本发明涉及超高频无源射频识别系统中载波控 制领域， 特别是指一种 抑制载波泄漏的系统和方法。 背景技术

超高频无源射频识别系统中， 标签与阅读器通讯时， 阅读器需要一直 发送载波提供标签供电， 标签通过调制反向散射将信息发送给阅读器。 因 此在阅读器接收标签的信号时， 阅读器前向发送的射频载波会泄漏到阅读 器反向接收部分。 标签反向散射回来的信号强度与前向发送的载 波信号强 度相比非常小， 实际的系统中反向信号和前向信号的强度差会 达到 90dB以 上。 因此， 超高频阅读器通常釆用定向耦合器来实现前向 信号和反向信号 的隔离。

超高频阅读器使用的四端口的定向耦合器分为 输入端口、 输出端口、 耦合端口和隔离端口。 阅读器发送信号时， 功放输出的射频信号从输入端 口输入， 输出端口输出到天线， 部分能量输出到耦合端口， 极少的能量输 出到隔离端口。 阅读器接收信号时， 由于定向耦合器的端口互异性， 标签 信号从输出端口输入， 部分耦合到隔离端口， 通过隔离端口输出到反向的 解调器。 从而实现前向信号和反向信号的隔离。

在阅读器内， 由于天线阻抗受环境和生产工艺影响不可能完 全匹配， 天线到阅读器之间的线缆长度变化， 以及阅读器内部的器件参数会由于环 境温度变化， 生产批次不同而变化， 在上述条件的综合影响下定向耦合器 只能提供大概 20至 30dB的隔离度， 隔离效果不够理想。

进一步的还有部分阅读器釆用定向耦合器加信 号合路的方法， 生成与 原泄漏信号相抵消的信号， 但通过合路器进行信号合路， 结构复杂、 抵消 效率低， 而且合路器会增加反向信号插入损耗。 发明内容

有鉴于此， 本发明的主要目的在于提供一种抑制载波泄漏 的系统和方 法， 能够简单有效的抑制前向射频载波信号的泄漏 。

为达到上述目的， 本发明的技术方案是这样实现的：

本发明提供了一种抑制载波泄漏的系统， 所述系统包括： 定向耦合器、 正交解调器和反射信号模块， 其中，

所述定向耦合器， 用于将泄漏的射频载波信号从自身的隔离端口 输出 到正交解调器；

所述正交解调器， 用于将泄漏的射频载波信号解调出同相和正交 信号， 发送给反射信号模块， 利用所述反射信号模块反射回的反射信号抑制 所述 泄漏的射频载波信号；

所述反射信号模块， 用于对同相和正交信号进行滤波、 相位旋转增益 控制、 同相反相积分后， 得到反射信号的控制信号， 利用控制信号控制反 射信号， 将反射信号发送给正交解调器。

其中， 所述反射信号模块还包括：

所述反射信号控制子模块， 用于对同相和正交信号进行滤波、 相位旋 转增益控制、 同相反相积分后， 得到反射信号的控制信号， 并发送给移相 反射子模块；

所述移相反射子模块， 用于利用控制信号控制定向耦合器耦合端口的 反射信号， 将反射信号通过定向耦合器的耦合端口和隔离 端口发送给正交 解调器。

其中， 所述反射信号模块进行滤波是低通滤波； 所述相位旋转增益控 制是通过改变信号的旋转角度和增益， 来调整同相和正交信号的相位和幅 度； 同相反相积分后得到四路控制信号， 分别用于控制所述反射信号在传 输线上的四个抽头点的强度。

