Die Erfindung betrifft einen sequentiellen breitbandigen Doherty Leistungsverstärker mit einstellbarem Ausgangsleistungs-Back-Off.

Hintergrund der Erfindung Moderne drahtlose Kommunikationssysteme, wie solche, die beispielsweise auf W-CDMA, WiMax oder LTE basieren, wurden mit dem Ziel entwickelt hohe Datenraten bei einer effizienten Spektrums- Nutzung bereitzustellen.

Dies wird in aller Regel durch eine Vielzahl von komplexen Modulationsarten erreicht, die hierfür verwendet werden. Dabei ist festzustellen, dass diese komplexen Modulationsarten Signale mit einem hohen Verhältnis {peak-to-average power ratio - PAR) von Spitzenleistung (PEP - Peak Envelope Power) zu Durchschnittsleistung {P _avg ) in der Größenordnung von circa 6 - 12 dB verwenden.

In vielen Bereichen der drahtlosen Kommunikationstechnik ist die Linearität des

Übertragungsverhaltens eine der Kernforderungen. Insbesondere bei digitalen

Übertragungssystemen ist dies von eminenter Wichtigkeit.

Nichtlinearitäten in Sendern begünstigen unerwünschte Aussendungen, welche die

Verbindungsqualität von anderen Teilnehmern bzw. anderen Übertragungsdiensten beeinträchtigen.

Zudem werden durch die Nichtlinearitäten Verzerrungen bewirkt, die sich negativ auf die Qualität der eigenen Verbindung auswirken. Bisher wurde diesem Problem dadurch begegnet, dass die Hochfrequenz Endstufen gegenüber der mittleren Ausgangsleistung überdimensioniert wurden. So z.B. sind Ausgangsleistungsreserven (Back off, BO} von 10 dB oder mehr keine Seltenheit, um die geforderte Linearität sicherzustellen.

Diese Überdimensionierung des Systems hat zahlreiche Nachteile. Zum einen sind die

Herstellungskosten höher. Zum anderen ist die Leistungsausbeute gering, d.h. der Wirkungsgrad eines Senders nimmt mit zunehmendem Back off rapide ab. Mit sinkendem Wirkungsgrad steigt die Verlustleistung an. Um die dabei entstehende Abwärme abzuleiten müssen entsprechende

Kühlungen vorgesehen sein.

So müssen beispielsweise in Basisstationen Kühlaggregate eingebaut werden, deren ständiger Betrieb die Leistungsbilanz der Basisstation bei Einbezug der notwendigen Kühlleistung noch weiter

-i- verschlechtert. Typische Werte für den Wirkungsgrad von modernen Basisstationen liegen deshalb oft im einstelligen Prozentbereich.

Um diesem Problem zu begegnen wurden in der Vergangenheit große Anstrengungen unternommen.

Unter anderem wurden verschiedene Ansätze vorgestellte, wie z.B. envelope elimination and restoration (EER), outphasing oder LI NC {linear amplification using nonlinear components) als auch eine aktive Lastmodulation.

Diese Ansätze sind jedoch komplex und können nicht ohne weiteres in bestehende Systeme als Ersatz für andere Leistungsverstärker integriert werden, sondern erfordern umfangreiche

Anpassungen.

Andere Ansätze auf Basis von sogenannten Doherty Leistungsverstärkern zeigen jedoch nur bei Einsatz von sogenannten symmetrischen Doherty Leistungsverstärkern lediglich einen Back-Off von 6 dB und sind daher für Systeme mit einer höheren Back-Off-Anforderung nicht verwendbar.

Dies ist nur mit sogenannten unsymmetrischen Doherty Leistungsverstärkern darstellbar. Jedoch ist dies in aller Regel nur zu Lasten des Wirkungsgrades, der Verstärkung und/oder zu Lasten der Bandbreite möglich. Für breitbandige unsymmetrischen Doherty Leistungsverstärkern kann in aller Regel davon ausgegangen werden, dass diese ebenfalls einen Ausgangsleistungs-Back-Off in der Größenordnung um 6 dB zur Verfügung stellen.

Zwar existieren neuerdings Ansätze für digitale Doherty Le ist u ngsverstä rke r, jedoch zeichnen sich diese wiederum durch eine enorme Komplexität für die notwendige unabhängige Steuerung von Amplitude und Phase zweier kohärenter Signale aus.

