例的探测调制方法、 误差反馈方 法以及串音抵消系数获取方法的流程图。 如图 19所示， 根据本发明 该实施例的方法可应用于包括 VCE、 网络侧设备以及用户侧设备的 DSLAM系统， 并包括：

[ 127] 在 DSLAM系统内 的线路初始化时， 所述 VCE基于所述 D S L A M系统中的各信道的超帧结构参数和误差反馈� �数计算 N的 值并基于所述 N的值确定 M的值（S 191 1 ) , 并且确定连续 M个超帧中 包含调制探测元素的探测符号的超帧在所述连 续 M个超帧中的位 置， 然后将所述 M的值通知给所述网络侧设备， 并将所述包含调制 探测元素的探测符号的超帧的位置信息通知给 所述网络侧设备。其 中， N表示所述用户侧设备上行反馈在 1个超帧的下行探测符号上测 量出的误差所需的超帧个数。 M表示连续超帧的个数， 并且所述 M 个连续超帧中至少一个超帧的下行探测符号被 所述网络侧设备利 用探测序列中的同一个探测元素调制， M为大于或等于 N的整数。 所述探测序列包括一串 0、 1比特，并且每 a个比特构成 1个探测元素， a为大于或等于 1的整数。

[ 128] 基于此， 所述网络侧设备记录所述 M的值（S 1921 ) , 并将所述 M的值通知给所述用户侧设备。 所述网络侧设备记录所述连续 M个 超帧中包含调制探测元素的探测符号的超帧位 置信息。 并且， 在一 种可能的实现方式中，所述网络侧设备将所述 调制探测元素的超帧 的位置信息通知给所述用户侧设备， 以使用户侧设备正确识别调制 探测元素的下行探测符号。 在另一种可能的实现方式中， 所述网络 侧设备设备并不将所述调制探测元素的超帧的 位置信息通知给所 述用户侧设备， 用户侧设备自行识别调制探测元素的下行探测 符 号。

[ 129] 相应地，所述用户侧设备基于所接收到的所述 M的值和自身 N 的值确定 C和 L的值（S 193 1 )。 其中， 所述自身 N的值是指所述用户侧 设备基于自身所连接的信道的超帧结构参数和 误差反馈参数所计 算出的 N的值。 C为大于或等于 N并且小于或等于 M的整数， L为大 于或等于 1并且小于或等于 M的整数。

[ 130] 另一方面， 所述 VCE给所述网络侧设备分配探测序列 (S 1912) , 并将所分配的探测序列发送给所述网络侧设备 。

[ 13 1 ] 基于此， 所述网络侧设备在接收到所述 VCE分配的探测序列 之后， 对所述探测序列中的每个探测元素进行调制、 并且每个所述 探测元素调制在连续 M个超帧中至少一个超帧的下行探测符号上 (S 1922) , 并将调制后的超帧发送给所述用户侧设备。 其中， 不同 的探测元素被调制在的下行探测符号是不同的 ； 另外在一种可能的 实现方式中， 在所述网络侧设备对所述探测序列中的每个探 测元素 进行调制、 并且每个所述探测元素均调制在连续 M个超帧中至少一 个超帧的下行探测符号上的操作（S 1922)中， 被所述网络侧设备发 送的包含调制探测元素的下行探测符号的超帧 与同一时刻被所述 DSLAM系统中的其它网络侧设备发送的包含调制� ��测元素的下行 探测符号的超帧相同。 这样， 由于所有线路分别使用各自探测序列 的探测元素对相同时刻的至少一个下行探测符 号进行重复调制，从 而能够确保串音抵消系数的准确度。

[ 132] 相应地， 所述用户侧设备计算在所述连续 M个超帧中包含了 调制探测元素的下行探测符号的 L个超帧的下行探测符号上测量出 的误差的统计平均（S 1932) , 并利用最多占连续 C个超帧上行时长的 上行符号反馈表示所述统计平均的误差数据（ S 1933)。 其中， 在 L等 于 1的情况下， 所述 L个超帧可以是所述 M个超帧中包含了调制探测 元素的下行探测符号的任意一个超帧。 在 L大于或等于 2的情况下， 所述 L个超帧可以是所述 M个超帧中包含了调制探测元素的下行探 测符号连续或者断续的多个超帧。 所述最多 占连续 C个超帧上行时 长的上行符号可以是从某个超帧的头部开始的 连续多个超帧的上 行符号，也可以是从某个超帧的任意中间部开 始的连续多个超帧的 上行符号。

