Die Erfindung betrifft eine Anordnung von zwei bipolaren Transistoren komplementärer Zonenfolge und einer Diode zum schnellen Schalten elektrischer Ströme und Spannungen insbesondere bei kapazitiven und ohmschen Lasten oder zur schnellen Umladung von Kapazitäten. Aus der Grundschaltung werden mehrere Varianten sowie zusammengesetzte Strukturen entwickelt. Die erfindungsgemäße Anordnung ist aus der bekann- ten Schaltung gemäß Fig. 2A abgeleitet.

Letztere besteht aus je einem Transistor vom Typ pnp und npn, die so verschaltet sind, daß der Kollektor des pnp-Transistors Tl mit der Basis des npn-Transistors T2, der Kollektor des npn-Transistors seinerseits mit der Basis des pnp-Transistors verbunden sind.

Wird der Emitter von Tl an eine positive oder der Emitter von T2 an eine negative Spannung gelegt und der andere Emitter über einen Lastwiderstand L mit dem zweiten Pol der Spannungs- quelle verbunden, so wird die Anordung plötzlich leitend, so- bald ein Strom geeigneter Polarität in die Basis eines der beiden Transistoren injiziert wird. Der injizierte Strom wird im Kollektorkreis des betreffenden Transistors vielfach ver¬ stärkt und fließt direkt in die Basis des anderen Transistors, der ihn seinerseits verstärkt in die Basis des ersten Transis- tors zurückleitet.

Eine besondere Eigenschaft dieser Schaltung besteht darin, daß sich die Ströme in den beiden Kollektor-Basis-Zweigen während der sog. regenerativen Phase, d.h. während des Durchschalt- Vorgangs, gegenseitig mit einer Zeitkonstante aufschaukeln, die direkt durch die Grenzfrequenz der Transistoren bestimmt wird und somit die kürzeste mit den Transistoren erreichbare Schaltzeit überhaupt darstellt. Ferner genügt zur Auslösung des Schaltvorgangs ein sehr kurzer und schwacher Stromim- puls, da fast die gesamte zur Ansteuerung der Anordnung er¬ forderliche Energie dem Laststromkreis entnommen wird und nicht von besonderen Ansteuerschaltungen bereitgestellt wer¬ den muß.

Sind in der darauf folgenden statischen Phase beide Transisto¬ ren durchgeschaltet, so halten sie diesen Zustand von selbst aufrecht, solange ein Strom durch die Schalteranordnung fließt. Durch diesen Gedächtnis- bzw. Hystereseeffekt kann die Anordnung daher auch als Schalter mit Selbsthaltefunktion, Informationsspeicher oder als Schmitt-Trigger zur Impulsfor¬ mung verwendet werden.

Falls in der Anordnung nach Fig. 2A beide Transistoren genau symmetrisch sind, so sind es die Ströme in den beiden Kollek- tor-Basis-Zweigen ebenfalls, das heißt in jedem der Zweige fließt die Hälfte des gesamten Stromes. Weil dieser Strom aber der Basis jedes Transistors aufgebürdet wird, wird die Basis¬ schicht mit Minoritätsträgern überschwemmt und beide Transis¬ toren befinden sich weit im Sättigungsbereich. Der größte Nachteil der Schaltung, der ihre praktische Anwend¬ barkeit einschränkt, ist der Umstand, daß es schwierig ist, sie von dem eingeschalteten in den ausgeschalteten Zustand zu versetzen. Hierzu muß entweder mindestens einer der Ströme in den Kollektor-Basis-Zweigen unterbrochen oder die an der Schalteranordnung abfallende Spannung unter die kleinste Sät¬ tigungsspannung, bei der noch ein Strom durch den Schalter fließt, abgesenkt werden. Beides erfordert zusätzliche Schalt¬ elemente, die etwa ebenso leistungsfähig sein müssen wie der beschriebene Schalter selbst. Im Gegensatz zum Einschaltvor- gang, der in der kürzestmöglichen Zeit abläuft, muß beim Aus¬ schaltvorgang die Unterbrechung des Stromes bzw. die Span¬ nungsabsenkung an den Schaltelementen während der sogenannten Freiwerdezeit anhalten, die wegen der starken Sättigung sehr lang ist.

