以下、本発明の一実施の形態について、� ��面を用いて説明する。

 (1)全体構成
 図6に、本発明の実施の形態に係るポーラ変 調送信装置の構成を示す。図6のポーラ変調� �信装置100は、拡散部110と、ポーラ信号生成� �路101と、位相変調信号生成回路102と、パワ� �アンプ (PA)103と、振幅制御回路104と、可変� �得増幅器(VGA)及び又は減衰器によって構成さ れた可変増幅回路105と、パワーアライメント ループ120とを有している。

 パワーアライメントループ120は、PA103の� �力パワーを検出する検出回路106と、ローパ� �フィルタ(LPF)108と、アナログディジタル変換 器(ADC)109と、送信パワー制御部107とを有する� ��

 かかる構成に加えて、ポーラ変調送信装� ��100は、ポーラ信号生成回路101から出力され� ��振幅成分信号を平均化する平均化部111を有� ��る。平均化部111は、平均化した信号を送信� ��ワー制御部107に送出する。

 拡散部110は、入力信号を拡散し、拡散後� ��信号をポーラ信号生成回路101に出力する。� ��えば、HSUPA(High Speed Uplink Packet Access)信号� ��生成する場合、拡散部110は、DPDCH信号,DPCCH� �号,HS-DPCCH信号,E-DPCCH信号,及びE-DPCCH信号に、� ��れぞれ拡散符号Cd,Cc,Chs,Ced,及びCecを乗算し� �ゲインファクタであるBeta ratio c(Bc),Beta rati o d(Bd),Beta ratio hs(Bhs),Beta ratio ed(Bed),及びBet a ratio ec(Bec)を調整することでHSUPA信号を生� �し、生成したHSUPA信号をポーラ信号生成回路 101に出力する。

 ポーラ信号生成回路101は、入力信号から� ��幅成分信号と位相成分信号とを生成する。� ��体的には、ポーラ信号生成回路101は、拡散� ��110からの入力信号に従って動作し、入力信� ��の振幅情報を含んでいるエンベロープ成分� ��号(振幅成分信号)、及び、入力信号の位相� �報を含んでいる定エンベロープ成分信号(位� ��成分信号)を生成する。振幅成分信号は振幅 制御回路104に入力され、定振幅の位相成分信 号は位相変調信号生成回路102に入力される。

 位相変調信号生成回路102は、位相成分信� ��からRF位相変調信号を生成する。可変増幅� �路105は、送信パワー制御部107からの位相パ� �スケーリング係数(Phase-path magnitude scaling)S10 に基づいて、RF位相変調信号を増幅又は減衰� ��せ、これによりスケーリングされたRF位相� �調信号をPA103のRF信号入力端子に供給する。

 振幅制御回路104は、送信パワー制御部107� ��らの振幅パススケーリング係数(AM-path envelo pe scaling)S11を振幅成分信号に乗じることで、 PA103の電源電圧を形成して、それをPA103の電� �入力端子に供給する。

 検出回路106は、例えば、PINダイオードま� ��は他の半導体検出器で構成され、PA103の出� �パワーを検出する。

 LPF108は、例えばRC回路によって構成され� �PA103の出力パワーの検出結果を積分すること で、PA103の出力パワーの平均値を得る。LPF108� ��、検出回路106によって得られるPA103の出力� �ワーの検出値の変動を抑えるために設けら� �ている。

 ところで、LPF108のカットオフ周波数を高� ��設定し過ぎると、変動を十分に抑えること� ��できない。逆に、カットオフ周波数を低く� ��定し過ぎると、パワーの調整後にLPF108の出� ��が安定するまでに時間を要するので、例え� ��3GPPの規格で定められた時間内にパワー制御 を終えることが困難になる。因みに、3GPPの� �格では、パワー制御を、シンボル境界から± 25μsec内で収めることが要求されている。