[ 133] 这样， 所述 VCE在经由所述网络侧设备接收到通过所述最多 占连续 C个超帧上行时长的上行符号反馈的误差数据� �， 可将通过 所述最多 占连续 C个超帧上行时长的上行符号反馈的误差数据� �合 成与 1个下行探测符号对应的误差数据（S 1913) , 并基于所组合而成 的误差数据计算串音抵消系数（S 1914)。 在一些因消息开销超过预 期而导致的 C大于 M的情况下， 用户侧设备将终止本次反馈误差数 据， 而进入下一次测量误差的反馈。

[ 134] 图 20a〜20c示出通过图 19所示方法进行探测调制和误差反馈 的超帧流示意图。 明显可见， 通过在网络侧设备利用同一个探测元 素调制连续 M个超帧中至少一个超帧的下行探测符号上、 并在用户 侧设备利用最多 占连续 C个超帧上行时长的上行符号反馈在 1个下 行探测符号上测量出的误差数据，根据本发明 一实施例的上述方法 能够使得用户侧设备的误差反馈有序地跟随网 络侧设备的探测调 制， 即使在需要使用多个超帧来上行反馈在一个下 行探测符号上测 量出的误差的情况下， 也能够经济准确地计算出 DSLAM系统的串 音抵消系数。

[ 135] 需要说明的， 尽管图 19中将步骤 S 191 1示出为在步骤 S 19 12之 前进行， 但本发明不限于此， 本领域技术人员应能理解， 步骤 S 1911 也可在步骤 S 1912之后或者与步骤 S 1912同时进行。

[ 136] 此外， 尽管图 19中为了简化图示仅示出了一个探测元素的探 测调制和误差反馈， 但本领域技术人员应能理解， 在实际实施中， 探测序列中的每个探测元素都要进行调制， 以确保所述用户侧设备 至少反馈一个完整的探测序列所对应的所有探 测符号上的误差。并 且， 在一种可能的实现方式中， 所述网络侧设备对所述探测序列中 的每个探测元素进行调制、 并且每个所述探测元素均调制在连续 M 个超帧中至少一个超帧的下行探测符号上的操 作（S 1922)至少重复 一次。 这样， 通过利用同一个探测序列进行多次探测调制， 可利用 多次获得的误差反馈不断地计算或更新串音抵 消系数，从而进一步 提高串音抵消系数的准确度。

[ 137] 在一种可能的实现方式中，在所述 DSLAM系统中的收发机的 双工模式为时分双工（TDD)的情况下， 所述超帧结构参数可包括： 每个所述超帧所包含的 TTD帧的个数《， 每个所述帧所包含的上行 符号的个数 ， 以及每个所述上行符号所能够承载的消 , ί数据的比 特数 χ。 所述误差反馈参数可包括： 对上行反馈误差数据进行消息 封装所需的消息开销的期望比特数 ζ； 每个所述下行探测符号所包 含的需要反馈误差的矢量化频带（Vectored Band)个数 ， 第 个矢量 化频带包含的需要反馈误差的子载波的个数 ^；以及表示在第 个矢 量化频带每个所述需要反馈误差的子载波上测 量出的误差所需的 比特数 _Λ 。 并且， 所述 VCE可利用如下的公式 6计算所述 Ν的值， 其 中「 _α ]表示。向上取整数。

Ν : (公式 6)

[ 138] 在另一种可能的实现方式中，在所述 DSLAM系统中的收发机 的双工模式为频分双工（FDD)的情况下，所述� �帧结构参数可包括： 每个所述超帧所包含的符号的个数 6， 以及每个所述符号所能够承 载的上行消息数据的比特数 x。 所述误差反馈参数可包括： 对上行 反馈误差数据进行消 , ί封装所需的消 , ί开销的期望比特数 ζ； 每个 所述下行探测符号所包含的需要反馈误差的矢 量化频带（Vectored Band)个数 ， 第 个矢量化频带包含的需要反馈误差的子载波的 个 数 ;以及表示在第 个矢量化频带每个所述需要反馈误差的子载波 上测量出的误差所需的比特数3^。 并且， 所述 VCE可利用如下的公 式 7计算所述 N的值， 其中「 _α ]表示 _Ω 向上取整数。