Es wäre daher wünschenswert einen Verstärker bereitzustellen, der breitbandig einen höher Back- Off zur Verfügung stellen kann, der einfach variiert werden kann und somit einen verbesserten mittleren Wirkungsgrad für verschiedene Modulationsverfahren bietet.

Die Aufgabe wird gelöst durch einen sequentiellen breitbandigen Doherty Leistungsverstärker mit einstellbarem Ausgangsleistungs-Back-Off gemäß Anspruch 1. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen sind insbesondere Gegenstand der abhängigen Ansprüche.

Nachfolgend wird die Erfindung näher unter Bezug auf die Figuren erläutert. In diesen zeigt:

Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild vor erfindungsgemäßen Ausführungsformen,

Fig.2 ein beispielhafter Drain-Wirkungsgrad in Prozent über der Ausgangsleistung (Output Power) in dBm für verschieden Werte eines Impedanzinverters Z _T ,

Fig. 3 ein beispielhafter Drain-Wirkungsgrad in Prozent über der Ausgangsleistung (Output Power) in dBm für verschiede Verhältnisse der Versorgungsspannungszuführung zum ersten und zweiten Verstärkerzweig V ₀ ,JV _D,P , und

Fig. 4 eine beispielhafte Lastmodulation und die dazugehörigen Drain-Ströme gemäß einer

Ausführungsform der Erfindung. In Figur 1 ist ein schematisches Blockschaltbild gemäß Ausführungsformen der Erfindung wiedergegeben.

Dieser sequentielle breitbandige Doherty Leistungsverstärker mit einstellbarem Ausgangsleistung- Back-Off weist mindestens einen Eingang zur Entgegennahme von mindestens einem breitbandigen HF-Signal auf.

In Figur 1 wird z.B. ein breitbandiges HF-Signal RF an einem ersten Eingang l _x und an einem zweiten Eingang l ₂ bereitgestellt.

Das breitbandige HF-Signal oder die breitbandigen HF-Signal RF weisen zumindest ein mittleres Leistungsniveau (P _avg ) und ein Spitzenleistungsniveau (PER) auf, wobei das mittlere Leistungsniveau und das Spitzenleistungsniveau einen Crest-Faktor C = PEP/P _avg definieren. Optional kann wie in Figur 1 gezeigt ein breitbandiges HF-Signal RF _m mittels eines (oder mehrerer) Leistungsteiler DIV den beiden Eingängen ^ und l ₂ zur Verfügung gestellt werden.

Weiterhin weist der erfindungsgemäße sequentielle Doherty Leistungsverstärker einen ersten Verstärkerzweig zur Verstärkung des Eingangssignales auf, wobei der erste Verstärkerzweig im Wesentlichen die Verstärkung für niedrige und zumindest das mittlere Leistungsniveau bereitstellt.

Dieser Verstärkerzweig ist z.B. in Figur 1 in der oberen Hälfte (im Wesentlichen oberhalb der gestrichelten Linie) dargestellt und kann z.B. als ein Verstärker auf GaN-Basis (Gallium Nitrid) ausgeführt in HEMT (High Electron Mobility Transistor) sein, z.B. ein 6 W GaN-HEMT. Dieser erste Verstärkerzweig kann beispielsweise ein Carrier Class AB Verstärker sein.

Weiterhin weist der erfindungsgemäße sequentielle Doherty Leistungsverstärker mindestens einen zweiten Verstärkerzweig zur Verstärkung des Eingangssignales auf, wobei der zweite Verstärkerzweig im Wesentlichen die Verstärkung für das Spitzenleistungsniveau bereitstellt.

Dieser Verstärkerzweig ist z.B. in Figur 1 in der unteren Hälfte (im Wesentlichen unterhalb der gestrichelten Linie) dargestellt und kann z.B. als ein Verstärker auf GaN-Basis (Gallium Nitrid) ausgeführt in HEMT (High Electron Mobility Transistor) sein, z.B. ein 10 W GaN-HEMT. Dieser erste Verstärkerzweig kann beispielsweise ein Class C Verstärker sein.

