(実施の形態1)
 (1)全体構成
 図6に、本発明の実施の形態1に係るポーラ� �調送信装置(polar modulation transmitter)の構成を 示す。ポーラ変調送信装置100は、拡散部(sprea ding section)110と、ポーラ信号生成回路(polar si gnal generation circuit)101と、位相変調信号生成� ��路(phase modulated signal generation circuit)102と� �パワーアンプ(PA)103と、振幅制御回路(amplitude  control circuit)104と、可変利得増幅器(VGA)及び 又は減衰器によって構成された可変増幅器(va riable amplifier)105と、パワーアライメントルー プ120と、サンプリング制御部111とを有してい る。

 パワーアライメントループ120は、PA103の� �力パワーを検出する検出回路(detector)106と、� ��信電力(パワー)制御部107と、LPF108と、ADC109� �を有する。

 拡散部110は、拡散符号により入力信号(直 交変調信号)を拡散して、ポーラ信号生成回� �101に出力する。例えば、HSUPA(High Speed Uplink� �Packet Access)信号を生成する場合、拡散部110� �、DPDCH信号,DPCCH信号,HS-DPCCH信号,E-DPCCH信号,及 びE-DPCCH信号に、それぞれ拡散符号Cd,Cc,Chs,Ced, 及びCecを乗算し、ゲインファクタBeta ratio c( Bc),Beta ratio d(Bd),Beta ratio hs(Bhs),Beta ratio ed( Bed),及びBeta ratio ec(Bec)を調整することでHSUPA 信号を生成し、生成したHSUPA信号をポーラ信� ��生成回路101に出力する。

 ポーラ信号生成回路101は、入力信号から� ��幅成分信号と位相成分信号とを生成する。� ��体的には、ポーラ信号生成回路101は、拡散� ��110からの入力信号に従って動作し、入力信� ��の振幅情報を含んでいるエンベロープ成分� ��号(振幅成分信号)、及び、入力信号の位相� �報を含んでいる定エンベロープ成分信号(位� ��成分信号)を生成する。エンベロープ成分信 号は、振幅パスに沿って振幅制御回路104に入 力され、定振幅の位相成分信号は位相変調信 号生成回路102に入力される。

 位相変調信号生成回路102は、位相成分信� ��からRF位相変調信号を生成する。可変増幅� �路105は、PAL120によって得られた位相パスス� �ーリング係数(Phase-path magnitude scaling)S10に基 づいて、RF位相変調信号を増幅又は減衰させ� ��これによりスケーリングされたRF位相変調� �号をPA103のRF信号入力端子に供給する。

 振幅制御回路104は、送信パワー制御部107� ��らの振幅パススケーリング係数(AM-path envelo pe scaling)S11を振幅成分信号に乗じることで、 PA103の電源電圧を形成して、それをPA103の電� �入力端子に供給する。

 検出回路106は、例えば、PINダイオードま� ��は他の半導体検出器で構成され、PA103の出� �パワーを検出する。

 LPF108は、例えばRC回路によって構成され� �PA103の出力パワーの検出結果を積分すること で、PA103の出力パワーの平均値を得る。

 ADC109は、サンプリング制御部111の制御に� ��って、LPF108の出力結果をサンプリングする� ��このサンプリングの制御については後述す� ��。

 送信パワー制御部107は、検出回路106の出� ��をLPF108及びADC109を介して入力する。また、� ��信パワー制御部107は、送信電力制御信号(送 信電力制御コマンド)を入力する。

 送信パワー制御部107は、送信電力制御信� ��及びPA103の出力パワーの平均値に基づいて� �ポーラ変調送信装置100の送信電力の設定送� �電力を決定し、ポーラ変調送信装置100の送� �電力を制御する。

 設定送信電力決定後、送信パワー制御部1 07は、振幅制御回路104に振幅パススケーリン� ��係数を、可変増幅回路105に位相パススケー� ��ング係数を送出することにより、PA103の電� �電圧及びPA103の入力信号(RF位相変調信号)レ� �ルを制御する。

 送信パワー制御部107は、送信電力制御信� ��をアドレスとしてテーブル参照して得たス� ��ーリング係数の元の値と、PA103の出力パワ� �の平均値より求めたスケーリング係数の修� �値とを合計することで、最終的なスケーリ� �グ係数S10、S11を算出する。

 すなわち、本実施の形態の送信パワー制� ��部107は、TPCコマンドとスケーリング係数と� ��対応図けれられたテーブル(以下これをパワ ーテーブルと呼ぶ)を有する。

 図7に、送信パワー制御部107に設けられて いるパワーテーブルのスケーリング係数セッ トの様子を示す。コンプレスドモードでは、 ポーラ変調送信装置100の出力パワーは、PA103� ��コレクタ(またはドレイン)ノードに与えら� �る振幅変調された電源電圧によって制御さ� �る一方、定振幅の位相変調RF信号のパワーは 一定に保たれる。非コンプレスドモードでは 、PA103の出力パワーは、振幅パスのエンベロ� ��プに乗じるスケーリング係数を一定に維持� ��ながら、位相パスでの駆動信号に乗じるス� ��ーリング係数を変化させることでパワーを� ��御する。但し、どちらの動作モードにおい� ��も、パワー制御に用いない方のスケーリン� ��係数(コンプレスドモードの場合には、位相 変調RF信号に乗じる位相パススケーリング係� ��のことであり、非コンプレスドモードの場� ��には、振幅パスのエンベロープに乗じる振� ��パススケーリング係数のことである)は必ず しも一定に維持する必要はなく、パワーアン プの出力の歪特性や雑音特性の改善、あるい は出力パワーの補正を行うために調整するこ とにしてもよい。

 実際上、図7に示したように、送信パワー 制御部107は、コンプレスドモード用のスケー リング係数セットと、非コンプレスドモード 用のスケーリング係数セットとを有する。本 実施の形態の場合、コンプレスドモード用の スケーリング係数セットと非コンプレスドモ ード用のスケーリング係数セットは、モード 遷移領域において、オーバーラップ領域が設 けられている。

 オーバーラップ領域は、コンプレスドモ� ��ド又は非コンプレスドモードのいずれのモ� ��ドを選択した場合でも、必要とされる出力� ��ワーを生成することが可能な範囲である。� ��体的に説明すると、実際には、図7中の実線 で示すような、振幅パススケーリング係数と 位相パススケーリング係数を有すれば、コン プレスドモードと非コンプレスドモードを実 現できるが、本実施の形態の場合には、実線 で示すスケーリング係数セットに加えて、点 線で示すスケーリング係数セットを有するこ とで、コンプレスドモードの領域及び非コン プレスドモードの領域を拡張して、PA103をコ� ��プレスドモード及び非コンプレスドモード� ��いずれのモードでも動作させることができ� ��オーバーラップ領域を設けている。