 この要求を満たすためには、LPF108の時定� ��は数μsec程度以下である必要がある。実際� �、LPF108の時定数は、変調信号の瞬時エンベ� �ープ変動をキャンセルできる程度に設定さ� �ていればよく、拡散符号のパターンに基づ� �拡散変調信号の基本周期(拡散符号のチップ� ��度)よりも遅い変動については残存してもよ い。カットオフ周波数は数十kHz~数百kHzの範� �が好ましいと考えられる。本実施の形態で� �、一例としてカットオフ周波数は300kHzとす� �。

 ADC109は、LPF108の出力結果をサンプリング� ��る。

 平均化部111は、ポーラ信号生成回路101の� ��力である振幅成分信号の出力パワーの平均� ��を、所定時間において検出する。

 送信パワー制御部107は、検出回路106の出� ��をLPF108及びADC109を介して入力する。また、� ��信パワー制御部107は、送信パワー制御信号� ��入力する。また、送信パワー制御部107は、� ��均化部111から振幅成分信号の平均値を入力� ��る。

 送信パワー制御部107は、PA103の出力パワ� �の平均値の変動量と、振幅成分信号の出力� �ワーの平均値の変動量とに基づいて、PA103の 出力パワーの平均値から拡散変調による残留 変動成分を除去したパワー推定値を求める。 そして、送信パワー制御部107は、送信パワー 制御信号と、拡散変調による残留変動成分を 排除したパワー推定値とに基づいて、ポーラ 変調送信装置100の送信パワーの設定目標値を 決定し、送信パワーを制御する。

 PA103の出力パワーの平均値と振幅成分信� �の出力パワーの平均値との関係、及び、PA103 の出力パワーの平均値から拡散変調による残 留変動成分を除去したパワー推定値の求め方 については後述する。

 送信パワーの設定目標値を決定後、送信� ��ワー制御部107は、振幅制御回路104に振幅パ� ��スケーリング係数S11を、可変増幅回路105に� ��相パススケーリング係数S10を送出すること� ��より、PA103の電源電圧及びPA103の入力信号(RF 位相変調信号)レベルを制御する。

 送信パワー制御部107は、送信パワー制御� ��号(例えばTPCコマンド)をアドレスとしてテ� �ブル参照して得たスケーリング係数の元の� �と、拡散変調による残留変動成分を除去し� �パワー推定値より求めたスケーリング係数� �修正値とを用いて、最終的なスケーリング� �数S10、S11を算出する。

 本実施の形態の送信パワー制御部107は、T PCコマンドとスケーリング係数とが対応図け� ��られたテーブル(以下これをパワーテーブル と呼ぶ)を有する。

 図7に、送信パワー制御部107に設けられて いるパワーテーブルのスケーリング係数セッ トの様子を示す。コンプレスドモードでは、 ポーラ変調送信装置100の出力パワーは、PA103� ��コレクタ(またはドレイン)ノードに与えら� �る振幅変調された電源電圧によって制御さ� �る一方、定振幅の位相変調RF信号のパワーは 一定に保たれる。非コンプレスドモードでは 、PA103の出力パワーは、振幅パスのエンベロ� ��プに乗じるスケーリング係数を一定に維持� ��ながら、位相パスでの駆動信号に乗じるス� ��ーリング係数を変化させることでパワーを� ��御する。但し、どちらの動作モードにおい� ��も、パワー制御に用いない方のスケーリン� ��係数(コンプレスドモードの場合には、位相 変調RF信号に乗じる位相パススケーリング係� ��のことであり、非コンプレスドモードの場� ��には、振幅パスのエンベロープに乗じる振� ��パススケーリング係数のことである)は必ず しも一定に維持する必要はなく、PA103の出力� ��歪特性や雑音特性の改善、あるいは出力パ� ��ーの補正を行うために調整することにして� ��よい。

 実際上、図7に示したように、送信パワー 制御部107は、コンプレスドモード用のスケー リング係数セットと、非コンプレスドモード 用のスケーリング係数セットとを有する。本 実施の形態の場合、コンプレスドモード用の スケーリング係数セットと非コンプレスドモ ード用のスケーリング係数セットは、モード 遷移領域において、オーバーラップ領域が設 けられている。