In den Ausführungsformen gemäß der Erfindung ist der Ausgang des ersten Verstärkerzweiges - gekennzeichnet durch Z _c , - über einen Impedanzinverter Z _T mit dem Ausgang des zweiten

Verstärkerzweiges - gekennzeichnet durch Z _p - an der Verbindungsstelle CN verbunden ist. Obwohl der Impedanzinverter Z _T als ein konzentriertes Element dargestellt ist, können je nach

Anforderung auch andere Varianten, insbesondere ein Impedanzinverternetzwerk, vorgesehen sein. Die Verbindungsstelle CN ist im Wesentlichen unmittelbar impedanzangepaßt an die Last Z ₀ angeschlossen. Der erster Verstärkerzweig und der zweite Verstärkerzweig verfügen jeweils über eine Versorgungsspannungszuführung, wobei zumindest eine der Versorgungsspannungszuführungen in Abhängigkeit des Crest-Faktors des zu verstärkenden Signals variabel ist und somit das Verhältnis der beiden Versorgungsspannungen variiert werden kann.

Weiterhin ist der erfindungsgemäße sequentielle Doherty Leistungsverstärker so ausgeführt, dass die Signallaufzeit durch die mindestens zwei Verstärkerzweige im Arbeitsbereich im Wesentlichen identisch ist.

Mit einer solchen Anordnung sind ohne weiteres Bandbreiten von 500 und mehr MHz und einem einstellbaren Ausgangsieistungs-Back-Off von mindestens 6 dB bis 12 dB und darüber hinaus herstellbar.

In dem vorgestellten erfindungsgemäßen sequentiellen Doherty Leistungsverstärker wird der erste Verstärkerzweig (Carrier) im Wesentlichen so dimensioniert, dass er bei einem vordefinierten Ausgangsleitungs-Back-Off gesättigt ist, wenn er in die optimale Last arbeitet. Steigt die

Eingangsleistung weiter an, übernimmt mit zunehmender Leistung der zweite Verstärkerzweig die Verstärkung des Signals. Diese Übergabe geschieht durch die aktive Lastmodulation der Impedanz am Ausgang des ersten Verstärkers. Diese Impedanz nimmt mit steigender Eingangsleistung kontinuierlich ab, sodass der effektive Beitrag des ersten Verstärkerzweigs zur gesamten an die Last gelieferte Leistung abnimmt. Dann ist der Beitrag des ersten Verstärkerzweiges (Carrier) bei maximaler Leistung der Gesamtanordnung eher gering und der wesentliche Anteil der

Ausgangsleitung wird durch den zweiten Verstärkerzweig bzw. weitere Verstärkerzweige zur Verfügung gestellt.

Hierdurch wird ein weicher Übergang zwischen dem ersten und dem zweiten und/oder weiteren Verstärkerzweigen innerhalb der aktiven Lastmodulationsregion zur Verfügung gestellt.

Um dies zu bewerkstelligen muss an der Verbindungsstelle CN der erste Verstärkerzweig von dem zweiten und/oder weiteren Verstärkerzweigen virtuell getrennt werden.

Mit anderen Worten muss die Impedanz Z _T in Bezug auf die Verbindungsstelle CN aus der Sicht des ersten Verstärkerzweiges bei Sättigung hoch sein. Hierdurch wird es ermöglicht sowohl einen breitbandigen ersten Verstärkerzweig und einen breitbandigen zweiten Verstärkerzweig und/oder weitere breitbandige Verstärkerzweige zu kombinieren und somit den gewünschten

Ausgangsleistungs-Back-Off über eine große Bandbreite zur Verfügung zu stellen.

Der erfindungsgemäße sequentielle Doherty Leistungsverstärker benötigt dabei wegen eines verminderten Impedanztranformationsverhältnisses keinerlei Impedanzanpassungsnetzwerk auf der Ausgangsseite zur Last Z ₀ hin. Hierdurch wird die Größe der Schaltung erheblich verkleinert und zudem wird der negative Einfluss auf die verfügbare Bandbreite zum einen durch die primären Eigenschaften eines solchen Impedanzanpassungsnetzwerks als auch durch die parasitären Effekte vermieden. Insbesondere, durch die Verwendung eines geeigneten Leistungsteiler DIV kann sichergestellt werden, dass der erste Verstärkerzweig in Sättigungsbetrteb betrieben werden kann. Hierzu kann der sequentielle Doherty Leistungsverstärker in einer Ausführungsform der Erfindung z.B. mit einem 3dB Leistungsteiler DIV ausgestattet sein, so dass beide Verstärkerzweige ein HF-Signal RF gleicher Leistung an den jeweiligen Eingängen und l ₂ erhalten.

