Die vorliegende Erfindung betrifft einen Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler.

Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlersind im Stand derTechnik bekannt. Das Prinzip der Sigma-Delta-Modulation beruht auf einer Messung des Eingangssignals. Der dabei entstehende Messfehler wird integriert und übereine Rückkopplung schrittweise kompensiert. In Figur 2 ist eine beispielshafte Ausgestaltung eines Sigma-Delta-Wandlers dargestellt. Der in Figur 2 dargestellte Sigma-Delta-Wandler weist im Wesentlichen drei Komponenten auf. Einen Filter, im einfachsten Fall einen Integrator 20 in einer Reihenschaltung zu einem Quantisierer 12. Das Ausgangssignal y(n) des Quantisierers 12 wird mittels einer Rückkopplung 14 übereinen Digital-Analog-Wandler 13 (DAC - digital to analog Converter) über ein Summierglied zu dem Integrator 20 zurückgeführt. In einer reellen Implementierung ist der Ausgang y(n) ein digitales Signal. Der Integrator stellt einen analogen Block dar. Deshalb wird in der Rückkopplung ein Digital-Analog-Wandler 13 zum Wandeln des digitalen Signals in ein analoges Signal eingesetzt.

Bekannte Sigma-Delta-Modulatoren (SDM), insbesondere zeitkontinuierliche (CT) Sigma-Delta-Modulatoren verwenden eine zeitkontinuierliche Integration. Im Allgemeinen werden zeitkontinuierliche Integratoren als aktive Widerstand-Kondensator-Integratoren (RC-lntegratoren) auf der Basis von Operationsverstärkern ausgeführt. In Figur 3 ist ein zeitkontinuierlicher Integrator, in der Form eines RC-lntegrators dargestellt. Der in Figur 3 dargestellte zeitkontinuierliche Integrator weist einen Operationsverstärker 24 (OpAmp) auf, der die Differenzspannung an den beiden Eingängen in einen proportionalen Ausgangsstrom umwandelt. In dem Rückkopplungspfad des Operationsverstärkers 24 ist die Kapazität 22 und der Widerstand 23 als externe Beschaltung geschaltet. Über diese Beschaltung wird die Zeitkonstante bestimmt. Auf Grund der virtuellen Masse des Operationsverstärkers fließt durch den Widerstand ein Strom, welcher auf der Kapazität 22 integriert wird und die Ausgangsspannung u(t) erzeugt. Diese wird einem Quantisierer (nicht dargestellt) zum Erzeugen eines Ausgangssignals y(n) bereitgestellt. RC-lntegratoren weisen eine hohe Integrator-Linearität und somit eine hohe Analog-Digital-Wandler - Genauigkeit auf. Nachteilig bei den RC-lntegratoren ist die relativ hohe Verlustleistung des Operationsverstärkers. Weiterhin nachteilig ist die über die RC-Beschaltung einzustellende Zeitkonstante.

Eine alternative und energie-effizientere Ausgestaltung der zeitkontinuierlichen Implementierung stellen Schaltungen mit aktivem gm-C- oder gm-LC Filter (Integratoren) dar. Eine einfache Implementierung eines gm-C-lntegrators, wie in Figur 4 dargestellt, weist eine Transkonduktanzstufe 11 (gm-Zelle, Transkonduktanzverstärker) und eine Kapazität lld am Ausgang auf. Ein gm-LC Filter besitzt ferner eine zu der Kapazität parallel geschaltete Spule (nicht dargestellt). Die Transkonduktanzstufe 11 konvertiert die Eingangsspannung vin(t) in einen Strom. Die Transkonduktanzstufe 11 ist ein aktiver Block, weicher einen möglichst gleichbleibenden Quotienten aus Ausgangsstrom und Eingangsspannung und somit die Spannungs-Strom Umsetzung des Eingangssignals vin(t) sicherstellt. Der von dem Strom-Digital-Analog-Wandler 21 bereitgestellte Feedback Strom wird von dem Eingangssignal vin(t) subtrahiert und die Differenz über die Kapazität lld integriert. Insbesondere wird das Eingangssignal vin(t) über die Transkonduktanzstufe 11 in eine Strom gewandelt und der Ausgangsstrom des Strom-Digital-Analog-Wandler 21 wird von gm ^* vin(t) subtrahiert. Der in Figur 4 dargestellte gmC-lntegrator ist als ein open-loop gmC-lntegrator ausgestaltet, welche energieeffizient sind. Nachteilig bei dieser Ausgestaltung ist allerdings, dass die gm-Stufe am Eingangden gesamten Signal-swing vin(t) sieht (vgl. Figu r 6), so dass eine hohe Variation der Transkonduktanz überden Signal-swing vin(t) entsteht. Dies führt nachteiligzu einer hohen Nichtlinearität des Integrators. Der Signal-swing bezieht sich auf den Wertebereich, den ein Signal annehmen kann und beschreibt somit die Signalaussteuerung. In Figur 6 ist eine beispielhafte Darstellung der Aussteuerung für das gm des gmC-lntegrators der Figur 4 dargestellt. Das gm ergibt sich aus dem Ausgangsstrom und dem Eingangssignal Vin(t). Der Figur 6 ist zu entnehmen, dass das gm nicht linear ist, sondern vielmehr kleiner wird und der Form einer parabolischen Kurve entspricht.