 較正領域は、モード遷移時に送信パワー� ��不連続が生じる可能性があり、較正を必要� ��る可能性がある出力パワー範囲である。本� ��施の形態では、この較正領域において、送� ��パワーに不連続を生じさせないスケーリン� ��係数S10、S11を選択して、PA103のモード切換� �行う。

 このように、送信パワー制御部107によっ� ��算出されたスケーリング係数に応じて、PA10 3がコンプレスドモードで動作するか、又は� �コンプレスドモードで動作するかが決まる� �

 スケーリング係数の算出方法の一例につ� ��て以下に説明する。パワーテーブル内のス� ��ーリング係数が表1のようになっているとす る。

 ここで、非コンプレスドモードで動作中� ��ポーラ変調送信装置100が、「位相パススケ� ��リング係数を100でPA103を-10dBmで出力」して� �る時、送信パワー制御部107が動作し、「コ� �プレスドモード動作での出力パワーレベル� �のレベル差が0.3dBmなので、PA103の出力パワー を上げる」と判断した場合について、位相パ ススケーリング係数の算出方法を説明する。

 表1から、非コンプレスドモード動作時の 位相パススケーリング係数「100」からの変化 分として、出力パワーレベルの増加分「+0.3dB m」に相当する位相パススケーリング係数の� �加分「+3」を加算し、位相パススケーリング 係数を「103」とする。

 なお、PA103の出力を「+1dBm」だけ上げる場 合には、上記したような算出を行わなくても よく、スケーリング係数「100」が格納された 「アドレス002」に隣接する「アドレス003」を 直接参照してもよい。

 本実施の形態の場合、パワーアライメン� ��ループ120の検出回路106、LPF108及びADC109は、� ��要な場合のみ動作するようになっている。� ��体的には、送信パワー制御部107が入力され� ��TPCコマンドに基づいて、オンオフ制御信号S 20を検出回路106、LPF108、及びADC109に送出する� ��例えば、図4に示したように、TPCコマンドが 1 dBや2 dB, 3 dBといったように許容値が厳し い目標ステップサイズを示すものであった場 合には、オンオフ制御信号S20としてオン制御 信号を出力する。これに対して、TPCコマンド が4 dB以上といったように許容値が厳しくな� ��目標ステップサイズを示すものであった場� ��には、オンオフ制御信号S20としてオフ制御� ��号を出力する。このようにすることで、パ� ��ーアライメントループ120を実質的に必要な� ��合のみ動作させることができるので、消費� ��力を低減できる。

 以上説明したように、本実施の形態のポ� ��ラ変調送信装置100は、パワーアライメント� ��ープ120によってPA103の出力パワーを測定し� �がら、振幅パススケーリングS11及び位相パ� �スケーリング係数S10を選択することにより� �送信パワー変更時におけるPA103の出力パワー の不連続(特にモード遷移時の不連続)を抑制� ��きる。

 (2)サンプリング制御
 上記したように送信パワー制御を正確に行� ��ために、実際のPA103の出力パワーを測定し� �この測定値が設定目標値に等しくなるよう� �出力パワーをフィードバック制御する方法� �採られる。

 LPF108は、検出回路106によって得られるPA10 3の出力パワーの検出値の変動を抑えるため� �設けられている。

 ところで、LPF108のカットオフ周波数を高� ��設定し過ぎると、変動を十分に抑えること� ��できない。逆に、カットオフ周波数を低く� ��定し過ぎると、パワーの調整後にLPF108の出� ��が安定するまでに時間を要するので、例え� ��3GPPの規格で定められた時間内にパワー制御 を終えることが困難になる。因みに、3GPPの� �格では、パワー制御を、シンボル境界から± 25μsec内で収めることが要求される。この要� �を満たすためには、LPF108の時定数は数μsec程 度以下である必要がある。実際上、LPF108の時 定数は、変調信号の瞬時エンベロープ変動を キャンセルできる程度に設定されていればよ い。カットオフ周波数は数十kHz~数百kHzの範� �が好ましいと考えられる。本実施の形態で� �、一例としてカットオフ周波数は300kHzとす� �。

 そのため、LPF108の出力には、LPF108では取� ��きれない変動成分が残留する。この変動成� ��は、拡散部110にて用いられる拡散符号のパ� ��ーンに起因する拡散変調信号の基本周期(拡 散符号のチップ速度)に依るものである。

 そこでサンプリング制御部111は、変動成� ��が残留している状況においても、平均送信� ��ワーと、設定目標値との誤差を正確に求め� ��ことができるように、ADC109のサンプリング� ��制御する。

 具体的には、サンプリング制御部111は、� ��散部110にて用いられる拡散符号のパターン� ��起因する拡散変調信号の基本周期に関する� ��報(以下、基本周期情報と呼ぶことがある)� �取得する。サンプリング制御部111は、拡散� �号のパターンに起因する拡散変調信号の基� �周期に応じたサンプリング周期情報を生成� �る。さらに、サンプリング制御部111は、基� �周期情報に基づいて、LPF108の出力に周期的� �現れるピークの出現候補タイミングを特定� �、当該ピーク出現候補タイミング以外のタ� �ミングをサンプリング開始タイミングとし� �取得する。そして、サンプリング制御部111� �、生成されたサンプリング周期情報および� �ンプリング開始タイミングを含むサンプリ� �グ制御信号をADC109に出力する。

 ADC109は、サンプリング制御部111からのサ� ��プリング制御信号に応じた、サンプリング� ��始タイミングおよびサンプリング周期で、L PF108の出力をサンプリングし、サンプル信号� ��送信パワー制御部107に出力する。

 (3)ポーラ変調送信装置100の動作
 次に、上記構成を有するポーラ変調送信装� ��100の動作について図6乃至図12を参照して説� ��する。

 図8に示すパワー設定フローに沿って、現 時点のモードがコンプレスドモードである場 合について説明する。

 まず基地局(図示せず)から送信されてき� �送信電力制御信号(例えば、TPC)により指定さ れる、電力調整値δPを取得する(ステップS201) と、電力調整値δPが0以上か否か、すなわち� �信電力制御信号が送信電力のUP若しくはKEEP� �示しているか又はDOWNを示しているのか判定� ��れる(ステップS202)。