² +∑^,

Ν :

bx

[ 139] 需要注意的是， 在 VCE利用上述公式 6或公式 7计算所述 N的 值时， 在 DSLAM系统包括 1个信道的情况下， 将针对该信道计算出 的 N值作为整个 DSLAM系统的 N值；而在 DSLAM系统包括多个信道 的情况下， 则将针对各个信道计算 N值， 并优选将最大的 N值作为 整个 DSLAM系统的 N值，以确保所有用户侧设备的误差反馈均有� � 地跟随网络侧设备的探测调制。 此外， 所述对上行反馈误差数据进 行消息封装所需的消息开销的期望比特数 z是指对上行反馈误差数 据进行消 , 封装是消息开销的一个期望值，在一些封装格 式中这个 期望值与实际的开销值可能不一样。 比如， 在类似于 HDLC的封装 格式中， 由于透明字节处理（octet transparency) , 不同净荷（payload) 所需的开销不一样。 在某些情况下， 这个期望值可以设定为 0。

[ 140] 在又一种可能的实现方式中， 在所述网络侧设备对所述探测 序列中的每个探测元素进行调制、并且每个所 述探测元素均调制在 连续 M个超帧中至少一个超帧的下行探测符号上的� �作（S 1922)中， 被所述网络侧设备发送的包含调制探测元素的 下行探测符号的超 帧与同一时刻被所述 DSLAM系统中的其它网络侧设备发送的包含 调制探测元素的下行探测符号的超帧相同。 这样， 由于所有线路分 别使用各自探测序列的探测元素对相同时刻的 至少一个下行探测 符号进行重复调制， 从而能够确保串音抵消系数的准确度。

[ 141 ] 在又一种可能的实现方式中， 在所述网络侧设备对所述探测 序列中的每个探测元素进行调制、并且每个所 述探测元素均调制在 连续 M个超帧中至少一个超帧的下行探测符号上的� �作（S 1922)中， 所述网络侧设备可通过预定的方式，例如 G.993.5中用于标记同步符 号的模式（ Pattern)的方式， 使各所述连续 M个超帧中的第 k个超帧 的下行探测符号具有结构固定的模式。 其中， k为大于或等于 1并且 小于或等于 M的整数。 这样， 由于所述网络侧设备使各所述连续 M 个超帧中的某个超帧的下行探测符号具有结构 固定的模式，使得所 述用户侧设备能够根据下行探测符号是否具有 结构固定的模式来 准确定位连续的 M个超帧， 从而更有助于所述用户侧设备的误差反 馈有序地跟随所述网络侧设备的探测调制。

实用性

[ 142] 根据本发明实施例所提供的探测调制方法、 误差反馈方法、 串音抵消系数获取方法以及相应的网络侧设备 、 用户侧设备、 矢量 化控制实体和 DSLAM系统， 通过在网络侧设备利用同一个探测元 素调制连续 M个超帧、 并在用户侧设备利用最多 占连续 C个超帧上 行时长的上行符号反馈在 1个下行探测符号上测量出的误差数据， 根据本发明一实施例的方法能够使得用户侧设 备的误差反馈有序 地跟随网络侧设备的探测调制， 即使在需要使用多个超帧来上行反 馈在一个下行探测符号上测量出的误差的情况 下，也能够经济准确 地计算出 D SLAM系统的串音抵消系数。

[ 143] 本领域普通技术人员可以意识到， 本文所描述的实施例中的 各示例性单元及算法步骤， 能够以电子硬件、 或者计算机软件和电 子硬件的结合来实现。 这些功能究竟以硬件还是软件形式来实现， 取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。 专业技术人员可以针 对特定的应用选择不同的方法来实现所描述的 功能，但是这种实现 不应认为超出本发明的范围。

[ 144] 如果以计算机软件的形式来实现所述功能并作 为独立的产品 销售或使用时， 则在一定程度上可认为本发明的技术方案的全 部或 部分（例如对现有技术做出贡献的部分）是以 计算机软件产品的形 式体现的。该计算机软件产品通常存储在计算 机可读取的存储介质 中， 包括若干指令用以使得计算机设备（可以是个 人计算机、 服务 器、 或者网络设备等）执行本发明各实施例方法的 全部或部分步骤。 而前述的存储介质包括 U盘、 移动硬盘、 只读存储器（ROM， Read-Only Memory)、 随机存取存储器 (RAM， Random Access Memory)、 磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质 。

[ 145] 以上所述， 仅为本发明的具体实施方式， 但本发明的保护范 围并不局限于此， 也可以考虑将发明应用于 LTE-A的异构网络中， 任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露 的技术范围内， 可轻 易想到变化或替换， 都应涵盖在本发明的保护范围之内。 因此， 本 发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围 为准。