Eine mögliche Alternative zur Verbesserung der Linearität kann durch die gm-RC Ausgestaltung gemäß der Figur 5 erreicht werden. Über die Widerstand-DAC-Kombination (R-DAC) entsteht an dem Frontend der gm-RC Ausgestaltung eine Art „virtual GND“ Knoten, womit der Signal-swing an dem Eingang der gm-RC Ausgestaltung reduziert und somit die Linearität verbessert werden kann. Über den Widerstand 23 wird ein Strom generiert und die sich ergebende Differenz zwischen dem Strom über den Widerstand 23 und dem rückgekoppelten Strom idac(t) wird kleiner, womit auch weniger Signa l-swing anliegt und das gm der mit der Figur 5 dargestellten Ausgestaltung linearer wird. Nachteilig an der Ausgestaltung der Figur 5 ist der erforderliche Widerstand 23. Durch den Widerstand 23 erhöht sich die Rauschleistung. Zudem wird über den Widerstand 23 die Eingangsbandbreite begrenzt. Diesbezüglich kann diese Ausgestaltung nicht mehr bei hohen Bandbreiten eingesetzt werden.

In einerweiteren Ausgestaltung kann die Linearität über eine Source-Degeneration erreicht werden. Die Source-Degeneration kann im einfachsten Fall einen T ransistor mit einem Widerstand umfassen. Ein ansteigendes Steuersignal des Transistors hat einen Anstieg des Stromes durch den Transistor aufgrund des gm zur Folge. Gleichzeitig erhöht sich allerdings der Spannungsabfall überden Widerstand, was gleichzeitig die Spannung Vgs (Gate-Source-Spannung) reduziert und somit auch die Wirksamkeit des gm. Mittels Source-Degeneration kann die Linearität verbessert werden, wirkt sich aber in sehr hohem thermischem Rauschen (gm Reduzierung) aus. Zudem weist diese Ausgestaltung einen schlechten Wirkungsgrad und entsprechende negative Energieeffizienz auf. Vielmehr muss ein erhöhter Faktor an Energie zugeführt werden, um ein vergleichbares gm bereitstellen zu können.

Es besteht daher ein Bedarf an einer verbesserten Ausgestaltung eines Sigma-Delta-Wandlers, insbesondere einer Filterstufe (Integrator) für den Sigma-Delta-Wandler. Ausgehend vom aufgezeigten Stand der Technik und dem sich daraus ergebenden Bedarf, hat sich die vorliegende Erfindungzur Aufgabe gestellt, eine Lösungzu schaffen, die die im Stand der Technik bekannten Nachteile zumindest teilweise überwindet.

Ein erster Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst einen erfindungsgemäßen Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler. Der Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler umfasst eine T ranskonduktanzstufe mit einem ersten Anschluss, einem zweiten Anschluss, einem dritten Anschluss und einer an dem dritten Anschluss parallel geschalteten Kapazität. Weiterhin umfasst der Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler einem Quantisierer an dem dritten Anschluss der T ranskonduktanzstufe. Der Ausgang des Quantisier ist mit einer Rückkopplung mittels eines Spannung-Digital-Analog-Wandlers zum Rückkoppeln eines Rückkopplungssignals zu einem der Anschlüsse der T ranskondu ktanzstufe verbunden. Die Verwendung eines herkömmlichen Stromquellen-DAC mit RC-Filterzum Rückkoppeln eines Rückkopplungssignals, wie aus dem Stand der Technik bekannt, bringt wesentliche Nachteile mit sich, wie zum Beispiel die signifikante Herabsetzung des Signal-Rausch-Abstands des Wandlers durch die Einführung der zusätzlichen Rauschquelle. Ein weiterer Nachteil ist die Schwankung des Widerstandswert R durch die Herstellungsschwankungen sowie Temperaturänderungen, so dass die Amplitude des Stromquellen-DAC mit RC-Filters sich ändert wodurch die Genauigkeit des Wandlers herabgesetzt und verschlechtert wird.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Kenntnis zugrunde, dass durch die Verwendung eines Spannung-Digital-Analog-Wandlers (VDAC) für einen Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler der effektive Signal-swingohne den Einsatz von Source Degeneration reduziert und somit gleichzeitig ein hoher Signal-Rausch-Abstand (SNR) und hohe Linearität mit minimaler Verlustleistung erreicht wird. Insbesondere hat sich herausgestellt, dass mit dem erfinderischen Ansatz, der Signal-swing der gm-Stufe - und damit der Signal-Rausch-Abstand - und die Linearität der gm-Stufe unabhängig voneinander optimiert werden können ohne die Verwendung eines zusätzlichen Degenerierungswiderstandes.

Die Verwendung eines Spannung-Digital-Analog-Wandlers (VDAC) beweist sich dementsprechend als besonders vorteilhaft gegenüber den Problemen des Stands der Technik.

Weiterhin wird auch eine verbesserte Energieeffizienz erzielt. Insbesondere kann eine gleichbleibende Performance bei Zufuhr von weniger Energie odereine Performancesteigerung und somit mehr Bandbreite bei gleichbleibender Energiezufuhr erzielt werden. Zudem wird der Formfaktor signifikant kleiner und das Rauschen, welches mehr Stromaufnahme darstellt, wird verbessert.

Die Positionierung des Quantisierers direkt an den dritten Anschluss, hat sich überraschenderweise auch als sehr vorteilhaft dargestellt. Der Effekt war insbesondere überraschend, da die Reduzierung einer Filterordnung - d.h. der direkte Anschluss des Quantisierers mit der ersten gm-Stufe - üblicherweise das Noise-Shaping reduziert und dementsprechend den Signal-Rausch Abstand verschlechtert. Dieser Verlust, wurde jedoch durch den erfindungsgemäßen Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler und derdamitverbundenen höheren Abtastrate kompensiert und der gesamte Wandler gestaltet sich als robuster ggü. interne Nichtlinearitäten des Filters bzw. ggü. weiteren Störungen.