 電力調整値δPが0未満である場合(ステッ� �S202:NO)には、送信電力制御信号により送信電 力のDOWNを指示されていると判断され、送信� �力をDOWNした結果モードが非コンプレスドモ� ��ドに変化するか否かが判定される(ステップ S203)。

 モードの切り替えがある場合(ステップS20 3:YES)には、ステップS204で検出回路106が作動� �態になり、検出回路106の出力であるPA103の出 力パワーの検出結果がLPF108にて波形整形され て出力される。

 ここで検出回路106の出力は、図10に示す� �うに、その電圧が0[V]付近の値と、それに比� ��て大きな値(同図では、0.35[V]付近)とで、周� ��的に変動していることが分かる。この検出� ��路106の出力電圧変動の周期性は、直交変調� ��号の拡散に用いられる拡散符号のパターン� ��基づく拡散変調信号の基本周期に起因する� ��のである。同図においては、検出回路106の� ��力電圧変動が、8チップ周期(つまり、8チッ� ��の期間0[V]付近の値でその次の8チップの期� �では0.35[V]付近の値)、又は、その半分の4チ� �プ周期として現れている。また、8チップでH IGH、又は8チップでLOWが続く状況は、シンボ� �間の境界付近で起こりうる。

 この検出回路106の出力が波形整形されたL PF108の出力が図11に示されている。LPF108には� �その出力電圧が所定の範囲(以下、「収束目� ��範囲」と呼ぶことがある)内に収まることが 要求されている。図11Aに示すようにLPF108の出 力には、5dBの範囲(ここでは、収束目標範囲� �対応)に収まっている部分、つまり後段の送� ��パワー制御部107における利用対象部分の他� ��、収束目標範囲を超えた10dB以上のピークが 現れている。

 この送信パワー制御部107における利用対� ��部分は、図11Aのように周期性(つまり、所定 の周波数)を有している。この周期性は、直� �変調信号の拡散に用いられる拡散符号のパ� �ーンに起因する拡散変調信号の基本周期そ� �ものに対応する。

 また、LPF108の出力に現れるピークは、図1 1Bに示すように規則性を持って現れる。この� ��ークの出現候補タイミングは、上記直交変� ��信号の拡散に用いられる拡散符号のパター� ��に起因する拡散変調信号の基本周期から特� ��することができる。具体的には、ピークの� ��現候補タイミングは、送信シンボル間の境� ��の直後で、且つ、基本周期を整数倍した周� ��で現れる。

 図8のフローに戻って、ステップS205~ステ� ��プS209でADC109による、LPF108の出力のサンプリ ングが行われる。

 ここで送信パワー制御部107における利用� ��象サンプルは、LPF108の出力のうち、所定範� ��に収まっている部分であるため、ADC109は、� ��ークを避けてサンプリングする必要がある� ��そこで、サンプリング制御部111は、拡散符� ��のパターンに起因する拡散変調信号の基本� ��期に応じたサンプリング周期情報を生成す� ��と共に、特定されたピークの出現候補タイ� ��ング以外のタイミングをサンプリング開始� ��イミングとして取得し、サンプリング周期� ��報およびサンプリング開始タイミングを含� ��サンプリング制御信号により、ADC109のサン� ��リングを制御する。実際上、ADC109の作動開� ��タイミングはシンボル境界と一致するが、A DC109が安定的に動作できる状態になるには一� ��の時間を要する。そのため、サンプリング� ��始タイミングは、シンボル境界のタイミン� ��で作動してADC109が安定動作可能なタイミン� ��であり、且つ、上記ピークの出現候補タイ� ��ング以外のタイミングである。

 ADC109は、サンプリング制御信号に含まれる� ��サンプリング開始タイミングからサンプリ� ��グを開始し、サンプリング周期情報に応じ� ��周期で所定のサンプリング回数nに達するま で、サンプルタイミングの電圧値P _Cur,k を測定する。こうしてADC109は、ピークを避け てサンプリングすることができる。

 測定された電圧値P _Cur,k は、送信パワー制御部107により平均化され、 平均値P _Cur が求められる(ステップS210)。

 ステップS211では、非コンプレスドモード へのモード変更が実行される。すなわち、ス テップS205~ステップS209において実行されるサ ンプリングは、変更前のモードであるコンプ レスドモードで行われていることになる。

 モード変更が実行されると、送信パワー� ��御部107は、ステップS212でターゲット電圧に なるようなスケーリングセットを振幅制御回 路104及び可変利得増幅器105に送出する。

 しかしながら、ターゲット電圧P _{Tar_Set} と実際に得られる電圧P _Tar との間には誤差が生じる可能性があるため、 ステップS213以降でターゲット電圧の調整が� �われる。

 ステップS213~ステップS217では、ADC109は、Sett ing時間後にサンプリングを開始し、サンプリ ング周期情報に応じた周期で所定のサンプル リング回数nに達するまで、サンプルタイミ� �グの電圧値P _Tar,k を測定する。

 測定された電圧値P _Tar,k は、送信パワー制御部107により平均化され、 平均値P _Tar が求められる(ステップS218)。

 ステップS219では、送信パワー制御部107は、 ターゲット電圧P’ _{Tar_Set} =P _{Tar_Set} +(P _Cur +δP-P _Tar )になるようなスケーリングセットを振幅制� �回路104及び可変利得増幅器105に送出する。� �れにより送信電力の調整が終了し、ステッ� �220で検出回路106が非作動状態になる。

 図12は、現時点のモードが非コンプレス� �モードである場合のパワー設定フローであ� �。この場合には、ステップS302の判定基準が� ��8の場合と逆(つまり、電力調整値δPが0以下� ��否か)になっている点、および、ステップS31 1のモード変更が非コンプレスドモードから� �ンプレスドモードである点以外は、図8と同� ��である。

 次に、図8および図12に示すパワー設定フ� ��ーの適用例としてHSDPA通信へ適用した場合� �ついて図9を参照して説明する。同図には、� ��力調整基準時である3.2msecの以前にモード変 更があるとステップS203で判定された場合が� �されている。

 まず、HSDPA通信においては、送信電力制御� �号を受け取り、当該送信電力制御信号に基� �き電力調整基準時から一定時間(前後25μsec)� �期間(以下、「電力調整許容期間」と呼ぶこ� ��がある)に電力調整を行う厳しい要求がある 。また、送信電力の設定誤差を設定目標P’ _{Tar_Set} から0.5dB内(1dBパワー変化時)に収めることが� �求されている。同図では、3.2msecのシンボル� ��界が電力調整基準時となっているので、3.17 5msecから3.225msecまでに電力調整を完了する必� ��がある。