Aus Sicht der Verbindungsstelle CN ergibt sich für die virtuelle Impedanz Z _c (Siehe Figur 1) in Bezug auf den ersten Verstärkerzweig im Beispiel der Ausführungsform der Figur 1 zu

@ BO

z ₀

Z„ =

z ²

^T @ PEP

oZ ₀ wobei BO den Betriebsmodus bei Back-Off der Ausgangsleitung bezeichnet und PEP den

Betriebsmodus bei Hüllkurvenspitzenleistung (Peak Envelope Power) bezeichnet, und

/ V - V

a = 1 4-— '- ^■ aus den Strömen / _p ; _strt , / _c/saf der jeweiligen Verstärkerzweige bei

Sättigung des jeweiligen Verstärkerzweiges und den jeweiligen Versorgungsspannungen V _{DD p} , V _{DO c} der Verstärkerzweige und den Kniespannungen V _p , V _Kc der jeweiligen Verstärkerzweige ableitbar ist. Aus Sicht der Verbindungsstelle CN ergibt sich für die virtuelle Impedanz Z _p (siehe Figur 1) in Bezug auf den zweiten Verstärkerzweig im Beispiel der Ausführungsform der Figur 1 zu @ BO

P ßZ @ PEP '

wobei BO den Betriebsmodus bei Back-Off der Ausgangsleitung bezeichnet und PEP den

Betriebsmodus bei Hüllkurvenspitzenleistung (Peak Envelope Power PEP) bezeichnet, und ß = ^a a - \

I V - V

mit a = 1 +—"" ^ίΗ> --- ' ^~~ - aus den Strömen l _P i _sat , / _c / _sot der jeweiligen Verstärkerzweige bei

Sättigung des jeweiligen Verstärkerzweiges und den jeweiligen Versorgungsspannungen V _DDp , V _{DD c} der Verstärkerzweige und den Kniespannungen V _f V _k der jeweiligen Verstärkerzweige ableitbar ist.

Hieraus kann auch die Charakteristik des Impedanzinverters Z _T abgeleitet werden:

(V - V ) ² - Z ²

— ^~ , wobei BO (in dB) als bestimmtes Ausgangsleistung-Back-Off

10 ^{10 ■} (V _i

bestimmt ist zu

Wenn neben dem zweiten Verstärkerzweig (Peak) noch weitere Verstärkerzweige vorgesehen sein sollten, so ergibt sich für jeden der zweiten und weiteren Verstärkerzweige in Bezug auf den ersten Verstärkerzweig (Carrier) ein ähnliches Bild.

Weiterhin kann der sequentielle breitbandige Doherty Leistungsverstärker noch weiter

Komponenten wie z.B. Offset Lines auf der Eingangsseite OL, und/oder auf der Ausgangsseite OL ₀ und innerhalb der jeweiligen Verstärkerzweige ein Input Matching Network INMj, INM ₂ sowie ein Lastübertragungsnetzwerke LTN^ LTN , denen auch Aufgaben wie eine notwendige

Phasenverschiebung PCN - z.B. eine λ/4 Phasenverschiebung analog zu einer λ/4 eines

Impendanzinverters Z _T - zukommen kann, aufweisen, wobei es für das Verständnis der Erfindung auf diese Elemente nicht ankommt. Diese Elemente stellen soweit erforderlich sicher, dass die

Signallaufzeiten in den Verstärkerzweigen nahezu identisch sind, sodass Nichtlinearitäten vermieden werden.

Wie bereits zuvor dargestellt kann mit der erfindungsgemäßen Anordnung erreicht werden, dass mit einem einzigen Eingangssignal RF _in eine Doherty-Verstärkung mir einer Lastmodulation erzielt werden kann.

Daher kann die vorgestellte Anordnung ohne weiteres in bestehende Konzepte integriert werden und bisherige Leistungsverstärker ersetzen ohne dass ein Neuentwurf nötig wäre.