Insbesondere führt dies auch zur Reduzierung des Flächenverbrauchs des Wandlers, da die gesamte Anordnung kompakter wird, wodurch unter anderem auch die Flerstellungskosten, und insbesondere die Siliziums Kosten minimiert werden.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche sowie der im Folgenden beschriebenen Ausführungsbeispiele.

In einer Ausführungsform sind der erste Anschluss als ein nicht invertierender Eingang und der zweite Anschluss als ein invertierender Eingang ausgebildet. Der nicht invertierende Eingang ist ausgebildet, ein analoges Eingangsspannungssignal zu empfangen. Der invertierende Eingang ist mit dem Digital-Analog-Wandler (DAC) verbunden. In vorteilhafterWeise ist kein Widerstand am nichtinvertierenden Eingang vorzusehen. Ferner wird überden DAC eine Spannung angelegt, welche mit der am nicht invertierenden Eingang angelegten Spannung verglichen werden kann.

Der Digital-Analog-Wandler ist als ein Spannungs-Digital-Analog-Wandler (VDAC) ausgebildet. Über den Spannungs-Digital-Analog-Wandler kann aus einem digitalen Signal, beispielsweise einem „WORD“, ein analoges Spannungssignal bereitgestellt werden. Über den Spannungs-Digital-Analog-Signal kann eine Rückkopplung des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler Ausgangssignals erfolgen.

In einerweiteren Ausführungsform entspricht die maximale Aussteuerung der Transkonduktanzstufe der Differenz aus dem empfangenen Eingangsspannungssignal und dem Rückkopplungssignal.

In einerweiteren Ausführungsform ist in der Rückkopplung ein Tiefpassfilter zwischen dem Quantisierer und dem Digital-Analog-Wandler geschaltet. Flierdurch kann das Quantisierungsrauschen minimiert werden.

In einerweiteren Ausführungsform ist die Transkonduktanzstufe als eine einendige T ranskonduktanzstufe mit einem ersten Schaltelement und einem zweiten Schaltelement ausgebildet. Über die einendige T ranskonduktanzstufe kann ein differentieller Signal-swing bereitgestellt werden. In einerweiteren Ausführungsform sind das erste Schaltelement und das zweite Schaltelement mittels eines Anschlusses über einen Spannungsknoten mit einer Energiequelle verbunden und mittels eines weiteren Anschlusses jeweils über ein Summierglied mit dem dritten Anschluss der Transkonduktanzstufe. Das erste Schaltelement wird überein Eingangsspannungssignal und das zweite Schaltelement wird überein Rückkopplungssignal an einem jeweiligen Steueranschluss geschaltet. Bedingt durch die Rückkopplung folgt das Rückkopplungssignal (Vdac(t)) dem Eingangsspannungssignal (Vin(t)). Über das Summierglied können die beiden differentiellen Ströme voneinander subtrahiert und dem resultierenden Strom am Ausgangsknoten zur Verfügung gestellt werden.

In einerweiteren Ausführungsform ist die Transkonduktanzstufe als eine differentielle Transkonduktanzstufe ausgebildet. Die differentielle Transkonduktanzstufe umfasst eine erste Differenzpaareingangskombination mit einem ersten Schaltelement und einem zweiten Schaltelement, welche miteinander jeweils über einen ersten Anschluss verbunden sind. Zudem umfasst die differentielle T ranskonduktanzstufe eine zweite Differenzpaarkombination mit einem dritten Schaltelement und einem vierten Schaltelement, welche miteinanderjeweils über einen ersten Anschluss verbunden sind. In vorteilhafterWeise können das Eingangssignal und das Rückkopplungssignal derart in der gm-Stufe kombiniert werden, dass sich ein Gleichtaktsignal am entsprechenden Sourceknoten der Differenzpaareingangskombinationen einstellt. Somit kann in vorteilhafterWeise gewährleistet werden, dass die maximale Aussteuerung der gm-Stufe nur dem Quantisierungsrauschen vq(t) = vd(t) entspricht. Diesbezüglich ist das Konzept der Sourcedegnerierung mittels eines Widerstands nicht notwendig. Die Ausführungsform ist somit deutlich energieeffizienter und aufgrund der kleinen Aussteuerung der gm-Stufe kann eine signifikante Verbesserung der Linearität des Modulators erzielt werden.

In einerweiteren Ausführungsform sind die erste Differenzpaareinganskombination übereinen Spannungsknoten und die zweite Differenzpaareingangskombination übereinen Spannungsknoten jeweils mit einer Energiequelle verbunden. Die erste und die zweite Differenzpaareingangskombination weisen jeweils ein paar Schaltelemente, insbesondere eine erstes und ein zweites Schaltelement, sowie ein drittes und ein viertes Schaltelement auf. Die weiteren Anschlüsse des ersten Schaltelementes und des dritten Schaltelementes weisen einen gemeinsamen Knotenpunkt auf und die weiteren Anschlüsse des zweiten Schaltelementes und des vierten Schaltelementes weisen einen gemeinsamen Knotenpunkt auf. Die gemeinsamen Knotenpunkte sind jeweils über ein Summierglied mit dem dritten Anschluss der Transkonduktanzstufe verbunden. Das erste Schaltelement und das vierte Schaltelement werden überein Eingangsspannungssignal und das zweite Schaltelement und das dritte Schaltelement überein Rückkopplungssignal an einem jeweiligen Steueranschluss geschaltet.