 同図に示すように、電力調整基準時(「電 力調整許容期間」の中心)からモード切り替� �実行時(同図中のモード切替タイミング)まで の期間(以下、「第1電力調整期間」と呼ぶこ� ��がある、)に、ADC109により、ピークを避けて 1回目のサンプリング処理(ステップS205~ステ� �プS209に対応)が実行される(図10の1ST ADC read� ��対応)。

 また、モード切り替え実行時以降の電力� ��整許容期間(以下、「第2電力調整期間」と� �ぶことがある)において、1回目の電力調整後 におけるLPF108の出力に対して、ADC109により、 2回目のサンプリング処理(ステップS213~ステ� �プS217に対応)が実行される(図10の2ST ADC read� ��対応)。

 ここで、ADC109は、切り替え前のモード時� ��フィルタリング信号をサンプリングすると� ��に、切り替え後のモード時のフィルタリン� ��信号を切り替え前のモード時のフィルタリ� ��グ信号と同位相でサンプリングする。すな� ��ち、「第1電力調整期間」、つまりモード切 り替え実行前のサンプリング信号と、「第2� �力調整期間」、つまりモード切り替え実行� �のサンプリング信号とは、同位相でサンプ� �ングされる。こうすることにより、モード� �り替え前後ではフィルタリング信号の変動� �波数は変化しないので、同位相でサンプリ� �グすることにより、フィルタリング信号波� �からモード切り替え前後で同条件のサンプ� �ング信号を取得することができる。

 また、ADC109は、第1電力調整期間および第 2電力調整期間のそれぞれにおいて、上述の4� ��ップ周期に相当する960kHzのサンプリング周� ��数でサンプリングする。こうすることによ� ��、フィルタリング信号波形における周波数� ��拡散符号のパターンに起因する拡散変調信� ��の基本周波数(基本周期)に依存しているた� �、同図に示すように例えば基本周波数の2倍� ��周波数である960kHzでサンプリングすること� ��より、後に求めるサンプルの平均値を基準� ��して振幅方向で同じ条件のサンプルを取得� ��ることができる。なお、サンプリング周波� ��は、960kHzに限られず、拡散符号のパターン� ��起因する拡散変調信号の基本周波数の整数� ��(言い換えれば、サンプリング周期が拡散符 号のパターンに起因する拡散変調信号の基本 周期の整数分の1倍)であればよい。

 また、ADC109における各モードに対する初� ��のサンプリングタイミングは、互いに、拡� ��コードのパターンに起因する拡散変調信号� ��基本周期の整数倍だけ間隔を有する。こう� ��ることにより、モード切り替え前後の初回� ��サンプリング信号の位相を確実に同位相と� ��ることができる。

 そして第1電力調整期間にて測定された電圧 値P _Cur,k は、送信パワー制御部107により平均化され、 平均値P _Cur (図9の1回目の平均パワーに対応)が求められ� �。

 次にMode change timingにてモード変更が実行� �れ(ステップS211又はステップS311に対応)、Sett ing timeに送信パワー制御部107が、ターゲット 電圧P _{Tar_Set} =P _Cur +δPになるようなスケーリングセットを振幅� �御回路104及び可変利得増幅器105に送出する� �とにより、送信電力調整が行われる。

 そして第2電力調整期間にて測定された電圧 値P _Tar,k は、送信パワー制御部107により平均化され、 平均値P _Tar (図9の2回目の平均パワーに対応)が求められ� �。

 そして送信パワー制御部107が、ターゲット� ��圧P’=P _{Tar_Set} +(P _Cur +δP-P _Tar )になるようなスケーリングセットを振幅制� �回路104及び可変利得増幅器105に送出するこ� �により、送信電力調整が行われる。これに� �り送信電力の調整が終了する。こうして、� �ード切り替え実行の直前直後におけるサン� �リング信号という、現在の状況が最も反映� �れた情報に基づいた送信電力制御を行うこ� �ができるので、送信電力パワー制御の精度� �向上することができる。

 このように本実施の形態によれば、ポー� ��変調送信装置100に、PA103の出力パワーを検� �する検出回路106と、検出回路106による検出� �果を波形整形するLPF108と、コンプレスドモ� �ド時のフィルタリング信号をサンプリング� �ると共に、非コンプレスドモード時フィル� �リング信号を前記コンプレスドモード時の� �ィルタリング信号と同位相でサンプリング� �ることで、各モードの出力パワーデータを� �るADC109と、ADC109により得られた前記各モー� �の出力パワーデータに基づいて、モード変� �時のPA103の出力パワーを制御する送信パワー 制御部107とを設けた。

 こうすることにより、モード切り替えに� ��るパワー出力変動の影響を受ける前後のサ� ��プリング信号を取得することができ、この� ��ード切り替え前後のサンプリング信号に基� ��いてモード変更時のPA103の出力パワーを調� �するため、適切に送信パワーを制御するこ� �ができるので、送信電力パワー制御を高精� �に行うことができる。また、モード切り替� �の前後のサンプリング信号の位相を互いに� �位相とするので、フィルタリング信号波形� �らモード切り替え前後で同条件のサンプリ� �グ信号を取得することができる。このよう� �モード切り替え前後のサンプリング信号に� �づくフィードバック制御では、フィルタリ� �グ信号に変動成分が残留していてもその影� �を無視できるため、ローパスフィルタの時� �数を大きく設定する必要がないので、高速� �を維持しつつ、高精度に送信パワーを推定� �よび制御することができる。

 また、ポーラ変調送信装置100は、拡散コ� ��ドにより拡散された拡散変調信号を送信す� ��ものであり、ADC109は、コンプレスドモード� ��のフィルタリング信号と非コンプレスドモ� ��ド時のフィルタリング信号を、互いに同位� ��から始めて、前記拡散コードのパターンに� ��因する前記拡散変調信号の基本周波数に等� ��いサンプリング周波数でサンプリングする� ��

 こうすることにより、フィルタリング信� ��波形における周波数が拡散符号のパターン� ��起因する拡散変調信号の基本周波数(基本周 期)に依存しているため、基本周波数に等し� �サンプリング周波数でサンプリングするこ� �により、各モードにおいてサンプリング信� �の平均値を基準として振幅方向で同じ条件� �サンプルを取得することができる。このよ� �なモード切り替え前後のサンプリング信号� �基づくフィードバック制御では、フィルタ� �ング信号に変動成分が残留していてもその� �響を無視できるため、ローパスフィルタの� �定数を大きく設定する必要がないので、高� �性を維持しつつ、高精度に送信パワーを推� �および制御することができる。なお、サン� �リング周波数は、基本周波数の整数倍でも� �い。特に、HSDPA通信の場合、拡散符号のチッ プ速度との関係から、フィルタリング信号の 変動特性としては周波数が480kHz、960kHz、及び ∞(変動無し)の3種類がある。これらすべてに 対応できるADCのサンプリング周波数は、960kHz である。従って、HSDPA通信の場合には、サン� ��リング周波数は、960kHzが好ましい。

 ポーラ変調送信装置100は、拡散符号によ� ��拡散された拡散変調信号を送信するもので� ��り、ADC109における各モードに対する初回の� ��ンプリングタイミングは、互いに拡散コー� ��のパターンに起因する拡散変調信号の基本� ��期の整数倍だけ間隔を有する。

 こうすることにより、モード切り替え前� ��の初回のサンプリング信号の位相を確実に� ��位相とすることができる。

 (実施の形態2)
 実施の形態1に係るポーラ変調送信装置100で は、第1電力調整期間でサンプリングされた� �ンプリング信号と、第2電力調整期間でサン� ��リングされたサンプリング信号とに基づい� ��、送信電力のターゲット電圧の調整を行う� ��合を例に採り説明を行った。すなわち、実� ��の形態1では、ターゲット電圧の調整が1段� �で行われている。

 これに対して、本実施の形態では、第1電 力調整期間と第2電力調整期間との間に、タ� �ゲット電圧の粗い調整を行うための「第3電� ��調整期間」を設ける。

 従って、モードの切り替えがあると判定� ��れた場合、図13に示すように、第1電力調整� ��間でローパスフィルタ108の出力がサンプリ� ��グされ、Setting時間でモード切り替えが行わ れた後、第3電力調整期間でローパスフィル� �108の出力のサンプリングが行われる。

 次にモード切り替え後の第1のターゲット電 圧(P _{Tar_Set} =P _Cur +δP)と、第3電力調整期間におけるサンプルの 電力平均値(P _Cur )との差が求められる。この差に基づいて第1� ��ターゲット電圧を調整(上記した粗い調整に 対応)することにより、第2のターゲット電圧� ��求められる。

 ここで、第3電力調整期間でも、第1電力� �整期間及び第2電力調整期間の場合と同様に� ��ADC109により、他の電力調整期間と同じ位相� ��らサンプリングが開始され、基本周波数の� ��数倍のサンプリング周波数でサンプリング� ��れる。

 ただし、第3電力調整期間でサンプリングさ れるサンプル数は、第1電力調整期間及び第2� ��力調整期間でのサンプル数に比べて少なく� ��定される。従って第3電力調整期間における サンプルの電力平均値(P _Cur )の精度は、他の電力調整期間に比べて落ち� �可能性もあるが、それでもターゲット電圧� �粗い調整には十分の精度が得られる。

 次に、第2の電力調整期間でローパスフィル タ108の出力がサンプリングされる。第2のタ� �ゲット電圧と、第2電力調整期間におけるサ� ��プルの電力平均値(P _Cur )との差が求められる。この差に基づいて第2� ��ターゲット電圧を調整(本調整)することに� �り、最終的なターゲット電圧が求められる� �

 このように本実施の形態によれば、第1電 力調整期間と第2電力調整期間の間に、両電� �調整期間のサンプル数よりも少ない第3電力� ��整期間を設けた。

 こうすることで、ターゲット電圧の本調� ��の前段に、粗い調整を行うことができる。� ��の結果、ターゲット電圧の本調整の精度を� ��上することができる。また、特に3GPPでは、 短時間で電力制御を完了しなければならず、 その厳しい時間的制限を満たしつつ、電力制 御精度を向上することができる。

 なお、第3電力調整期間のサンプリング数 を第1、第2電力調整期間よりも少なく設定し� ��が、本実施の形態はこれに限定されるもの� ��はない。検出回路106の応答時間が、システ� ��の運用上、問題にならない場合には、第3電 力調整期間についても第1、第2電力調整期間� ��同じサンプリング数に設定することができ� ��。この場合には、ターゲット電圧に対する� ��整精度を改善することが期待できる。

 (実施の形態3)
 図14に本発明の実施の形態3に係るポーラ変� ��送信装置200の構成を示す。なお、図6と同じ 構成には同一の符号を付し、その説明を省略 する。

 図6のポーラ変調送信装置200は、送信パワ ー制御部220を有するパワーアライメントルー プ210と、平均化部230とを有する。

 平均化部230は、ポーラ信号生成回路101か� ��出力された振幅成分信号を平均化する。平� ��化部230は、ポーラ信号生成回路101の出力で� ��る振幅成分信号の出力パワーの平均値を、� ��定時間において検出する。

 送信パワー制御部220は、平均化部230から� ��幅成分信号の平均値の検出結果を入力する� ��

 送信パワー制御部220は、PA103の出力パワ� �の平均値の変動量と、振幅成分信号の出力� �ワーの平均値の変動量とに基づいて、PA103の 出力パワーの平均値から拡散変調による残留 変動成分を除去したパワー推定値を求める。 そして、送信パワー制御部220は、送信パワー 制御信号と、拡散変調による残留変動成分を 排除したパワー推定値PA103の出力パワーの平� ��値の変動量、及び振幅成分信号の出力パワ� ��の平均値の変動量とに基づいて、ポーラ変� ��送信装置200の送信パワー電力の設定目標送� ��電力値を決定し、送信パワー電力を制御す� ��。

 PA103の出力パワーの平均値と振幅成分信� �の出力パワーの平均値との関係、及び、PA103 の出力パワーの平均値から拡散変調による残 留変動成分を除去したパワー推定値の求め方 については後述する。

 送信パワーの設定目標値を送信電力決定� ��、送信パワー制御部230は、振幅制御回路104� ��振幅パススケーリング係数S11を、可変増幅� ��路105及びに位相パススケーリング係数S10を� ��出することにより、PA103の電源電圧及びPA103 の入力信号(RFRF位相変調信号)レベルを制御す る。

 送信パワー制御部107は、送信パワー制御� ��号(例えばTPCコマンド)をアドレスとしてテ� �ブル参照して得たスケーリング係数の元の� �と、拡散変調による残留変動成分を除去し� �パワー推定値より求めたスケーリング係数� �修正値とを用いて、最終的なスケーリング� �数S10、S11を算出する。