Weiterhin wird ein einstellbares Ausgangsleistungs-Back-Off zur Verfügung gestellt. Dabei ist der Grad des Ausgangsleistungs-Back-Off als eine Funktion des Impedanzinverters Z _T und/oder der gleichen oder unterschiedlichen Versorgungsspannungszuführung des ersten

Verstärkerzweigs und des zweite Verstärkerzweigs einstellbar (letzteres z.B. unter Annahme, dass die Kniespannung etwa 0 V beträgt). Hierdurch kann der Ausgangsleistungs-Back-Off BO gemäß der obigen Formel ohne weiteres angepasst werden. In Figur 2 ist der Drain-Wirkungsgrad in Prozent über der Ausgangsleistung Output Power in dBm für verschieden Werte eines Impedanzinverters Z _T aufgezeigt. Dabei ist ersichtlich, dass mit

zunehmenden Widerstand Z _T des Impedanzinverters die Drain Efficiency zunimmt und die charakteristischen Maxima weiter auseinanderstreben, sodass der Ausgangsleistungs-Back-Off BO ohne weiteres höhere Werte erreichen kann als die bekannten Lösungen aus dem Stand der Technik. Auch ist somit die Einstellbarkeit über den Impedanzinverter Z _T ohne weiteres möglich.

Im Fall der Figur 2 ergibt sich für Z _T von beispielhaften 62.5 Ω ein Wert von circa 10 dB bei einer Bandbrette von circa 500 MHz. Hier ergibt sich auch vorteilhafterweise ein günstiges niedriges Impedanztransformationsverhältnis, das gegen 1 tendiert, und somit eine große Bandbreite ermöglicht.

Aus Figur 2 ist zudem ersichtlich, dass mit zunehmender Leistung auf der Eingangsseite der zweite Verstärkerzweig gleitend übernimmt. Dabei ist das erste Maximum der Drain-Effizienz im Wesentlichen durch den ersten Verstärkerzweig bedingt, wohingegen hin zum zweiten (Rand-) Maximum der zweite Verstärkerzweig im wesentlich ausschlaggebend ist.

In Figur 3 ist die Drain Efficiency in Prozent über der Ausgangsleistung Output Power in dBm für verschieden Verhältnisse der Versorgungsspannungszuführung zum ersten und zweiten

Verstärkerzweig V _{D c} /V _{0 p} aufgezeigt. Hier wird beispielhaft der Ausgangsleistungs-Back-Off BO nur mit einer variierenden Versorgungsspannungszuführung V _{D c} (der Drain-Bias-Spannung) des ersten Verstärkerzweiges erreicht während die Versorgungsspannungszuführung V _{D p} (der Drain-Bias- Spannung) des zweiten Verstärkerzweiges konstant bleibt. Alternativ kann natürlich auch die Versorgungsspannungszuführung V _{D p} des zweiten Verstärkerzweiges variiert werden und die Versorgungsspannungszuführung V _{D p} des ersten Verstärkerzweiges konstant bleiben oder aber beide Versorgungsspannungszuführungen können entsprechend geregelt werden.

Bevorzugt wird jedoch der erste Verstärkerzweig geregelt werden, da dies besonders einfach möglich ist.

Im Fall der Figur 3 ergibt sich für V _{D c} /V _{D p} unter der Annahme eines Impedanzinverters Z _T von beispielhaften 62.5 Ω und einer konstant gehaltenen Versorgungsspannungszuführung V _{D p} =30 V, dass mit abnehmenden Verhältnis der Versorgungsspannungszuführung der Ausgangsleistungs-Back- Off ansteigt.

Vor diesem Hintergrund kann ein beispielhafter Designvorgang wie folgt skizziert werden:

Zunächst wird der erste Verstärkerzweig breitbandig erstellt, sodass der erste Verstärkerzweig in etwa maximale Effizienz P _c>sat erreicht. Dieses P _CjSa t entspricht in etwa dem gewünschten

Ausgangsleistungs-Back-Off des vollständigen sequentiellen breitbandigen Doherty

Leistungsverstärkers für eine definierte Last Z ₀ (z.B. 50 Ω ). Dies entspricht in etwa der Bestimmung des Wertes Z _c . Beispielsweise wird in Figur 2 P _c>sat dem unteren Maximum entsprechen.