In einerweiteren Ausführungsform sind die erste Differenzpaareinganskombination übereinen Spannungsknoten und die zweite Differenzpaareingangskombination übereinen Spannungsknoten jeweils mit einem fünften Schaltelement verbunden. Die weiteren Anschlüsse des ersten Schaltelementes und des dritten Schaltelementes weisen einen gemeinsamen Knotenpunkt auf und die weiteren Anschlüsse des zweiten Schaltelementes und des vierten Schaltelementes weisen einen gemeinsamen Knotenpunkt auf. Die gemeinsamen Knotenpunkte sind jeweils überein Summierglied mit dem dritten Anschluss der Transkonduktanzstufe verbunden. Das erste Schaltelement und das vierte Schaltelement werden über ein Eingangsspannungssignal und das zweite Schaltelement und das dritte Schaltelement werden überein Rückkopplungssignal an einem jeweiligen Steueranschluss geschaltet. Das fünfte Schaltelement ist eine mögliche Implementierung einer Energiequelle, beispielsweise einer Stromquelle. Das fünfte Schaltelement liefert einen konstanten Strom.

In einerweiteren Ausführungsform ist auf der Seite der ersten Differenzpaareinganskombination zwischen dem Spannungsknoten und dem fünften Schaltelement und auf der Seite der zweiten Differenzpaareingangskombination zwischen dem Spannungsknoten und dem fünften Schaltelement jeweils ein sechstes Schaltelement ausgebildet bzw. weist die Differenzpaareingangskombination ein sechstes Schaltelement auf. In vorteilhafterWeise erfährt durch das erhaltene Gleichtaktsignal am Spannungsknoten, bzw. der Spannungsknoten, die Energiequelle einen datenabhängigen Spannungsabfall. Das Ausgangssignal derdurch das fünfte Schaltelement real implementierten Energiequelle weist eine nicht erwünsche Abhängigkeit des Stromes von der Spannung über dem fünften Schaltelement auf. Hierbei tritt der Effekt der Kanallängenmodulation auf. Erfolgt eine datenabhängige Modulation des Ausgangssignals der Energiequelle, kann dies wiederrum in Nichtlinearitäten resultieren. In vorteilhafter Weise kann der Spannungsabfall überdas fünfte Schaltelement konstant gehalten werden, womit eine mögliche Modulation des Stromes unterbunden wird.

In einerweiteren Ausführungsform wird das sechste Schaltelement der ersten und zweiten Differenzpaareinganskombination durch einen Verstärker verstärktes Ausgangssignal des fünften Schaltelementes geschaltet. In vorteilhafterWeise kann der datenabhängige Spannungsabfall an dem fünften Schaltelement weiter minimiert bzw. eliminiert werden. Hierfür kann beispielsweise eine Gain-boosted Cascode verwendet werden. Hierbei regelt der Verstärker das sechste Schaltelement, sodass eine konstante und somit datenunabhängige Spannung am fünften Schaltelement anliegt. Das Ausgangssignal des fünften Schaltelementes ist somit vollständig datenunabhängig.

In einerweiteren Ausführungsform werden das erste Schaltelement und das zweite Schaltelement überdas Eingangsspannungssignal und das dritte Schaltelement und das vierte Schaltelement über das Rückkopplungssignal geschaltet. In vorteilhafter Weise werden die Eingangssignale mittels der Differenzstufen so zusammengeschaltet, dass an den jeweiligen Spannungsknoten kein Gleichtaktsignal mehr anliegt. Durch diese vorteilhafte Ausgestaltung, ist an den jeweiligen Spannungsknoten der Betrieb einer einzelnen Energiequelle möglich.

Ein zweiter Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst einen

Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung zum Verarbeiten von Audiosignalen in Kommunikationssystemen, insbesondere in mobilen Kommunikationssystemen.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand verschiedener Ausführungsformen erläutert, wobei darauf hingewiesen wird, dass durch diese Beispiele Abwandlungen beziehungsweise Ergänzungen, wie sie sich für den Fachmann unmittelbarergeben, mit umfasst sind. Darüber hinaus stellen diese bevorzugten Ausführungsformen keine Beschränkung der Erfindung in der Art dar, dass Abwandlungen und Ergänzungen im Umfang der vorliegenden Erfindung liegen.

In den Figuren der Zeichnung sind gleiche, funktionsgleiche, und gleich wirkende Elemente, Merkmale und Komponenten - sofern nichts anderes ausgeführt ist- jeweils mit denselben Bezugszeichen versehen. Dabei zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers gemäß einer ersten Ausführungsform;

Fig. 2 eine schematische Darstellung eines im Stand derTechnik bekannten Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers;

Fig. 3 eine weitere schematische Darstellung eines im Stand derTechnik bekannten Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers mit RC-lntegrator;

Fig. 4 eine weitere schematische Darstellung eines im Stand derTechnik bekannten Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers mit gm-C-lntegrator; Fig. 5 eine weitere schematische Darstellung eines im Stand derTechnik bekannten Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers mit gm-R-C-lntegrator;

Fig. 6 ein Diagramm des Eingangssignal-Swings des in Fig. 4 dargestellten Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers mit gm-C-lntegrator;

Fig. 7 ein Diagramm des Eingangssignal-Swings der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform; Fig. 8 ein Spektrum des in Fig. 4 dargestellten gm-C-lntegrators und der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform;

Fig. 9 eine schematische Darstellung einer single-ended Transkonduktanzstufe für eine Ausführungsform des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers;

Fig. 10 eine schematische Darstellung einer differentiellen Transkonduktanzstufe für eine Ausführungsform des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers;

Fig. 11 eine schematische Darstellung einer weiteren differentiellen Transkonduktanzstufe für eine Ausführungsform des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers;

Fig. 12 eine schematische Darstellung einer weiteren differentiellen Transkonduktanzstufe für eine Ausführungsform des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers; Fig. 13 eine schematische Darstellung einer weiteren differentiellen Transkonduktanzstufe für eine Ausführungsform des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers, und

Fig. 14 eine schematische Darstellung einer weiteren differentiellen Transkonduktanzstufe einer Ausführungsform des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers.