 本実施の形態のポーラ変調送信装置200は� ��PA103の出力パワーの平均値の変動量と、振� �成分信号の出力パワーの平均値の変動量と� �基づいて、PA103の出力パワーの平均値から拡 散変調による残留変動成分を除去したパワー 推定値を求め、このパワー推定値と送信パワ ー制御信号とに基づいて、送信パワーの設定 目標値を決定し、送信パワーを制御すること により、残留変動成分の影響を除去して送信 パワーを制御することができるため、送信パ ワー制御の精度を向上することができる。

 次に、残留変動成分の除去の仕方につい� ��、詳しく説明する。

 先ず、PA103の出力パワーの平均値と、振� �成分信号の出力パワーの平均値との関係に� �いて、図15と図16を参照しながら説明する。

 図15は、LPF108の出力波形(図中の実線)と、 ADC109のサンプリングタイミング(図中の縦の� �線)と、所定期間でのサンプリング値の平均� ��(図中の横の点線)との関係を示したもので� �る。図16は、振幅成分信号(AMパス信号)のパ� �ー波形及び短時間における平均値を示した� �のである。図15及び図16は、ともに送信パワ� ��の変更及びデバイス特性による影響がない� ��合の波形を示している。

 因みに、検出回路106の出力は、検出回路1 06の回路構成によってスケールの違いや雑音� ��影響などは生じるが、図9の実線で示した振 幅信号成分信号(AMパス信号)の波形パターン� �ほぼ同様となる。具体的には、検出回路106� �出力電圧は、0[V]付近と、0.35[V]付近とて、周 期的に変動する。この検出回路106の出力電圧 変動の周期性は、拡散部110で用いられる拡散 符号のパターンに基づく拡散変調信号の基本 周期に起因するものである。例えば拡散符号 の基本周期が8チップ周期の場合には、検出� �路106の出力電圧変動の周期は、8チップ周期( 4チップの期間は0[V]付近、次の4チップの期間 は0.35[V])、又はその半分の4チップ周期となる 。また、例えば拡散符号の基本周期が4チッ� �周期の場合には、検出回路106の出力電圧変� �の周期は、4チップ周期(2チップの期間は0[V]� ��近、次の2チップの期間は0.35[V])、又はその� ��分の2チップ周期となる。

 図15から分かるように、LPF108の出力信号� �は4dB幅程度の変動が残っており、図15中の3.6 6msec(シンボル境界)付近では10dB以上の変動が� ��っている。この変動はパワー制御の精度を� ��化させることになるため、本実施の形態で� ��、これらの変動成分を除去するようになっ� ��いる。

 本実施の形態の送信パワー制御部220は、� ��15の中の3.66msec(シンボル境界)付近の変動の� ��きいタイミングを避けた時間位置のサンプ� ��ング値を平均化するようになっている。実� ��には、シンボル境界からセットリング期間( LPF108の出力が安定するまでの期間)が経過す� �までは平均化を行わず、セットリング期間� �経過した後のLPF出力を用いて平均化を行う� �うになっている。

 また、ADC109のサンプリング周期は、上記� ��4dB程度の変動の周期と合うように設定され� ��いる。送信パワー制御部220では、シンボル� ��界を除いた位置の数サンプルのADC値を平均� ��することにより、シンボル境界付近の大き� ��変動及び4dB幅の変動の影響は除去すること� ��できる。

 しかしながら、さらに低い周波数の変動� ��分は除去することができない。図15におい� �、縦の点線は、4dB程度の変動の周期の整数� �(960kHz)でのサンプリングタイミングを示し、 横の点線は4サンプルの平均値を示す。平均� �区間1の平均値L1と、平均化区間2の平均値L2� �、平均化区間3の平均値L3とが、3つとも異な� ��ていることから、変動成分が除去できてい� ��いことが分かる。この微小な変動成分を残� ��変動成分と呼ぶことにする。

 発明者らは、この残留変動成分を除去す� ��ために、振幅成分信号に注目した。図16は� �幅成分信号(AMパス信号)を示し、横軸は時間� ��縦軸は振幅成分の瞬時パワーを示す。この� ��幅成分信号に上記の残留変動成分が含まれ� ��いるかを明確にするために、図15の平均化� �間1,2,3に対応する平均化区間1,2,3の振幅成分� ��号を平均化した値をそれぞれ横の点線で示� ��。

 ここで、振幅成分信号の平均化にはどの� ��うな回路を用いてもよく、例えばFIRフィル� ��、IIRフィルタ、又は、必要な区間のみ加算� ��行う加算器等を用いればよい。例えば、平� ��化部230として、図17に示すようなFIRフィル� �又は図18に示すようなIIRフィルタを用いれば よい。図17は、タップ数が256で、タップ係数p (0)~p(255)がすべて1のFIRフィルタを用いた例で� ��る。

 ここでタップ数は、図15で説明したADC109� �4サンプルの区間と対応するように、振幅成� ��信号のサンプリング周波数、ADC109のサンプ� ��ング周期、およびADC109の平均化サンプル数� ��ら求めればよい。一例として、振幅成分信� ��のサンプリング周波数を61.44MHz、ADC109のサ� �プリング周期を960kHz、ADC109の平均化サンプ� �数を4とすると、FIRフィルタのタップ数は、� ��式で求められる。

 (FIRのタップ数)=(ADCの平均化サンプル数)×(� �幅成分信号のサンプリング周波数)/(ADCのサ� �プリング周期)
           =4×61.44MHz / 960kHz = 256

 また、振幅成分信号のサンプリング周波� ��が61.44MHzなので、FIRフィルタのタップ数を25 6とした場合、FIRフィルタのクロック周波数CL Kは、61.44MHzに設定すればよい。

 ところで、FIRフィルタの乗算器は基板上� ��設置面積を大きく占めるため、タップ数の� ��減は当業者にとって共通の課題である。し� ��しながら、本実施の形態では、乗算器で掛� ��るフィルタ係数を全て1にしてもよく、FIRフ ィルタは加算器で構成できる。そのため、タ ップ数が増加しても、設置面積が大幅に増加 することはない。

 図18は、図17のFIRフィルタに代えて、IIRフ ィルタを用いた場合の構成例である。図18に� ��いて、例えば、クロック周波数CLKは図17の� �合と同様に振幅成分信号のサンプリング周� �数と同じ61.44MHzに設定し、フィードフォワー ドの係数a0~a255は1に設定し、フィードバック� ��係数b1~b255は255/256に設定すればよい。ただ� �、この設定値は、一例であって、これに限� �たものではない。