 オーバーラップ領域は、コンプレスドモ� ��ド又は非コンプレスドモードのいずれのモ� ��ドを選択した場合でも、必要とされる出力� ��ワーを生成することが可能な範囲である。� ��体的に説明すると、実際には、図7中の実線 で示すような、振幅パススケーリング係数と 位相パススケーリング係数を有すれば、コン プレスドモードと非コンプレスドモードを実 現できるが、本実施の形態の場合には、実線 で示すスケーリング係数セットに加えて、点 線で示すスケーリング係数セットを有するこ とで、コンプレスドモードの領域及び非コン プレスドモードの領域を拡張して、PA103をコ� ��プレスドモード及び非コンプレスドモード� ��いずれのモードでも動作させることができ� ��オーバーラップ領域を設けている。

 較正領域は、モード遷移時に送信パワー� ��不連続が生じる可能性があり、較正を必要� ��る可能性がある出力パワー範囲である。本� ��施の形態では、この較正領域において、送� ��パワーに不連続を生じさせないスケーリン� ��係数S10、S11を選択して、PA103のモード切換� �行う。

 このように、送信パワー制御部107によっ� ��算出されたスケーリング係数S10、S11に応じ� ��、PA103がコンプレスドモードで動作するか� �又は非コンプレスドモードで動作するかが� �まる。

 スケーリング係数の算出方法の一例につい� ��以下に説明する。パワーテーブル内のスケ� ��リング係数が表1のようになっているとする 。

 ここで、非コンプレスドモードで動作中� ��ポーラ変調送信装置100が、「位相パススケ� ��リング係数を100でPA103を-10dBmで出力」して� �る時、送信パワー制御部107が動作し、「コ� �プレスドモード動作での出力パワーレベル� �のレベル差が0.3dBmなので、PA103の出力パワー を上げる」と判断した場合について、位相パ ススケーリング係数の算出方法を説明する。

 表1から、非コンプレスドモード動作時の 位相パススケーリング係数「100」からの変化 分として、出力パワーレベルの増加分「+0.3dB m」に相当する位相パススケーリング係数の� �加分「+3」を加算し、位相パススケーリング 係数を「103」とする。

 なお、PA103の出力を「+1dBm」だけ上げる場 合には、上記したような算出を行わなくても よく、スケーリング係数「100」が格納された 「アドレス002」に隣接する「アドレス003」を 直接参照してもよい。

 本実施の形態の場合、パワーアライメン� ��ループ120の検出回路106、LPF108及びADC109は、� ��要な場合のみ動作するようになっている。� ��体的には、送信パワー制御部107が、入力さ� ��るTPCコマンドに基づいて、オンオフ制御信� ��S20をLPF108及びADC109に送出する。例えば、図4 に示したように、TPCコマンドが1 dBや2 dB, 3� �dBといったように許容値が厳しい目標ステッ プサイズを示すものであった場合には、オン オフ制御信号S20としてオン制御信号を出力す る。これに対して、TPCコマンドが4 dB以上と� ��ったように許容値が厳しくない目標ステッ� ��サイズを示すものであった場合には、オン� ��フ制御信号S20としてオフ制御信号を出力す� ��。このようにすることで、パワーアライメ� ��トループ120を実質的に必要な場合のみ動作� ��せることができるので、消費電力を低減で� ��る。

 以上説明したように、本実施の形態のポ� ��ラ変調送信装置100は、パワーアライメント� ��ープ120によってPA103の出力パワーを測定し� �がら、振幅パススケーリングS11及び位相パ� �スケーリング係数S10を選択することにより� �送信パワー変更時におけるPA103の出力パワー の不連続(特にモード遷移時の不連続)を抑制� ��きる。