Fig. 1 zeigt eine schematische Darstellung eines Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers 10 gemäß einer ersten Ausführungsform. Der Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers 10 weist eine Transkonduktanzstufe 11 (gm-Stufe) auf. Die Transkonduktanzstufe 11 weist einen ersten Eingang 11a und einen zweiten Eingang 11b, sowie einen Ausgang 11c auf. An dem Eingang 11a wird ein Eingangssignal vin(t), vorzugsweise eine Eingangsspannung angelegt. An dem Eingang 11b wird ein Digital-Analog-Wandler (DAC), insbesondere ein Voltage-mode Digital-Analog-Wandler (VDAC) 13 geschaltet. Der DAC kann als ein R-2-R-DAC, als ein M-2-M-DAC oder C-2-C-DAC ausgebildet sein.

Über den VDAC 13 wird das Rückkopplungssignals Vdac(t) als Rückkopplungssignal bereitgestellt. Der VDAC 13 ist ausgebildet, aus einem digitalen Signal, beispielsweise einem digitalen „WORD“ eine Spannung zu erzeugen und bereitzustellen. Weiterhin weist der Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers 10 einen Quantisierer 12 auf. Der Quantisierer 12 ist in Reihenschaltung zu der Transkonduktanzstufe 11 geschaltet. Das Ausgangssignal y(n) des Quantisierers 12 wird über eine Rückkopplung 14 auf den Eingang des VDAC 13 geschaltet. Weiterhin umfasst der Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers 10 eine Kapazität lld. Die Kapazität lld ist parallel zum Ausgang der Transkonduktanzstufe 11 geschaltet. Es wird eine Ausgangsspannung u(t) zum Quantisierer 12 bereitgestellt. In einer alternativen Ausführungsform kann der Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers 10 an dem Eingang des VDAC 13 einen Tiefpassfilter 15 aufweisen. Über den Tiefpassfilter 15 kann das Quantisierungsrauschen minimiert werden.

Durch die in der Fig. 1 dargestellte Ausgestaltung kann eine signifikante Verbesserung der Leistungsfähigkeit der Transkonduktanzstufe 11 erreicht werden. Insbesondere muss in der dargestellten Ausgestaltung kein Eingangswiderstand vorgesehen werden. Somit ist die Ausgestaltung energieeffizienter und eine Verbesserung der Linearität wird erzielt. Über den VDAC 13 wird ein Rückkopplungssignal Vdac(t), insbesondere eine Spannung bereitgestellt. Der VDAC 13 setzt ein digitales Signal y(n) in eine Spannung Vdac(t) um. Durch den VDAC 13 wird ein Vergleich der Spannungen vin(t) und des Ausgangssignals y(n) realisiert. Das effektive Eingangssignal vd(t) derTranskonduktanzstufe 11 (gm-Stufe) ergibt sich zu vd(t) = vin(t) - vdac(t).

Über die Rückkopplung des VDAC 13 kann realisiert werden, dass das Rückkopplungssignal Vdac(t) dem Eingangssignal Vin(t) sehr nahekommt, so dass nur eine Spannungsdifferenz bestehen bleibt, welche dem Quantisierungsfehler entspricht. Die Spannungsdifferenz zwischen dem Eingangssignal Vin(t) und dem Rückkopplungssignal Vdac(t) ist somit sehr klein. Das Rückkopplungssignal Vdac(t) entspricht somit dem Eingangssignal Vin(t) am Eingang 11a der Transkonduktanzstufe 11 plus dem Quantisierungsrauschen und ergibt sich zu

Vdac(t) = vin(t) + vq(t), so dass das effektive Eingangssignal nur dem Quantisierungsfehler als Eingangssignal vd(t) = -vq(t) entspricht. Über einen Tiefpassfilter kann das Quantisierungsrauschen weiter minimiert werden.

In vorteilhafter Weise kann somit die Aussteuerung bzw. der Signal-swing minimiert werden, welche an derTranskonduktanzstufe 11 angelegt ist. In Fig. 7 ist die reduzierte Aussteuerung dargestellt. Das effektive Eingangssignal vq(t) derTranskonduktanzstufe 11 gemäß der vorliegenden Erfindung ist wesentlich flacher, als beispielsweise das Eingangssignal der im Stand derTechnik bekannten Ausgestaltung gemäß Fig. 4. In dieser Ausgestaltung ergibt sich ein vollständiger Signal-swing als Eingangssignal für die Transkonduktanzstufe 11, dargestellt in Fig. 6. In der erfinderischen Ausgestaltung gemäß der Fig. 1 ist das Eingangssignal Vin(t) und das Rückkopplungssignal vdac(t) an derTranskonduktanzstufe 11 derart kombiniert, dass sich ein Common-mode Signal am Ausgang einstellt. Die maximale Aussteuerung der T ranskonduktanzstufe 11 entspricht vd(t) bzw. -vq(t). Es ergibt sich eine signifikante Verbesserung der Linearität. Der Fig. 7 ist zu entnehmen, dass der Signal-swing sich auf vq(t) begrenzt, bei gleichem Eingangssignal vin(t).