 図16からも分かるように、平均化区間1,2,3 の平均値は、平均化区間1,2,3の間で微小に変� ��している。この図はデバイスのばらつきな� ��の影響がない場合の波形であるため、平均� ��の変動は、振幅成分信号そのものに含まれ� ��変動成分に起因する。この変動成分は、拡� ��パターンや、拡散符号のゲインファクタに� ��って、拡散変調後の振幅成分信号に広帯域� ��変動成分が含まれ、短時間の平均化では低� ��周波数成分の変動を除去できない。これに� ��り、デバイスの特性の影響がない場合にお� ��ても、図15に示すように、所定時間内にお� �るPA103の出力パワーのLPF後の平均値が、平均 区間によって変動する。

 上記のLPF後の平均値に含まれる残留変動� ��分と、振幅成分信号に含まれる残留変動成� ��との相関について以下で述べる。上記では� ��る特定のシンボルにおける特性に注目した� ��、ここでは、他のシンボルでの特性も含め� ��1フレーム分の特性に注目し、LPF後の平均値 に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に 含まれる残留変動成分との比較を行った。

 図19は、各シンボルにおけるLPF出力の1回� ��のADCサンプリング区間(例えば図15の平均化� ��間1)における平均値L1と、2回目のADCサンプ� �ング区間(例えば図15の平均化区間2)における 平均値L2との間の残留変動成分を1フレームに わたって抽出したもので、横軸は1フレーム� �でのシンボルの位置、縦軸は残留変動成分� �大きさを示す。

 図20は、各シンボルにおける振幅成分信� �の1回目の平均区間(例えば図9の平均化区間1) の平均値と、2回目の平均区間(例えば図9の平 均化区間2)の平均値との間の残留変動成分を1 フレームにわたって抽出したもので、横軸は 1フレーム中でのシンボルの位置、縦軸は残� �変動成分の大きさを示す。

 これらの図において、同一のシンボル位� ��における、LPF後の平均値に含まれる残留変� ��成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動� ��分が同じような特性になっていることから� ��これらの間に相関関係が成り立つと予想さ� ��る。

 図21は、各シンボルにおける振幅成分信� �に含まれる残留変動成分を横軸に、LPF後の� �均値に含まれる残留変動成分を縦軸に、1フ� ��ーム分プロットした図である。ここで、そ� ��ぞれの残留変動成分の間に相関関係がない� ��合、プロットの分布はランダムになるが、� ��21において、ある傾きを持った直線の近く� �分布していることから、2つの残留変動成分� ��間には相関関係があるとみなすことができ� ��。

 ここで、相関係数をCとすると、相関係数 Cは、図21の分布を直線近似した直線の傾きを 、次式で求めることによって得ることができ る。

 相関係数C=(LPF後の平均値に含まれる残留変� ��成分の変化量)/(振幅成分信号に含まれる残� ��変動成分の変化量)
 よって、この相関係数Cをシミュレーション や既知信号区間などを用いてあらかじめ求め ておけば、振幅成分信号から残留変動成分(� �均化部230によって得られた平均値の差)を求� ��、それに相関係数Cを乗算することにより、 LPF後の平均値に含まれる残留変動成分を推定 することが可能になる。

 したがって、上記のLPF後の平均値に含ま� ��る残留変動成分の推定値をPA103の出力パワ� �の平均値の変動量から減算することで、残� �変動成分による影響を除去したパワー推定� �を求めることができる。

 つまり、送信パワー制御部220は、送信パ� ��ー制御信号をアドレスとしてテーブル参照� ��て得たスケーリング係数の元の値と、振幅� ��分信号の出力パワーの平均値の変動量に相� ��関数Cを乗算した値をPA103の出力パワーの平� ��値の変動量から減算し得られた結果(すなわ ち拡散変調による残留変動成分を除去したパ ワー推定値)から求めたスケーリング係数の� �正値とを用いて、最終的なスケーリング係� �S10,S11を算出する。

 図22は、相関係数Cの算出方法の一例を示� ��フロー図である。

 ステップS401~S406では、所定時間内にポーラ� ��号生成回路101から出力される振幅成分信号( AMパス)の出力パワーの平均値P _{AM1_avg} が算出され、ステップS407でlog(P _{AM1_avg} )=P _AM1 の式が用いられて、出力パワーの単位がdBに� ��換される。なお、上述の例の場合、図22に� �けるパラメータm=「256」に設定されており、 パラメータn=「4」に設定されている。

 同様に、ステップS408~S413では、ポーラ信号� ��成回路101から出力される振幅成分信号の出� ��パワーの平均値P _{AM2_avg} が算出され、ステップS414でlog(P _{AM2_avg} )=P _AM2 の式が用いられて、出力パワーの単位が対数 に変換される。ステップS415では、P _AM2 からP _AM1 が減算されてポーラ信号生成回路101から出力 される振幅成分信号の残留変動成分F _AM が算出される。

 ステップS421~S426では、所定時間内のADC109の� ��力結果の平均値P _ADC1 を測定し、同様に、ステップS427~S432では、所 定時間内のADC109の出力結果の平均値P _ADC2 を測定する。ステップS433で、P _ADC2 からP _ADC1 が減算されて残留変動成分F _ADC が算出される。なお、LPF108及びADC109において 、出力パワーの単位が対数に変換されている ため、P _ADC2 及びP _ADC1 に対してはステップS407及びステップS414に対� ��するステップを設けず、ステップS433におい て、P _ADC2 からP _ADC1 を減算することにより残留変動成分F _ADC を算出している。

 最後に、ステップS434において、残留変動成 分F _ADC を残留変動成分F _AM で割ることにより、相関係数Cが算出される� �

 相関係数Cは、HSUPA信号を構成するDPDCH信� �,DPCCH信号,及びHS-DPCCH信号に拡散符号が乗算� �れる際のゲインファクタBeta ratio c(Bc),Beta r atio d(Bd),Beta ratio hs(Bhs)の全てのBeta ratioの� �み合わせに対し、共通の係数を1つだけ用意� ��るようにしてもよいし、ゲインファクタの� ��み合わせに応じた複数の相関係数Cを用意す るようにしてもよい。また、複数のシンボル や、複数のゲインファクタの組み合わせや、 各シンボル内の平均化区間などの条件を変え て、さまざまな条件化で相関係数Cを算出し� �その平均値を相関係数Cとして用いるものと� ��てもよい。