其中， 所述反射信号模块中的反射信号是由定向耦合 器的耦合端口输 出的射频载波信号， 经过反射信号模块的控制， 反射回定向耦合器的耦合 端口的信号。

其中， 所述反射信号控制子模块的功能， 进一步通过模数转换子模块、 运算功能相同的数字反射信号控制子模块和数 模转换子模块来实现。

其中， 所述数字化的反射信号控制子模块， 还包括： 停止控制子模块， 用于判断泄漏信号解调后的同相和正交信号的 幅度， 小于阔值时， 停止控 制信号的生成。

本发明还提供了一种抑制载波泄漏的方法， 所述方法包括：

有泄漏的射频载波信号从定向耦合器的隔离端 口输出时， 将泄漏的射 频载波信号解调出同相和正交信号；

对同相和正交信号进行滤波、 相位旋转增益控制、 同相反相积分后， 得到控制信号， 利用控制信号控制反射信号， 抑制所述泄漏的射频载波信 号。

其中， 所述控制信号的生成和抑制泄漏的载波信号， 包括：

对同相和正交信号进行滤波； 执行相位旋转增益控制； 对相位旋转增 益后的同相和正交信号进行同相反相积分， 得到定向耦合器耦合端口的反 射信号的控制信号； 利用控制信号控制耦合端口的反射信号； 利用耦合端 口的反射信号抑制所述射频载波信号。

其中， 所述滤波是低通滤波； 所述相位旋转增益控制是通过改变信号 的旋转角度和增益， 来调整同相和正交信号的相位和幅度； 同相反相积分 后得到四路控制信号， 分别用于控制所述耦合端口的反射信号在传输 线上 的四个抽头点的强度。 其中， 所述反射信号是由定向耦合器的耦合端口输出 的射频载波信号， 经过反射信号模块的控制 , 反射回定向耦合器的耦合端口的信号。

本发明所提供的抑制载波泄漏的系统和方法， 通过泄漏的射频载波信 号从隔离端口输出； 利用正交解调器将泄漏的射频载波信号解调出 同相和 正交信号； 对同相和正交信号进行滤波、 相位旋转增益控制、 同相反相积 分后， 得到控制信号， 利用控制信号控制反射信号， 抑制所述泄漏的射频 载波信号。 由于是利用反射信号抵消泄漏信号， 因此相比信号合路的方法 具有结构简单， 抵消效率高， 不增加反向信号插入损耗的优点， 同时能够 有效的抑制前向射频载波信号的泄漏， 提高了超高频无源射频识别系统的 灵敏度。 附图说明

图 1为本发明一种抑制载波泄漏的系统结构示意� �；

图 2为本发明反射信号控制子模块的结构示意图� �

图 3为本发明移相反射子模块的结构示意图；

图 4为数字处理的反射信号控制子模块的结构示� �图；

图 5为本发明一种抑制载波泄漏的方法流程示意� �；

图 6为不釆用本发明时前反向信号隔离度的示意� �；

图 7为釆用本发明时前反向信号隔离度的示意图� � 具体实施方式

本发明的基本思想是： 泄漏的射频载波信号从隔离端口输出； 利用正 交解调器将泄漏的射频载波信号解调出同相和 正交信号； 对同相和正交信 号进行滤波、 相位旋转增益控制、 同相反相积分后， 得到控制信号， 利用 控制信号控制反射信号 , 抑制所述泄漏的射频载波信号。

下面结合附图和具体实施例对本发明的技术方 案进一步详细阐述。 图 1为本发明一种抑制载波泄漏的系统结构示意� �， 如图 1所示， 所 述系统包括： 定向耦合器 11、 正交解调器 12和反射信号模块 13 , 其中， 所述定向耦合器 11 , 用于将泄漏的射频载波信号从隔离端口输出到 正 交解调器 12;

具体的， 所述超高频无源射频识别系统中的功放模块 14, 输出前向射 频载波信号经过定向耦合器 11的输入端口，然后从输出端口输出到天线 15。 在天线 15的驻波和定向耦合器 11 的隔离度的共同作用下， 一部分射频载 波信号泄漏到定向耦合器 11的隔离端口，并从隔离端口输出。在本发明� ��， 功放模块 14、 定向耦合器 11和天线 15并不需要特殊的限定， 可以釆用一 般常用的功放设备、 定向耦合器和天线即可。