 加えて、本実施の形態のポーラ変調送信� ��置100は、PA103の出力パワーの平均値の変動� �と、振幅成分信号の出力パワーの平均値の� �動量とに基づいて、PA103の出力パワーの平均 値から拡散変調による残留変動成分を除去し たパワー推定値を求め、このパワー推定値と 送信パワー制御信号とに基づいて、送信パワ ーの設定目標値を決定し、送信パワーを制御 することにより、残留変動成分の影響を除去 して送信パワーを制御することができるため 、送信パワー制御の精度を向上することがで きる。

 (2)残留変動成分の除去
 次に、残留変動成分の除去の仕方について� ��詳しく説明する。

 先ず、PA103の出力パワーの平均値と、振� �成分信号の出力パワーの平均値との関係に� �いて、図8と図9を参照しながら説明する。

 図8は、LPF108の出力波形(図中の実線)と、A DC109のサンプリングタイミング(図中の縦の点 線)と、所定期間でのサンプリング値の平均� �(図中の横の点線)との関係を示したものであ る。図9は、振幅成分信号(AMパス信号)の、パ� ��ー波形及び短時間における平均値を示した� ��のである。図8及び図9は、ともに送信パワ� �の変更及びデバイス特性による影響がない� �合の波形を示している。

 因みに、検出回路106の出力は、検出回路1 06の回路構成によってスケールの違いや雑音� ��影響などは生じるが、図9の実線で示した振 幅信号成分信号(AMパス信号)の波形パターン� �ほぼ同様となる。具体的には、検出回路106� �出力電圧は、0[V]付近と、0.35[V]付近とで、周 期的に変動する。この検出回路106の出力電圧 変動の周期性は、拡散部110で用いられる拡散 符号のパターンに基づく拡散変調信号の基本 周期に起因するものである。例えば拡散符号 の基本周期が8チップ周期の場合には、検出� �路106の出力電圧変動の周期は、8チップ周期( 4チップの期間は0[V]付近、次の4チップの期間 は0.35[V])、又はその半分の4チップ周期となる 。また、例えば拡散符号の基本周期が4チッ� �周期の場合には、検出回路106の出力電圧変� �の周期は、4チップ周期(2チップの期間は0[V]� ��近、次の2チップの期間は0.35[V])、又はその� ��分の2チップ周期となる。

 図8から分かるように、LPF108の出力信号に は4dB幅程度の変動が残っており、図8中の3.66m sec(シンボル境界)付近では10dB以上の変動が残 っている。この変動はパワー制御の精度を劣 化させることになるため、本実施の形態では 、これらの変動成分を除去するようになって いる。

 本実施の形態の送信パワー制御部107は、� ��8の中の3.66msec(シンボル境界)付近の変動の� �きいタイミングを避けた時間位置のサンプ� �ング値を平均化するようになっている。実� �には、シンボル境界からセットリング期間(L PF108の出力が安定するまでの期間)が経過する までは平均化を行わず、セットリング期間が 経過した後のLPF出力を用いて平均化を行うよ うになっている。

 また、ADC109のサンプリング周期は、上記� ��4dB程度の変動の周期と合うように設定され� ��いる。送信パワー制御部107では、シンボル� ��界を除いた位置の数サンプルのADC値を平均� ��することにより、シンボル境界付近の大き� ��変動及び4dB幅の変動の影響は除去すること� ��できる。

 しかしながら、さらに低い周波数の変動� ��分は除去することができない。図8において 、縦の点線は、4dB程度の変動の周期の整数倍 (960kHz)でのサンプリングタイミングを示し、� ��の点線は4サンプルの平均値を示す。平均化 区間1の平均値L1と、平均化区間2の平均値L2と 、平均化区間3の平均値L3とが、3つとも異な� �ていることから、変動成分が除去できてい� �いことが分かる。この微小な変動成分を残� �変動成分と呼ぶことにする。