Fig. 8 zeigt ein Spektrum des in Fig. 4 dargestellten gm-C-lntegrators und der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das dargestellte Spektrum zeigt das Simulationsergebnis mit einem im Stand derTechnik bekannten gmC-lntegrator gemäß der in Fig. 4 dargestellten Ausgestaltung. Bezugszeichen 40 kennzeichnet das Spektrum des besagten gmc-lntegrators. Bezugszeichen 30 kennzeichnet das mit der vorliegenden Erfindung eines gmVC Integrators erzeugte Spektrum. Beide gm Stufen wurden mit den gleichen Komponeten versehen und sind identisch aufgebaut. Die gm Stufen unterscheiden sich nur in der entsprechenden Beschaltung. In dem gmVC-lntegrator ist ein VDAC vorgesehen, der das Spannungssignal vdac(t) auf den invertierenden Eingang derTranskonduktanzstufe 11 schaltet. Das Spektrum 30 des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers mit gmVC-lntegrator weist ein Spektrum ohne Verzerrungen bei Vielfachen der Eingangsfrequenz (le6 HZ) auf. Das Spektrum 40 des im Stand der Technik bekannten gmc-lntegrators weist im Frequenzverlauf harmonische Verzerrungen bei Vielfachen der Eingangsfrequenz (le6 Hz) auf. Die größte harmonische Verzerrung liegt bei -45dB. Diese nicht linearen Verzerrungen ergeben sich aus derfehlenden Linearität, welche der Form der parabolischen Kurve der Fig. 6 entsprechen.

Fig. 9 zeigt eine schematische Darstellung einer single-ended Transkonduktanzstufe 11 für eine Ausführungsform des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers. Im einfachsten Fall besteht eine gm-Stufe aus einem Schalter, beispielsweise einem Bi-Polartransistor oder einem Feldeffekttransistor. Weitere Halbleiter-Schaltelemente können zum Schalten der Transkonduktanzstufe verwendet werden. Eine Spannung- Strom-Konversion erfolgt durch die Schaltelemente TI und T2. Die Schaltelemente TI und T2 weisen jeweils übereinen ersten Anschluss eine Verbindungzu einem gemeinsamen Spannungsknoten 1 auf. Überden Spannungsknoten 1 ist eine Energiequelle E, vorzugsweise eine Stromquelle geschaltet. Durch die Schaltelemente TI und T2 wird das gm mit dem Strom der Energiequelle E bereitgestellt. Der Strom ergibt sich aus

I — 1/2 gm V _overc | _rjVe , wobei V _overc | _rjVe ergibt sich zu V _overc | _rjVe — Vgg — V- ..

Die Schaltelemente TI und T2 weisen jeweils einen weiteren Anschluss zum Verbinden mit einem Summierglied S auf. Das Schaltelement TI wird überdas Eingangssignal Vin (Vin(t)) angesteuert. Das Schaltelement T2 wird über das Eingangssignal Vdac (Vdac(t)) angesteuert.

Die single-ended Transkonduktanzstufe weist einen maximalen differentiellen Signal-swing von vin(t) - vdac(t) = vgsl - vgs2 = vd(t) auf, so dass sich der Zweigstrom von +/- gm ^* vd(t)/2 ergibt.

Für das Schaltelement 1 ergibt sich: -gm (Vin-Vdac)/2 = -gmVd/2.

Für das Schaltelement 2 ergibt sich: -gm (Vdac-Vin)/2 = gmVd/2.

Wie dargestellt reduziert der Eingangsswing das Quantisierungsrauschen derart, so dass sich die Linearität der gm-Stufe signifikant verbessert. Der Signalswing fällt, wie in Fig. 9 dargestellt, über die Energiequelle E ab.

Im Summierglied S werden die jeweiligen differentiellen Ströme des ersten Schaltelementes TI und des zweiten Schaltelementes T2 voneinandersubtrahiert und der resultierende Strom am dritten Anschluss 11c der Transkonduktanzstufe 11 (vgl. Fig. 1) zur Verfügung gestellt. Mittels der Kapazität lld wird der Strom am dritten Anschluss 11c aufintegriert und in die Spannung u(t) am dritten Anschluss 11c gewandelt.

Somit kann eine signifikante Verbesserung der Leistungsfähigkeit der Transkonduktanzstufe 11 erreicht werden. Diesbezüglich wird das Rückkopplungssignal auf den Anschluss 11b gelegt (vgl. Fig. 1), anstatt auf den Ausgang 11c. Somit wird hierein voltage-mode DAC (VDAC) anstatt eines current-mode DAC benötigt. Das Feedbacksignal vdac(t) entspricht wiederum dem Eingangssignal plus dem Quantisierungsrauschen vdac(t)=vin(t)+vq(t), so dass als Eingangssignal nur der Quantisierungsfehler als Eingangssignal vd(t)=vq(t) entspricht (Fig 1.).

Wie anhand von Fig. 7 zu erkennen, erfolgt somit eine deutlich reduzierte Aussteuerung der nicht-linearen gm-Stufe, wodurch die Linearität des Wandlers signifikant erhöht wird (vergleiche Fig. 8).