所述正交解调器 12, 用于将泄漏的射频载波信号解调出同相和正交 信 号，发送给反射信号模块 13 , 利用所述反射信号模块 13反射回的反射信号 抑制所述泄漏的射频载波信号；

具体的， 所述利用正交解调器 12解调出同相信号和正交信号 （I信号 和 Q信号）， 分别为：

其中，！^是所述泄漏的射频载波信号的强度� � 6是泄漏的射频载波信号 与本振信号的相位差， 由于天线的驻波是反向泄漏的主要来源， 主要受 到天线 15 的馈线长度的影响。 其中， 所述本振信号是使用正交解调器 12 时， 为了解调而输入的一个基本信号。

所述反射信号由反射信号模块 13反射经过定向耦合器 11 的耦合端口 从隔离端口输出到正交解调器 12, 由于控制信号进行了相位旋转增益， 因 此被控制信号控制的反射信号与原泄漏射频载 波信号的相位相反， 此外控 制信号在同相反相积分的作用下使得反射信号 的幅度增加， 实现了对原泄 漏射频载波信号的相互抵消， 达到了抑制射频载波泄漏的目的。 所述反射信号模块 13 , 用于对同相和正交信号进行滤波、 相位旋转增 益控制、 同相反相积分后， 得到反射信号的控制信号， 利用控制信号控制 定向耦合器 11耦合端口的反射信号， 将反射信号通过定向耦合器 11发送 给正交解调器 12。

具体的， 对同相和正交信号釆用低通滤波处理， 目的是过滤掉高频噪 声信号。 滤波之后的同相和正交信号进行相位旋转增益 控制， 是通过改变 信号的旋转角度和增益， 来调整同相和正交信号的相位和幅度， 然后通过 同相反相积分后得到 Ι ⁺ 、 Γ、 Q ⁺ 、 Q-信号， 用于控制四个抽头点上的反射信 号。 其中， 所述反射信号是指： 定向耦合器 11前向发送射频载波信号时， 耦合端口输出的部分射频载波信号被反射信号 模块 13控制后反射回定向耦 合器 11 的耦合端口， 输入定向耦合器 11 的耦合端口的反射信号， 经过定 向耦合器 11到达正交解调器 12。

进一步的， 所述反射信号模块 13 , 包括： 反射信号控制子模块 131和 移相反射子模块 132 , 其中，

所述反射信号控制子模块 131 , 用于对同相和正交信号进行滤波、相位 旋转增益控制、 同相反相积分后， 得到反射信号的控制信号， 并发送给移 相反射子模块 132;

具体的， 图 2为本发明反射信号控制子模块的结构示意图� � 如图 2所 示， 所述反射信号控制子模块 131中， I信号和 Q信号先分别经过低通滤波 器 201的滤波后输出。输出的 I信号输入第一乘法器 202、第二乘法器 203 , 分别与相位调整系数 A*cos ( θ )、 A*sin ( 6 )相乘； Q信号输入第三乘法器 204、 第四乘法器 205 , 分别与相位调整系数 A*cos ( Θ )、 A*sin ( Θ )相乘。 分别得到四路相乘后的结果： A*I*cos ( θ )、 A*I*sin ( θ )、 A*Q*cos ( θ )、 A*Q*sin ( θ )。

第一乘法器 202与第四乘法器 205结果输入到加法器 206,两路结果相 加后输出 I，=A*I*cos (Θ) +A*Q*sin (θ )

=Α* ri*cos ( θ ) *cos ( θι ) +Α* ri*sin ( θ ) *sin ( θι ) =Α* ri*cos (θι-θ)； 第二乘法器 203与第三乘法器 204结果输入到减法器 207,两路结果相 减后输出 Q'=A*Q*cos (Θ) -A*I*sin (θ )