 発明者らは、この残留変動成分を除去す� ��ために、振幅成分信号に注目した。図9は振 幅成分信号(AMパス信号)を示し、横軸は時間� �縦軸は振幅成分の瞬時パワーを示す。この� �幅成分信号に上記の残留変動成分が含まれ� �いるかを明確にするために、図8の平均化区� ��1,2,3に対応する平均化区間1,2,3の振幅成分信 号を平均化した値をそれぞれ横の点線で示す 。

 ここで、振幅成分信号の平均化にはどの� ��うな回路を用いてもよく、例えばFIRフィル� ��、IIRフィルタ、又は、必要な区間のみ加算� ��行う加算器等を用いればよい。例えば、平� ��化部111として、図10に示すようなFIRフィル� �又は図11に示すようなIIRフィルタを用いれば よい。

 図10は、タップ数が256で、タップ係数p(0)~ p(255)がすべて1のFIRフィルタを用いた例であ� �。

 ここでタップ数は、図8で説明したADC109の 4サンプルの区間と対応するように、振幅成� �信号のサンプリング周波数、ADC109のサンプ� �ング周期、およびADC109の平均化サンプル数� �ら求めればよい。一例として、振幅成分信� �のサンプリング周波数を61.44MHz、ADC109のサン プリング周期を960kHz、ADC109の平均化サンプル 数を4とすると、FIRフィルタのタップ数は、� �式で求められる。

 (FIRのタップ数)=(ADCの平均化サンプル数)×(� �幅成分信号のサンプリング周波数)/(ADCのサ� �プリング周期)
           =4×61.44MHz / 960kHz = 256

 また、振幅成分信号のサンプリング周波� ��が61.44MHzなので、FIRフィルタのタップ数を25 6とした場合、FIRフィルタのクロック周波数CL Kは、61.44MHzに設定すればよい。

 ところで、FIRフィルタの乗算器は基板上� ��設置面積を大きく占めるため、タップ数の� ��減は当業者にとって共通の課題である。し� ��しながら、本実施の形態では、乗算器で掛� ��るフィルタ係数を全て1にしてもよく、FIRフ ィルタは加算器で構成できる。そのため、タ ップ数が増加しても、設置面積が大幅に増加 することはない。

 図11は、図10のFIRフィルタに代えて、IIRフ ィルタを用いた場合の構成例である。図11に� ��いて、例えば、クロック周波数CLKは図10の� �合と同様に振幅成分信号のサンプリング周� �数と同じ61.44MHzに設定し、フィードフォワー ドの係数a0~a255は1に設定し、フィードバック� ��係数b1~b255は255/256に設定すればよい。ただ� �、この設定値は、一例であって、これに限� �たものではない。

 図9からも分かるように、平均化区間1,2,3� ��平均値は、平均化区間1,2,3の間で微小に変� �している。この図はデバイスのばらつきな� �の影響がない場合の波形であるため、平均� �の変動は、振幅成分信号そのものに含まれ� �変動成分に起因する。この変動成分は、拡� �パターンや、拡散符号のゲインファクタに� �って、拡散変調後の振幅成分信号に広帯域� �変動成分が含まれ、短時間の平均化では低� �周波数成分の変動を除去できない。

 これにより、デバイスの特性の影響がな� ��場合においても、図8に示すように、所定時 間内におけるPA103の出力パワーのLPF後の平均� ��が、平均区間によって変動する。

 上記のLPF後の平均値に含まれる残留変動� ��分と、振幅成分信号に含まれる残留変動成� ��との相関について以下で述べる。上記では� ��る特定のシンボルにおける特性に注目した� ��、ここでは、他のシンボルでの特性も含め� ��1フレーム分の特性に注目し、LPF後の平均値 に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に 含まれる残留変動成分との比較を行った。

 図12は、各シンボルにおけるLPF出力の1回� ��のADCサンプリング区間(例えば図8の平均化� �間1)における平均値L1と、2回目のADCサンプリ ング区間(例えば図8の平均化区間2)における� �均値L2との間の残留変動成分を1フレームに� �たって抽出したもので、横軸は1フレーム中� ��のシンボルの位置、縦軸は残留変動成分の� ��きさを示す。