 送信パワー制御部220は、送信パワー制御� ��マンド、PA103の出力パワーの平均値の変動� �、及び振幅成分信号の出力パワーの平均値� �変動量に基づいて、ポーラ変調送信装置200� �送信パワーを制御する。

 次に、上記のように構成されたポーラ変� ��送信装置200の動作について、図23を参照し� �説明する。

 図23は、現時点のモードがコンプレスド� �ードである場合のポーラ変調送信装置200の� �作の説明に供するフローチャート図である� �ポーラ変調送信装置200は、ステップS501で図� ��せぬ通信相手から指示されたパワーの変化� ��δPを検出し、ステップS502で変化量δPが0以� �か否か判定し、変化量δPが0以上であれば(ス テップS502:YES)、そのままコンプレスドモード を行うことができると判断し、ステップS540� �移ってδPだけパワーを変化させる。これに� �して、ステップS502で変化量δPが0未満であれ ば(ステップS502:NO)、非コンプレスドモードに モードチェンジするか否か判定し(ステップS5 03)、モードチェンジしないと判定した場合に は(ステップS503:NO)、ステップS540に移ってδP� �けパワーを変化させる。

 一方、ステップS503で非コンプレスドモー ドにモードチェンジすると判定した場合には (ステップS503:YES)、送信パワー制御部220は、� �ワーアライメントループ120によるフィード� �ック制御が必要であると判断し、ステップS5 04に移る。ポーラ変調送信装置200は、ステッ� ��S504で測定系の電源をONし、ステップS505及び ステップS521に移る。

 ステップS505~S510でコンプレスドモードでのP A103の出力パワーの平均値P _cur を測定し、ステップS511でモードをコンプレ� �ドモードから非コンプレスドモードにモー� �チェンジし、ステップS512でδPだけパワーを� ��化させる。

 そして、ステップS513~S518で非コンプレスド� ��ードでのPA103の出力パワーの平均値P _tar を測定する。

 一方、ステップS521~S527でコンプレスドモー� ��の期間にポーラ信号生成回路101から出力さ� ��る振幅成分信号の出力パワーの平均値P _{AM_cur} を測定する。そして、ステップS511でモード� �コンプレスドモードから非コンプレスドモ� �ドにモードチェンジし、ステップS512でδPだ� ��パワーを変化させる。その後、ステップS528 ~S534で非コンプレスドモードの期間にポーラ� ��号生成回路101から出力される振幅成分信号� ��出力パワーの平均値P _{AM_tar} を測定する。

 ステップS519では、P _cur ,P _tar ,P _{AM_cur} ,P _{AM_tar} ,及び相関係数Cを用いて、送信パワー制御部2 20が誤差修正を行ってP' _{tar_set} を算出する。誤差修正が終了すると、ステッ プS520で測定系の電源をOFFする。

 図24は、現時点のモードが非コンプレス� �モードである場合のポーラ変調送信装置200� �動作の説明に供するフローチャート図であ� �。図24において、図23と同一のステップにつ� ��ては同一の符番を付してその説明を省略す� ��。図24は、図23のステップS502に替え、ステ� �プS541で変化量δPが0以下か否か判定し、図23� ��ステップS511に替え、ステップS542でモード� �非コンプレスドモードからコンプレスドモ� �ドにモードチェンジする。

 なお、各実施の形態において、送信パワ� ��の変更は、あるチャネルに注目するとスロ� ��ト単位で行われるが、チャネル間のスロッ� ��タイミングの関係によってはシンボル単位� ��行われるので、シンボル境界とは送信パワ� ��の変更が起こりうるタイミングを意味する� ��

 ここで実施の形態1のように、LPF出力のみ からパワー制御を行う場合、厳しいβ条件で� ��、LPFの出力に残留変動成分が残存しており� ��パワー制御の精度が劣化してしまう可能性� ��ある。しかし、本実施の形態の構成によれ� ��、β条件に関わらず残留変動成分を求めて� �去できるので、パワー制御の精度劣化が生� �ない。ここでは、β条件を例に説明したが、 本実施の形態の構成は、残留変動成分が変調 条件によって変化する場合に広く有効である 。

 以上のように、本実施の形態によれば、� ��幅成分信号のパワーの平均値を検出する平� ��化部230を設け、PA103の出力パワーの平均値� �変動量と、振幅成分信号のパワーの平均値� �変動量とに基づいて、送信パワーを制御す� �ようにしたことにより、PA103の出力パワーの 平均値に残留変動成分が含まれる場合でも、 当該残留変動成分の影響を除去して送信パワ ーを制御することができるので、送信パワー 制御の精度を向上することができる。つまり 、残留変動成分に起因するパワーの推定精度 の劣化を抑制できるので、例えば送信パワー の誤差を+/- 0.5 dBに収めなければならないと いった厳しい要求も満たすことができるよう になる。

 また、送信パワー制御部220は、PA103の出� �パワーの平均値に含まれる残留変動成分と� �振幅成分信号の出力パワーの平均値に含ま� �る残留変動成分との比を示す相関係数Cが予� ��設定されており、振幅成分信号の出力パワ� ��の平均値に相関係数Cを乗ずることで、残留 変動成分を求める。そして、PA103の出力パワ� ��の平均値から、求められた残留変動成分を� ��算することでパワー推定値を求め、このパ� ��ー推定値に基づいて送信パワーを制御する� ��で、PA103の出力パワーの平均値に含まれる� �留変動成分の影響を排除して、送信パワー� �御の精度を確実に向上することができる。

 また、PA103の出力パワーの平均値を検出� �るLPF108及び振幅成分信号の出力パワーの平� �値を検出する平均化部230に、時定数が等し� �ローパスフィルタ又は積分器を用いるよう� �することで、PA103の出力パワーの平均値に含 まれる残留変動成分と、振幅成分信号の出力 パワーの平均値に含まれる残留変動成分とを 確実に合わせることができる。

 これは、PA103の出力パワーの平均値を検� �するLPF108の時定数と、平均化部230に用いる� �ーパスフィルタ又は積分器の時定数が、検� �する信号のカットオフ周波数を決定するた� �であり、これらの時定数が異なると残留変� �成分の推定精度が劣化するためである。因� �に、時定数の許容範囲は、デバイスの設計� �度や温度ばらつきの範囲などにより異なる� �、±10%程度に収めることが好ましい。

 2007年1月12日出願の米国仮出願60/880,053に� �まれる開示内容は、すべて本願に援用され� �。