= A* ri*sin ( θι ) *cos ( Θ ) -A* ri*cos ( θι ) *sin ( Θ ) =A* ri*sin ( θι-θ )。 其中， Γ、 Q，分别为相位旋转增益后的同相和正交信号� � 此外， 相位 Θ 和幅度增益 A需要调整设定， 具体的调整设定要在最后进行整体系统调试 时来进行， 先设定低的幅度增益 A, 调整 Θ, 选择信号抵消时， 值最小的相 位 Θ, 然后调整增益 A, 使 ·ί氏消的时间最短。

实际应用中， 输入 A*cos (Θ)和 A*sin (Θ)信号完成运算， 可以通过 可调电位器实现， 在数字处理中可以直接输入 A*cos (Θ)和 A*sin (Θ) 的 数值。 乘法器、 加法器和减法器均可以釆用运算放大器电路实 现， 在数字 处理中可以利用软件或数字电路的加法、 减法和乘法运算实现。 反相积分 器可以釆用典型的运算放大反相积分电路、 同相积分电路将信号反相后再 作反相积分。在数字处理实现中同相积分器由 累加器 Y=Y+X实现，反相积 分器由累加器 Υ=Υ-Χ实现。

加法器 206输出的 Γ信号输出到第一同相积分器 208、第一反相积分器 209。 减法器 207输出的 Q，信号输出到第二同相积分器 210、 第二反相积分 器 211。 同相积分器的结果和输入信号同相累加， 反相积分器的结果和输入 信号反相累加。 第一同相积分器 208输出结果为 (θ θ); 第一 反相积分器 209输出结果为 Wi-e); 第二同相积分器 210输 出结果为 Q ⁺ = A^^jsin ( θ θ ); 第二反相积分器 211 输出结果为 Q— = _ ₁ * _A * _ri *J _sin (0 ₁ .0) . _Τ \ _R 、 Q ⁺ 、 Q-信号用于控制移相反射子模块 132的反 射信号强度。

进一步的， 由于反射信号要经过定向耦合器 11到达正交解调器 12, 在 这个过程中反射信号的相位移动不用考虑天线 15的馈线长度的影响， 但是 定向耦合器 11、 以及单板上从定向耦合器 11隔离端口到正交解调器 12的 走线都会带给反射信号一个固定的相位移动 θ ₂ , 为了使反射信号更好的抑 制所述射频载波信号， 优选的方案是控制信号 Ι ⁺ 、 Γ、 Q ⁺ 、 Q_都将 θ ₂ 考虑进 去， 具体的， 优选的 Θ的相位， 是 θ=θ ₂ -180时， 反射信号的增量的相位为 ,经过定向耦合器和走线的 θ ₂ 的移相后，到正交解调器的相位为 (6^180)与原泄漏信号 6相位相差 180度， 这样生成的反射信号到达正交 解调器 12时与原泄漏信号相位相反。 由于相移 θ ₂ 与天线 15的馈线长度无 关， 所以相位调整系数 Θ不受馈线长度的影响， 具有很好的适应性。

所述移相反射子模块 132, 用于利用控制信号控制定向耦合器 11耦合 端口的反射信号， 将反射信号通过定向耦合器 11的耦合端口和隔离端口发 送给正交解调器 12。

具体的， 图 3为本发明移相反射子模块的结构示意图， 如图 3所示， 所述移相反射子模块 132 中， 第一可控反射单元 301、 第二可控反射单元 302、 第三可控反射单元 303和第四可控反射单元 304, 分别由 Q -、 Γ、 Q ⁺ 、 1 ⁺ 控制四个反射节点的反射信号强度。 四个节点为传输线上的四个抽头点， 釆用本征二极管（PIN管）能够以可变电阻方式 改变四个节点的阻抗。 当控 制电压为 0或者小于 0时， PIN管的偏置电流为 0, 可变电阻的阻抗远远大 于 50欧，此时 PIN管类似于一个小电容，反射很小。 当控制电压大于 0时， 控制电压越大， PIN管的偏置电流越大， 反射节点的阻抗越小， 反射信号强 度越大。 通过这种原理， 实现了耦合端口反射信号的幅度控制。 端接负载 305为 50欧的端接电阻。