In einem weiteren Schritt wird dann der zweite Verstärkerzweig breitbandig erstellt, sodass der zweite Verstärkerzweig die maximale Effizienz P _{p s3t} erreicht. Dieses P _PiSat entspricht der minimalen

Ausgangsleistung des vollständigen sequentiellen breitbandigen Doherty Leistungsverstärkers für das ßZ ₀ System oder in etwa der Bestimmung von Z _p . Beispielsweise wird in Figur 2 P _PjSa , dem oberen (Rand-) Maximum entsprechen.

Anschließend werden die beiden Verstärkerzweige miteinander unter Einsatz eines Imedanzinverters Z _T miteinander kombiniert. In aller Regel kann hierfür eine λ/4 Wellenleiter, z.B. als Stripline, der sich gemäß dem obigen Formelzusammenhang ergebenden Impedanz Z _T hierfür verwendet werden.

Soweit notwendig kann dann an Hand der Parameter, wie z.B. der Versorgungsspannungszufuhr und/oder des Impedanzinverters Z _T , eine weitere Optimierung durchgeführt werden.

Beispielhaft ergibt sich dabei z.B. folgende Konfiguration: Im ersten Verstärkerzeig kommt ein beispielhafter 6 W GaN HEMT Verstärker zum Einsatz während im zweiten Verstärkerzeig ein 10 W GaN HEMT Verstärker zum Einsatz kommt. An den ersten Verstärkerzweig wird eine Bias-Spannung V _{G c} =-2.8 V bei einer Drain-Spannung V _{D c} = 12 V angelegt. An den zweiten Verstärkerzeig wird eine Bias-Spannung V _G,p =-6 V bei einer Drain-Spannung V _{D p} = 30 V angelegt. Diese zwei Verstärkerzweige werden für ein Ausgangsleitungs-Back-Off von 10 dB über einen Impedanzinverter Ζ _τ =62.5 Ω (gemäß obiger Rechenvorschrift) verbunden. Nun kann unter der Annahme, dass der Drain-Strom der beiden Verstärkerzweige bei Sättigung in etwa identisch ist, d.h. l _Pi53t =l _c>sat a=3.5 und ß=1.4 bestimmt werden, woraus sich wiederum ergeben. Dies entspricht auch Figur 4 in der

die Lastmodulation Z _1T , Z _p und Z _c aus der Sicht der Verbindungsstelle CN und der jeweilige Drain- Strom der jeweiligen Verstärkerzweiges über der Ausgansleitung in dBm aufgezeigt sind.

Hierdurch wird es ermöglicht sequentielle breitbandige Doherty Leistungsverstärker zu erstellen, bei denen das Verhältnis von Spitzenleistung zu Durchschnittsleistung mehr als 6 dB beträgt und insbesondere sequentielle breitbandige Doherty Leistungsverstärker bereitzustellen, bei denen das Verhältnis von Spitzenleistung zu Durchschnittsleistung einstellbar 6 dB bis 12 dB beträgt.

Breitbandtg gemäß der Erfindung ist dabei als eine Bandbreite von 300 MHz und mehr, insbesondere 500 MHz und mehr zu verstehen.

Mit dem oben skizzierten Verfahren wurde ein Leistungsverstärker mit einer Bandbreite von mehr als 500 MHz mit 10 Watt und einem Ausgangsleitungs-Back-Off von 10 dB realisiert, um das

Designkonzept zu verifizieren. Dabei konnte das erwartete Doherty-Verhalten mit einem

einstellbaren Ausgangsleistungs-Back-Off von 8-11 dB über einen Frequenzbereich von 1.8 bis 2.4 GHz gezeigt werden. Dabei wurde eine Drain Efficiency von jenseits 65 % über einen

Frequenzbereich von 300 MHz und mehr als 58 % über einen Frequenzbereich von 500 MHz bei Sättigung erzielt. Auch bei einem beispielhaften 10 MHz breiten LTE-Signal mit einem PAR von 7.5 dB bei 2.1 GHz wurde eine Drain Efficiency von etwa 53 % erzielt, wobei das adjacent Channel leakage ratio (ACLR) -44.2/ - 48.7 dBc bei einer durchschnittlichen Ausgangsleistung von 32.7 dBm beträgt.