 図13は、各シンボルにおける振幅成分信� �の1回目の平均区間(例えば図9の平均化区間1) の平均値と、2回目の平均区間(例えば図9の平 均化区間2)の平均値との間の残留変動成分を1 フレームにわたって抽出したもので、横軸は 1フレーム中でのシンボルの位置、縦軸は残� �変動成分の大きさを示す。

 これらの図において、同一のシンボル位� ��における、LPF後の平均値に含まれる残留変� ��成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動� ��分が同じような特性になっていることから� ��これらの間に相関関係が成り立つと予想さ� ��る。

 図14は、各シンボルにおける振幅成分信� �に含まれる残留変動成分を横軸に、LPF後の� �均値に含まれる残留変動成分を縦軸に、1フ� ��ーム分プロットした図である。ここで、そ� ��ぞれの残留変動成分の間に相関関係がない� ��合、プロットの分布はランダムになるが、� ��14において、ある傾きを持った直線の近く� �分布していることから、2つの残留変動成分� ��間には相関関係があるとみなすことができ� ��。

 ここで、相関係数をCとすると、相関係数C� �、図14の分布を直線近似した直線の傾きを、 次式で求めることによって得ることができる 。
 相関係数C=(LPF後の平均値に含まれる残留変� ��成分の変化量)/(振幅成分信号に含まれる残� ��変動成分の変化量)

 よって、この相関係数Cをシミュレーショ ンや既知信号区間などを用いてあらかじめ求 めておけば、振幅成分信号から残留変動成分 (平均化部111によって得られた平均値の差)を� ��め、それに相関係数Cを乗算することにより 、LPF後の平均値に含まれる残留変動成分を推 定することが可能になる。

 したがって、上記のLPF後の平均値に含ま� ��る残留変動成分の推定値をPA103の出力パワ� �の平均値の変動量から減算することで、残� �変動成分による影響を除去したパワー推定� �を求めることができる。

 つまり、送信パワー制御部107は、送信パ� ��ー制御信号をアドレスとしてテーブル参照� ��て得たスケーリング係数の元の値と、振幅� ��分信号の出力パワーの平均値の変動量に相� ��関数Cを乗算した値をPA103の出力パワーの平� ��値の変動量から減算し得られた結果(すなわ ち拡散変調による残留変動成分を除去したパ ワー推定値)から求めたスケーリング係数の� �正値とを用いて、最終的なスケーリング係� �S10,S11を算出する。

 図15は、相関係数Cの算出方法の一例を示� ��フロー図である。

 ステップS201~S206では、所定時間内にポーラ� ��号生成回路101から出力される振幅成分信号( AMパス)の出力パワーの平均値P _{AM1_avg} が算出され、ステップS207でlog(P _{AM1_avg} )=P _AM1 の式が用いられて、出力パワーの単位がdBに� ��換される。なお、上述の例の場合、図15に� �けるパラメータm=「256」に設定されており、 パラメータn=「4」に設定されている。

 同様に、ステップS208~S213では、ポーラ信号� ��成回路101から出力される振幅成分信号の出� ��パワーの平均値P _{AM2_avg} が算出され、ステップS214でlog(P _{AM2_avg} )=P _AM2 の式が用いられて、出力パワーの単位が対数 に変換される。ステップS215では、P _AM2 からP _AM1 が減算されてポーラ信号生成回路101から出力 される振幅成分信号の残留変動成分F _AM が算出される。

 ステップS221~S226では、所定時間内のADC109の� ��力結果の平均値P _ADC1 を測定し、同様に、ステップS227~S232では、所 定時間内のADC109の出力結果の平均値P _ADC2 を測定する。ステップS233で、P _ADC2 からP _ADC1 が減算されて残留変動成分FADCが算出される� �なお、LPF108及びADC109において、出力パワー� �単位が対数に変換されているため、P _ADC2 及びP _ADC1 に対してはステップS207及びステップS214に対� ��するステップを設けず、ステップS233におい て、P _ADC2 からP _ADC1 を減算することにより残留変動成分F _ADC を算出している。