In der erfindungsgemäßen Anordnung nach Fig. 1A wird dieser Nachteil umgangen, indem eine Diode SD, deren Flußspannung we¬ sentlich kleiner ist als der Spannungsabfall an einem gewöhnli¬ chen pn-übergang, parallel zu den beiden Kollektor-Basis-Strek- ken der Transistoren Tl und T2 geschaltet wird und die so gepolt ist, daß sie leitend wird, wenn die Kollektor-Emitter¬ spannung beider Transistoren unter das Basis-Emitterpotential sinkt. Weil die Diode während der regenerativen Phase sperrt.

beeinflußt sie die Geschwindigkeit der Schalteranordnung in dieser Phase nicht nennenswert. Wenn jedoch beim Erreichen des statischen Zustands die Basis-Kollektorspannung der Transisto¬ ren den Betrag der Flußspannung der Diode erreicht hat, d.h. das Kollektor-Emitterpotential um den Betrag der Flußspannung der Diode unter das Basis-Emitterpotential gesunken ist, beginnt die Diode zu leiten und verhindert dadurch das Absin¬ ken der Kollektor-Emitterspannungen der Transistoren auf das Niveau der SättigungsSpannung und somit das Auftreten von Sättigungserscheinungen an beiden Transistoren gleichzeitig.

In der Praxis erfüllt beispielsweise eine Schottky-Diode oder - bei Verwendung von Siliziumtransistoren - eine Germaniumdiode diese Voraussetzung. Der gleiche Effekt läßt sich erzielen, wenn mindestens einer der beiden Transistoren Tl oder T2 als Schottky- Transistor ausgebildet d.h. seinem Kollektor-Basis-Übergang ein Schottky-Kontakt parallelgeschaltet wird.

Zugleich mit der Vermeidung der Sättigung der beiden Transis¬ toren tritt, wie aus Fig. 1A ersichtlich, an den Knotenpunkten Nl und N2 eine Stromverzweigung ein, sodaß in den Basiszweigen der beiden Transistoren Tl und T2 nur noch Ströme Ibl und Ib2 fließen, wie sie für die Aufrechterhaltung der jeweiligen Kollektorströme Icl und Ic2 entsprechend der Stromverstärkung ß jedes Transistors gemäß der Formel

Ic = Ib (1)

erforderlich sind.

Der Hauptanteil des Stromes durch die Schalteranordnung fließt im durchgeschalteten Zustand durch Emitter und Kollektor von Tl, die Diode SD sowie Kollektor und Emitter von T2 in die Last und nicht mehr wie in Fig. 2A durch die Basen von Tl und T2. Hier¬ durch wird nicht nur die starke Sättigung, wie sie in der Schal¬ tung nach Fig. 2A auftritt, vermieden, sondern die Anordnung läßt sich auch viel leichter steuern, da jetzt nur noch die wesentlich schwächeren Basisströme geschaltet werden müssen. Wegen des Fehlens der Sättigungserscheinungen beträgt die

Abschaltzeit nur einen Bruchteil der Freiwerdezeit der gesät¬ tigten Anordnung und ist von der gleichen Größenordnung wie die Einschaltzeit.

Die Zusammenschaltung zweier komplementärer Transistoren nach Fig. 2A entspricht einem Vierschichtelement mit drei Zonen¬ übergängen gemäß Fig. 2B, welches unter dem Namen Thyristor bekannt ist und ähnliche Eigenschaften aufweist wie die Schal¬ tung nach Fig. 2A. Hierbei ist der Emitter des pnp-Transistors Tl die Anode, der Emitter des npn-Transistors T2 die Katode des Thyristors. Ferner ist in der Regel die Verbindung des . Kollektors von Tl mit der Basis von T2 als Steuerelektrode G2 herausgeführt. Sofern auch die Verbindung des Kollektors von T2 mit der Basis von Tl als Steuerelektrode Gl von außen zu- gänglich ist, kann die erfindungsgemäße Anordnung gemäß Fig. 1B auch mit einem solchen Bauteil realisiert werden, indem man eine geeignete Diode zwischen die beiden Kollektor-Basis-Zonen schaltet. Da Schottky-Dioden Metall-Halbleiter-Übergänge sind, läßt sich auf die gleiche Weise wie beim Schottky-Transistor alternativ eine Schottky-Diode nach Fig. 1B bereits in das Bauteil integrieren.