Fig. 10 zeigt eine schematische Darstellung einer differentiellen T ranskonduktanzstufe 11 für eine Ausführungsform eines Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers. Die Transkonduktanzstufe 11 umfasst eine erste Differenzpaareingangskombination und eine zweite Differenzpaareingangskombination. Die erste Differenzpaareingangskombination umfasst ein erster Schaltelement TI und ein zweites Schaltelement T2. Das erste Schaltelement TI und das zweite Schaltelement T2 weisen an einem jeweiligen Anschluss einen gemeinsamen Spannungsknoten 1 auf. An dem Spannungsknoten 1 ist eine Energiequelle E, vorzugsweise eine Stromquelle geschaltet. Das Schaltelement TI ist über einen Knotenpunkt mit dem Summierglied S verbunden. Das Schaltelement T2 ist übereinen weiteren Knotenpunkt mit dem Summierglied S verbunden. Die zweite Differenzpaareingangskombination umfasst ein drittes Schaltelement T3 und ein viertes Schaltelement T4. Das dritte Schaltelement T3 und das vierte Schaltelement T4 weisen an einem jeweiligen Anschluss einen gemeinsamen Spannungsknoten 2 auf. An dem gemeinsamen Spannungsknoten 2 ist eine weitere Energiequelle E, vorzugsweise eine Stromquelle geschaltet. In einer alternativen Ausführungsform, können der Spannungsknoten 1 und der Spannungsknoten 2 übereine gemeinsame Energiequelle E geschaltet werden. Das Schaltelement T3 ist übereinen Knotenpunkt mit dem Schaltelement TI und dem Summierglied S verbunden. Das Schaltelement T4 ist überden weiteren Knotenpunkt mit dem Schaltelement T2 und dem Summierglied Sverbunden.

Überdas Summierglied S werden die beiden differentiellen Ströme des ersten Schaltelementes TI und des dritten Schaltelementes T3, sowie des zweiten Schaltelementes T2 und des vierten Schaltelementes T4 voneinander subtrahiert und dem resultierenden Strom am Anschluss 11c der Transkonduktanzstufe 11 zur Verfügung gestellt. Mittels der Kapazität lld wird dieser zur Verfügung gestellte Strom auf integriert und in die Spannung u(t) am Anschluss 11c gewandelt.

Gemäß der Fig. 10 werden das Eingangssignal vin(t) und das Rückkopplungssignal vdac(t) so in der Transkonduktanzstufe 11 kombiniert, dass sich ein Gleichtaktsignal am Knotenpunkt der Differenzpaareingangskombination einstellt. Diesbezüglich kann gewährleistet werden, dass die maximale Aussteuerung der Transkonduktanzstufe 11 nur dem Quantisierungsrauschen vq(t)=vd(t) entspricht. Der im Stand der Technik notwendige Widerstand R für die Sourcedegenerierung kann in vorteilhafterWeise unberücksichtigt bleiben. Somit ist die Ausgestaltung der Fig. 10 energieeffizienter und aufgrund der kleineren Aussteuerung der Transkonduktanzstufe 11 kann eine signifikante Verbesserung der Linearität des Modulators erreicht werden.

Die in der Fig. 10 dargestellten Ausgangssignale Voutp und Voutn entsprechenden den differentiellen Anschlüssen der Transkonduktanzstufe 11 und somit eine differentielle Betrachtung des mit der Fig. 1 dargestellten dritten Anschlusses 11c. Mathematisch entspricht das Ausgangssignal am dritten Anschluss 11c = (Voutp-Voutn). Der Quantisierer 12 kann entsprechend differentiell aufgebaut werden. Das Eingangssignal Vin(t) und das Rückkopplungssignal vdac(t) wird entsprechend differentiell ausgelegt. Fig. 11 zeigt eine schematische Darstellung einer weiteren differentiellen Transkonduktanzstufe 11 für eine Ausführungsform eines Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers. Die Ausgestaltung der Fig. 11 umfasst die gleichen Elemente in dergleichen Verschaltung wie die Ausgestaltung der Fig. 10. Zusätzlich ist ein weiteres Schaltelement T5 in jeder Differenzpaareingangskombination vorgesehen. Das Schaltelement T5 ist übereinen Anschluss mit dem jeweiligen Spannungsknoten 1 und 2 verbunden. Das Schaltelement T5 kann beispielsweise als ein Bipolartransistor oder als ein Feldeffekttransistor ausgeführt werden. Das Schaltelement T5 kann eine mögliche Implementierung einer Stromquelle sein. In dieser Ausgestaltung entspricht der Strom durch das Schaltelement T5 dem Ausgangssignal.

Fig. 12 zeigt eine schematische Darstellung einer weiteren differentiellen Transkonduktanzstufe 11 für eine Ausführungsform eines Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers. Die T ranskonduktanzstufe 11 weist eine erste Differenzpaareingangskombination und eine zweite Differenzpaareingangskombination mit einem ersten Schaltelement TI und zweitem Schaltelement T2, sowie einem dritten Schaltelement T3 und einem vierten Schaltelement T4 gemäß der Fig. 11 auf. Weiterhin weist die Transkonduktanzstufe 11 eine Reihenschaltung von dem fünften Schaltelement T5 und einem sechsten Schaltelement T6 auf. Das fünfte Schaltelement T5 und das sechste Schaltelement T6 können als Bi-Polartransistor oder Feldeffekttransistor ausgeführt werden. In vorteilhafterWeise wird durch diese Ausgestaltung die ideale Stromquelle durch das fünfte Schaltelement T5 und das sechste Schaltelement T6 effizienter. Insbesondere wird das Zin durch diese Ausgestaltung verbessert. Das Schaltelement T5 weist einen Widerstand R _DS (Drain-Source-Widerstand) auf. Ein verbessertes Zin und somit ein erhöhtes Zin ergibt sich aus dem R _DS von Schaltelement T5 und der Spannungsverstärkung A _Vi der Schaltelementes T6 zu

Zin = RDS ^* AVI. Diesbezüglich wird der Ausgangswiderstand verbessert.