 最後に、ステップS234において、残留変動成 分F _ADC を残留変動成分F _AM で割ることにより、相関係数Cが算出される� �

 相関係数Cは、HSUPA信号を構成するDPDCH信� �,DPCCH信号,及びHS-DPCCH信号に拡散符号が乗算� �れる際のゲインファクタBeta ratio c(Bc),Beta r atio d(Bd),Beta ratio hs(Bhs)の全てのBeta ratioの� �み合わせに対し、共通の係数を1つだけ用意� ��るようにしてもよいし、ゲインファクタの� ��み合わせに応じた複数の相関係数Cを用意す るようにしてもよい。また、複数のシンボル や、複数のゲインファクタの組み合わせや、 各シンボル内の平均化区間などの条件を変え て、さまざまな条件化で相関係数Cを算出し� �その平均値を相関係数Cとして用いるものと� ��てもよい。

 送信パワー制御部107は、送信パワー制御� ��マンド、PA103の出力パワーの平均値の変動� �、及び振幅成分信号の出力パワーの平均値� �変動量に基づいて、ポーラ変調送信装置100� �送信パワーを制御する。

 (3)動作
 次に、上記のように構成されたポーラ変調� ��信装置100の動作について、図16を参照して� �明する。

 図16は、現時点のモードがコンプレスド� �ードである場合のポーラ変調送信装置100の� �作の説明に供するフローチャート図である� �ポーラ変調送信装置100は、ステップS301で図� ��せぬ通信相手から指示されたパワーの変化� ��δPを検出し、ステップS302で変化量δPが0以� �か否か判定し、変化量δPが0以上であれば(ス テップS302:YES)、そのままコンプレスドモード を行うことができると判断し、ステップS340� �移ってδPだけパワーを変化させる。これに� �して、ステップS302で変化量δPが0未満であれ ば(ステップS302:NO)、非コンプレスドモードに モードチェンジするか否か判定し(ステップS3 03)、モードチェンジしないと判定した場合に は(ステップS303:NO)、ステップS340に移ってδP� �けパワーを変化させる。

 一方、ステップS303で非コンプレスドモー ドにモードチェンジすると判定した場合には (ステップS303:YES)、送信パワー制御部107は、� �ワーアライメントループ120によるフィード� �ック制御が必要であると判断し、ステップS3 04に移る。ポーラ変調送信装置100は、ステッ� ��S304で測定系の電源をONし、ステップS305及び ステップS321に移る。

 ステップS305~S310でコンプレスドモードでのP A103の出力パワーの平均値P _cur を測定し、ステップS311でモードをコンプレ� �ドモードから非コンプレスドモードにモー� �チェンジし、ステップS312でδPだけパワーを� ��化させる。

 そして、ステップS313~S318で非コンプレスド� ��ードでのPA103の出力パワーの平均値P _tar を測定する。

 一方、ステップS321~S327でコンプレスドモー� ��の期間にポーラ信号生成回路101から出力さ� ��る振幅成分信号の出力パワーの平均値P _{AM_cur} を測定する。そして、ステップS311でモード� �コンプレスドモードから非コンプレスドモ� �ドにモードチェンジし、ステップS312でδPだ� ��パワーを変化させる。その後、ステップS328 ~S334で非コンプレスドモードの期間にポーラ� ��号生成回路101から出力される振幅成分信号� ��出力パワーの平均値P _{AM_tar} を測定する。

 ステップS319では、P _cur ,P _tar ,P _{AM_cur} ,P _{AM_tar} ,及び相関係数Cを用いて、送信パワー制御部1 07が誤差修正を行ってP' _{tar_set} を算出する。誤差修正が終了すると、ステッ プS320で測定系の電源をOFFする。