第一移相单元 306、第二移相单元 307和第三移相单元 308实现了控制 反射信号的 45度移相处理， 并将反射信号发送给定向耦合器 11 的耦合端 口。 在第一移相单元 306的作用下， 第二可控反射单元 302的输入信号相 位比第一可控反射单元 301输入信号延时 45度。因此第二可控反射单元 302 反射到定向耦合器 11的耦合端口的信号比第一可控反射单元 301的反射信 号延时 90度。 同理第三可控反射单元 303的反射信号比第二可控反射单元 302延时 90度；第四可控反射单元 304的反射信号比第三可控反射单元 303 延时 90度。

例如： 设第一可控反射单元 301的反射信号为 r^cos ^t O) , 则第二 可控反射单元 302的反射信号为 r ₂ *cos (vt-180) ,第三可控反射单元 303的 反射信号为 r ₃ *cos t-90) , 第四可控反射单元 304 的反射信号为 r ₄ *cos 。 r= ( ZL _ Z ₀ ) / ( Z _L + Z ₀ )。 Z ₀ 为传输线阻抗， 在这里是 50欧， Z _L 为负载阻抗 Z _L = ZL/ Z _pin 其中 Z _PIN 为 PIN管阻抗。 Γ ₂ 、 Γ ₃ 、 Γ ₄ 分别由 反射信号控制模块输出的 Q -、 Γ、 Q ⁺ 、 1 ⁺ 控制， 当控制电压小于等于 0时反 射信号为 0, 当控制电压大于 0时反射信号是控制电压的单调上升函数。在 定向耦合器 11的耦合端口的反射信号为（Γ ₄ -Γ ₂ ) *cos (ψί) + ( Γ ₃ -Γ!) *sin t)。

进一步的， 所述反射信号控制子模块 131 的功能， 还可以通过数字处 理实现， 图 4为数字处理的反射信号控制子模块的结构示� �图， 如图 4所 示， 所述子模块包括：模数转换子模块 401、数字反射信号控制子模块 402、 数模转换子模块 403和停止控制子模块 404, 其中，

模数转换子模块 401 将信号转化为数字信号， 输入数字反射信号控制 子模块 402处理， 完成后釆用数模转换子模块 403进行数模转换输出。 其 中， 数字反射信号控制子模块 402 实现的功能可以参照反射信号控制子模 块 131 进行的运算， 应用相应的数字计算模块实现。 对于低通滤波器 201 在数字处理中可以釆用有限长单位冲激响应（ FIR )或级联积分器梳状（ CIC ) 滤波器。

所述停止控制子模块 404的作用是判断泄漏信号解调后的 I、 Q信号的 幅度， 当 I ² +Q ² 小于阔值时， 停止数字反射信号控制子模块 402中， 四个积 分器的积分， 或者将 I、 Q信号的数值直接置为 0。 停止控制信号的生成， 减小自动抵消电路控制的反射信号对反向信号 的影响。 所述阔值可以根据 目标的泄漏功率值设定， 例如： 目标的泄漏功率为 -20dBm, 则在系统调试 时， 由正交解调器 11 的射频信号输入端口输入 -20dBm的测试信号， 检测 并计算 I ² +Q ² 的值， 将此值作为停止控制子模块 404的阔值。

图 5为本发明一种抑制载波泄漏的方法流程示意� �， 如图 5所示， 所 述方法具体包括以下步骤：

步骤 501 , 定向耦合器从输出端口输出前向射频载波信号 时， 泄漏的射 频载波信号从隔离端口输出；

具体的， 所述超高频无源射频识别系统中的功放模块， 输出前向射频 载波信号经过定向耦合器的输入端口， 然后从输出端口输出到天线。 在天 线的驻波和定向耦合器的隔离度的共同作用下 ， 一部分射频载波信号泄漏 到定向耦合器的隔离端口， 并从隔离端口输出。 在本发明中， 功放模块、 定向耦合器和天线并不需要特殊的限定， 可以釆用一般常用的功放设备、 定向耦合器和天线即可。