Es ergibt sich für:

T1/T2 Kombinationen: gm ^* (Vinp-Vdacp)]= gmVd/2

T3/T4 Kombination gm ^* [(Vinn-Vdacn)]= -gmVd/2

T1/T2/T3/T4 Kombination gm ^* [(Vinp-Vinn)- (Vdacp-Vdacn)]= gmVd

Aufgrund des erzeugten Gleichtaktsignals am Spannungsknoten 1 (vgl. Fig. 9) bzw. der Spannungsknoten 1 und 2 in differentieller Ausführung, erfährt die Energiequelle E einen datenabhängigen Spannungsabfall. Das Ausgangssignal des als real implementierte Stromquelle (Schaltelement T5) weist eine nicht erwünschte Abhängigkeit des Stromes von der Spannung über dem Schaltelement T5 auf. Erfolgt eine datenabhängige Modulation des Ausgangssignals der Stromquelle resultiert dies wiederum in Nichtlinearitäten. Diesbezüglich muss eine etwaige Modulation des Stromes unterbunden werden, indem in vorteilhafterWeise der Spannungsabfall über das Schaltelement T5 konstant gehalten wird. In Fig. 12 ist dieser datenabhängige Spannungsabfall über das Schaltelement T5 minimiert, indem die Kaskodentransistoren T6 die Spannung über das Schaltelement T5 konstant halten.

Fig. 13 zeigt eine schematische Darstellung einerweiteren differentiellen Transkonduktanzstufe 11 für eine Ausführungsform eines Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers. Die T ranskonduktanzstufe weist zusätzlich zu der Ausgestaltung gemäß der Fig. 12 einen Verstärker V am Steuereingang des sechsten Schaltelementes T6 auf. Überden Verstärker V kann einer weitere Spannungsverstärkung A _V 2 bereitgestellt werden, so dass sich das verbesserte Zin zu

Zin = R _DS * A _VI ^* A _V2 ergibt.

Das Rückkopplungssignal Vdac(t) folgt dem Eingangssignal das Digital-Analog-Wandlers 13 (DAC), womit sich die Spannungsknoten 1 und 2 in Fig. 13 proportional zur Gleichtaktspannung jeder Differenzpaareingangskonfiguration bewegen. Somit kann eine konstante Gate-Source-Spannung VGS der Eingangstransistoren sichergestellt werden. Somit wird die Transkonduktanz gm-Modulation über die Eingangsspannung minimiert. Der Einfluss der Strommodulation kann über die in der Fig. 13 verwendeten kaskadierten Stromquelle reduziert werden.

Zudem kann der datenabhängige Spannungsabfall über das Schaltelement T5 durch die kaskadierte Stromquelle (gain-boosted Cascode) weiter minimiert bzw. eliminiert werden. Hierbei regelt der Verstärker V das Schaltelement T6, sodass eine konstante und somit datenunabhängige Spannung am Schaltelement T5 anliegt. Das Ausgangssignal des Schaltelementes T5 ist somit vollständig datenu nabhängig.

Fig. 14 zeigt eine schematische Darstellung einer weiteren differentiellen Transkonduktanzstufe einer Ausführungsform eines Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers. In Fig. 14 ist eine differentielle Implementierungsform mit alternativer Signalsteuerung dargestellt. Die Transkonduktanzstufe der Fig. 14 ist sinngemäß mit den gleich Bauelementen ausgestaltet, wie die Transkonduktanzstufe gemäß der Fig. 13. In der Fig. 14 werden das erste Schaltelement TI überdas Eingangssignal Vinp (positiver Anteil) und das zweite Schaltelement T2 überdas Eingangssignal Vinn (negativer Anteil) angesteuert. Das dritte Schaltelement T3 wird über das Rückkopplungssignal Vdacn und das vierte Schaltelement T4 wird über Rückkopplungssignal Vdacp angesteuert. Es ergibt sich für:

T1/T2 Kombination: gm ^* [(Vinp-Vdinn) T3/T4 Kombination gm ^* [(Vdacp-Vdacn)

T1/T2/T3/T4 Kombination gm ^* [(Vinp-Vinn)- (Vdacp-Vdacn)]= gmVd

Bezugszeichenliste

1, 2 Spannungsknoten

10 Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler

11 Transkonduktanzstufe

11a, 11b, 11c Anschlüsse T ranskonduktanzstufe lld Kapazität

12 Quantisierer

13 Digita l-Ana log-Wa ndler

14 Rückkopplung

15 Tiefpassfilter 20 Integrator 21 Strom-Digital-Analog-Wa ndler 22 Kapazität

23 Widerstand

24 Operationsverstärker 30 Spektrum Sigma-Delta-Wandler mit gmC Integrator und IDAC 40 Spektrum Sigma-Delta-Wandler mitgmC Integrator VDAC E Energiequelle S Summierglied

TI bis T6 Schaltelemente Vin(t) Eingangsspannungssignal

Vdac(t) Rückkopplungssignal