Die Anordnungen nach Fig. 1A oder Fig. 1B sind direkt in Schaltungen verwendbar, in denen der Strom durch die Lastimpe¬ danz oder die Spannung längs der Schalteranordnung von selbst unter die zur Aufrechterhaltung des durchgeschalteten Zustan- des erforderlichen Werte sinkt. In diesem Fall kann nach Unterschreitung der besagten Werte ein neuer Schaltzyklus be¬ gonnen werden, indem man erneut einen Strom in die Basis von Tl oder T2 injiziert, ohne eine Freiwerdezeit abwarten zu müssen.

Ordnet man, um die Schalteranordnung zu steuern, gemäß Fig. 3 in einem oder beiden der Basiszweige, d.h. zwischen den Knotenpunkten Nl oder N2 und den Basen von Tl oder T2 Schalt¬ elemente Sl bzw. S2 an, so müssen diese Schaltelemente ledig- lieh so stark ausgelegt sein, daß sie auf Dauer den maximal auftretenden Basisstrom schalten können. Dieser ist wegen Formel (1) gegeben durch

Ib = Ic/ß (la)

Typische Werte für Ic sind Ströme zwischen 100 mA und 10 A, für ß gelten Werte zwischen 10 und 100. Somit bewegt sich Ib im Bereich von 1 mA und 1 A. Ein Schalttransistor, der diese Ströme schalten kann und seinerseits über eine Stromverstär- kung von 100 verfügt, benötigt lediglich einen Basisström von 10 uA bis 10 mA, um die Anordnung nach Fig. 3 ein- und auszu¬ schalten. Um die Schalteranordnung einzuschalten, müssen Sl und gegebenenfalls S2 leitend sein. Um die Anordnung auszu¬ schalten, genügt es, Sl oder S2 zu sperren. Da Tl und T2 jetzt nicht im Sättigungsbereich arbeiten, geschieht das Abschalten ähnlich schnell wie das Einschalten.

Alternativ kann man nach Fig. 4 aktive Schaltelemente Pl oder P2 parallel zu einer der Emitter-Basis-Strecken von Tl oder T2 anordnen. Im Gegensatz zu den Schaltelementen Sl und S2 von Fig. 3 müssen diese beim Einschaltvorgang sperren, damit der Basisstrom in die Basen von Tl und T2 fließen kann. Leiten Pl oder P2, so wird der betreffende Basistrom zum Emitter abge¬ leitet, der entsprechende Transistor sperrt und die Schalter- anordnung geht in den nichtleitenden Zustand über.

Fig. 5 und 6 zeigen beispielhaft die Möglichkeit, durch Betä¬ tigung der Schaltelemente Sl, S2, Pl oder P2 Ströme in die Basen der Transistoren Tl oder T2 zu injizieren. Leitet das Schaltelement Sl in Fig. 5 oder sperrt das Schaltelement Pl in Fig. 6, so wird über den Widerstand Rll ein Strom in die Basis von Tl injiziert. Durch die Betätigung von S2 oder die Sper¬ rung von P2 kann über RI2 ein Strom in die Basis von T2 inji¬ ziert werden. Bei der Anordnung nach Fig. 4 müssen die Schaltelemente Pl oder P2 bei Betätigung den Kollektorstrom der Transistoren T2 beziehungsweise Tl bis zur Sperrung dieser Transistoren eben¬ falls übernehmen. Dies kann vermieden werden, wenn man gemäß Fig. 7 Widerstände RS1 und RS2 zwischen die Punkte Nl und Ba- sis von Tl beziehungsweise N2 und Basis von T2 einfügt, die so bemessen sind, daß der Kollektorstrom von T2 beziehungsweise Tl an ihnen einen Spannungsabfall von mindestens 1 V hervorru- ^' fen würde. In diesem Fall müssen Pl oder P2 zusätzlich zu den

Basisströmen lediglich etwa 10% des Kollektorstromes kurzzei¬ tig übernehmen.