步骤 502,利用正交解调器将泄漏的射频载波信号解� �出同相和正交信 号；

具体的， 所述利用正交解调器解调出同相和正交信号分 别为：

其中，！^是所述泄漏的射频载波信号的强度� � 6是泄漏的射频载波信号 与本振信号的相位差。 其中， 所述本振信号是使用正交解调器时， 为了解 调而输入的一个基本信号。

步骤 503 , 对同相和正交信号进行滤波、 相位旋转增益控制、 同相反相 积分后， 得到定向耦合器耦合端口的反射信号的控制信 号， 利用控制信号 控制反射信号， 抑制所述泄漏的射频载波信号。 具体的， 对同相和正交信号釆用低通滤波处理， 目的是过滤掉高频噪 声信号。 滤波之后的同相和正交信号进行相位旋转增益 控制， 是通过改变 信号的旋转角度和增益， 来调整同相和正交信号的相位和幅度， 然后通过 同相反相积分后得到 Ι ⁺ 、 Γ、 Q ⁺ 、 Q-信号， 用于控制四个抽头点上的反射信 号。 其中， 所述反射信号是指： 被反射回耦合端口的， 定向耦合器前向发 送射频载波信号时， 耦合端口输出的部分射频载波信号。 所述 Ι ⁺ 、 Γ、 Q ⁺ 、 Q_信号分别控制所述反射信号在传输线上的四� ��抽头点的强度。 反射信号 经过定向耦合器的耦合端口从隔离端口输出到 正交解调器， 由于控制信号 进行了相位旋转增益， 因此被控制信号控制的反射信号与原泄漏射频 载波 信号的相位相反， 此外控制信号在同相反相积分的作用下使得反 射信号的 幅度增加， 实现了对原泄漏射频载波信号的相互抵消， 达到了抑制射频载 波泄漏的目的。

进一步的， 步骤 503还包括：

步骤 503a, 对同相和正交信号进行滤波；

具体的， 所述滤波可以釆用由运算放大器构成的有源低 通滤波器， 或 电阻电容（RC ) 网络和电感电容（LC ) 网络组成的无源低通滤波器。 低通 滤波器的参数选取要兼顾两个矛盾， 一是对于泄漏的载波信号的幅度和相 位信息， 正交解调器解调出的同相和正交信号是直流信 号， 要求低通滤波 器的通带和阻带频率尽量低， 尽可能滤除噪声的干扰； 二是实际使用时， 要求自动抵消电路的收敛速度快， 滤波器的通带和阻带频率低的情况下延 时会增加，会影响收敛速度。 实施例中， 通带 -3dB截止频率可选为 ΙΟΚΗζ, 阻带截止频率 25KHz,阻带衰减 -30dB。

步骤 503b, 执行相位旋转增益控制；

具体的， 进行滤波后的同相和正交信号分别乘以 A*cos ( Θ )和 A*sin ( Θ ), 具体为： ① A*I*cos ( θ )、 ② A*I*sin ( θ )、 ③ A*Q*cos ( θ )、 ④ A*Q*sin ( θ )。 然后， 取①和④相加得到： p=A*I*cos ( Θ ) +A*Q*sin ( θ ); 取②和③ 相减得到： Q'=A*Q*cos ( Θ ) -A*I*sin ( θ ),