Aus schaltungstechnischen Gründen kann außerdem eine bestimmte Kombination aus Schaltelementen Sl, S2, Pl und P2, wie in Fig. 8 dargestellt, vorteilhaft sein. Ferner kann es von Vorteil sein, gemäß Fig. 9 aktive Schaltelemente Sl oder S2 in der Basiszuleitung mit passiven Ableitelementen Ql oder Q2 paral¬ lel zu den Basis-Emitterstrecken zu kombinieren, um sicherzu¬ stellen, daß die Kollektor-Basis-Restströme von Tl und T2 oder Restströme von Sl und S2 keinen Durchschaltvorgang auslösen können.

In der Praxis können die aktiven Schaltelemente Sl und S2 bzw. Ableitelemente Pl und P2 aus bipolaren Transistoren, Feldef¬ fekttransistoren, Thyristoren, Triacs, Fototransistoren, Fotodioden, Fotowiderständen, Optokopplern usw. bestehen. Die passiven Impedanzen RS1, RS2, Ql oder Q2 können aus einer Kom¬ bination von konzentrierten oder verteilten, linearen oder nichtlinearen Widerständen, Induktivitäten und Kapazitäten oder daraus bestehenden Netzwerken aufgebaut sein.

Die beschriebenen Schalteranordnungen können als unipolare elektronische Schalter direkt in Serie oder parallel zu einer Lastimpedanz arbeiten. Um bipolare Schalteigenschaften zu erzielen, können bei Vorhandensein einer bipolaren Spannungs- Versorgung zwei der obenbeschriebenen und in Fig. 1A, 1B, 3, 4, 5, 6, 7, 8 und 9 dargestellten Schalteranordnungen in Serie geschaltet werden. Fig. 10 oder Fig. 11 stellen zwei Beispiele einer solchen Halbbrückenschaltung dar, wobei jeweils nur eine der Schalteranordnungen SA1 oder SA2 leiten darf. Je nachdem, ob die obere oder die untere Schalteranordnung leitet, wird die Lastimpedanz L zur positiven oder negativen Speisespannung durchgeschaltet. Da bei dieser Konfiguration das gleichzeitige Einschalten beider Schalter einen Kurzschluß auslösen würde, ist es vorteilhaft, die Basen der beiden mittleren Transisto- ren T2 und T3 gemäß Fig. 11 durch die Verbindung BC zu verbin¬ den. Hierdurch wird sichergestellt, daß immer nur eine der beiden Schalteranordnungen SAl oder SA2 leitet.

Schließlich ist es möglich, zwei Halbbrücken nach Fig. 10 oder Fig. 11 zu einer Brückenschaltung gemäß Fig. 12 zusammenzufas¬ sen, um bei unipolarer Spannungsversorgung eine Last L bipolar betreiben zu können. Werden die Schalteranordnungen SA1 und SA4 gleichzeitig leitend, so wird Anschlußpunkt A der Lastim¬ pedanz L mit dem positiven, der Anschlußpunkt B mit dem nega¬ tiven Pol der Speisespannung verbunden. Umgekehrt liegen, wenn die Schalteranordnungen SA2 und SA3 betätigt sind, der An¬ schlußpunkt A am negativen, der Anschlußpunkt B am positiven Pol der Speisespannung. Auch bei der Brückenschaltung ist es vorteilhaft, durch die Verbindungen BC1 und BC2 gemäß Fig. 13 sicherzustellen, daß jeweils nur eine Schalteranordnung pro Brückenhälfte leitend ist.

Die vorbeschriebenen Schalteranordnungen bewirken insbesondere bei kapazitiven Lasten wie den Eingängen von MOSFETs und IGBTs, Leucht- und Laserdioden sowie Datenleitungen in Bussys¬ temen extrem kurze Schaltzeiten. Da sie die zur Ansteuerung benötigte Energie im wesentlichen dem Laststromkreis entneh- men, genügt ein sehr schwacher Strom zur Auslösung des Schalt¬ vorganges. Bei richtiger Dimensionierung der Schaltelemente werden trotz der gegenüber der Anordnung nach Fig. 2A erhöhten Komplexität keine erheblich verlängerten Einschaltzeiten beobachtet.