由于 ^r^cos ^)； Q=ri *sin (0i) , 因此，

Γ=Α* ri *cos ( θ ) *cos ( θι ) +Α* ri *sin ( θ ) *sin ( θι ) =Α* ri *cos (θι-θ)；

Q'=A* ri *sin ( θι ) *cos ( θ ) -A* ri *cos ( θι ) *sin ( Θ ) =A* ri *sin ( θι-θ )。 其中， Γ、 Q，分别为相位旋转增益后的同相和正交信号� � 此外， 相位 Θ 和幅度增益 A需要调整设定， 具体的调整设定要在最后进行整体系统调试 时来进行， 先设定低的幅度增益 A, 调整 Θ , 选择信号抵消时， 抵消结果最 小的相位 Θ , 然后调整增益 A, 使 ·ί氏消的时间最短。

步骤 503c , 对相位旋转增益后的同相和正交信号进行同相 反相积分， 得到定向耦合器耦合端口的反射信号的控制信 号；

具体的， 对 Γ进行同相积分得到 I ⁺ = ( θι-θ ); 对 Γ进行反相积 分得到 Γ = -l *A*r! *jcos (θι-θ );对 Q，进行同相积分得到 Q ⁺ = A^^jsini θι-θ ); 对 Q，进行反相积分得到 Q^ -^A^ in ^-e ), 所述 Ι ⁺ 、 Γ、 Q ⁺ 、 Q-信号分 别用于控制所述耦合端口的反射信号在传输线 上的四个抽头点的强度。

步骤 503d, 利用控制信号控制耦合端口的反射信号；

具体的， 所述耦合端口的反射信号在传输线上有四个抽 头点， 即前述 的四个抽头点， 四个抽头点分别相差 90度的相位差， 以保证对反射信号的 完整周期进行控制。 四个抽头点可以分别釆用 PIN管实现的可变电阻方式 进行控制， 具体是通过改变四个抽头点的阻抗， 实现对反射信号的幅度进 行控制。 当控制信号的电压为 0或者小于 0时， PIN管的偏置电流为 0 , 可 变电阻的阻抗远远大于 50欧， 此时 PIN管类似于一个小电容， 反射很小。 当控制信号的电压大于 0时， 控制电压越大， PIN管的偏置电流越大， 反射 抽头点的阻抗越小， 反射信号强度越大。 通过这种原理， 实现了耦合端口 反射信号的幅度控制。

步骤 503e, 利用耦合端口的反射信号抑制所述射频载波信 号。

具体的， 输入定向耦合器的耦合端口的反射信号， 经过定向耦合器到 达正交解调器， 在这个过程中反射信号的相位移动不用考虑天 线的馈线长 度的影响， 但是定向耦合器， 以及单板上从定向耦合器隔离端口到正交解 调器的走线都会带给反射信号一个固定的相位 移动 θ ₂ , 为了使反射信号更 好的抑制所述射频载波信号， 优选的方案是控制信号 Ι ⁺ 、 Γ、 Q ⁺ 、 Q_都将 θ ₂ 考虑进去， 具体的， 优选的 Θ的相位， 是 θ=θ ₂ -180时， 此时反射信号的增 量的相位为（6^2+180) ,经过定向耦合器和走线的 θ ₂ 的移相后，到正交解调 器的相位为（6^180)与原泄漏信号 6相位相差 180度， 这样生成的反射信 号到达正交解调器 12时与原泄漏信号相位相反。 由于相移 θ ₂ 与天线 15的 馈线长度无关， 所以相位调整系数 Θ 不受馈线长度的影响， 具有很好的适 应性。

图 6为不釆用本发明时前反向信号隔离度的示意� �， 如图 6所示， 仅 利用定向耦合器自身来实现前向和反向信号的 隔离， 在 840MHz频点时， 前向和反向信号的隔离度约为 -28dB。 图 7为釆用本发明时前反向信号隔离 度的示意图， 如图 7所示， 釆用本发明抑止载波泄漏的方法后， 前向和反 向信号的隔离度优化到 -55dB。 由此可见釆用本发明可以显著提高前反向链 路信号的隔离度。

以上所述， 仅为本发明的较佳实施例而已， 并非用于限定本发明的保 护范围， 凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改 、 等同替换和改进 等， 均应包含在本发明的保护范围之内。