 図17は、現時点のモードが非コンプレス� �モードである場合のポーラ変調送信装置100� �動作の説明に供するフローチャート図であ� �。図17において、図16と同一のステップにつ� ��ては同一の符番を付してその説明を省略す� ��。図17は、図16のステップS302に替え、ステ� �プS341で変化量δPが0以下か否か判定し、図16� ��ステップS311に替え、ステップS342でモード� �非コンプレスドモードからコンプレスドモ� �ドにモードチェンジする。

 なお、上述した説明では、1回目及び2回� �のパワー測定のタイミングとシンボル境界� �タイミングとの関係は明示していないが、1� ��目のパワー測定のタイミングがシンボル境� ��より前、2回目のパワー測定がシンボル境界 より後にある場合についても、適用可能であ る。

 また、1回目のパワー測定のタイミングが シンボル境界より前、2回目のパワー測定が� �ンボル境界より後にある場合についても、� �用可能である。

 因みに、送信パワーの変更は、あるチャ� ��ルに注目するとスロット単位で行われるが� ��チャネル間のスロットタイミングの関係に� ��ってはシンボル単位で行われるので、シン� ��ル境界とは送信パワーの変更が起こりうる� ��イミングを意味する。本実施の形態の構成� ��よれば、シンボル境界の前後でβ条件が異� �る場合でも適用可能である。

 例えば、HSUPA信号では、シンボル境界の� �後で振幅成分信号に含まれる変動成分が異� �る。したがって、シンボル境界の前と後のPA 103の出力パワーの平均値の変動量と、シンボ ル境界の前と後の振幅成分信号の平均値の変 動量とに基づいて、送信パワーを制御するよ うにすることで、1回目のパワー測定のタイ� �ングがシンボル境界より前、2回目のパワー� ��定がシンボル境界より後にある場合におい� ��も、シンボル境界の前後で振幅成分信号に� ��まれる変動成分が異なることによって変動� ��る残留変動成分の影響を除去することがで� ��る。

 また、1回目のパワー測定のタイミングが シンボル境界より前、2回目のパワー測定が� �ンボル境界より後にあり、シンボル境界の� �後でβ比が異なる場合についても、適用可能 である。

 例えば、HSUPA信号では、シンボル境界の� �後でβ比が異なる場合、シンボル境界の前後 で振幅成分信号に含まれる変動成分が異なる 。したがって、β比の変更前と変更後のPA103� �出力パワーの平均値の変動量と、β比の変更 前と変更後の振幅成分信号の平均値の変動量 とに基づいて、送信パワーを制御するように することで、1回目のパワー測定のタイミン� �がシンボル境界より前、2回目のパワー測定� ��シンボル境界より後にあり、シンボル境界� ��前後でβ比が異なる場合においても、β比が 異なることによって変動する残留変動成分の 影響を除去することができる。

 (4)効果
 以上のように、本実施の形態によれば、振� ��成分信号のパワーの平均値を検出する平均� ��部111を設け、PA103の出力パワーの平均値の� �動量と、振幅成分信号のパワーの平均値の� �動量とに基づいて、送信パワーを制御する� �うにしたことにより、PA103の出力パワーの平 均値に残留変動成分が含まれる場合でも、当 該残留変動成分の影響を除去して送信パワー を制御することができるので、送信パワー制 御の精度を向上することができる。つまり、 残留変動成分に起因するパワーの推定精度の 劣化を抑制できるので、例えば送信パワーの 誤差を+/- 0.5 dBに収めなければならないとい った厳しい要求も満たすことができるように なる。

 また、送信パワー制御部107は、PA103の出� �パワーの平均値に含まれる残留変動成分と� �振幅成分信号の出力パワーの平均値に含ま� �る残留変動成分との比を示す相関係数Cが予� ��設定されており、振幅成分信号の出力パワ� ��の平均値に相関係数Cを乗ずることで、残留 変動成分を求める。そして、PA103の出力パワ� ��の平均値から、求められた残留変動成分を� ��算することでパワー推定値を求め、このパ� ��ー推定値に基づいて送信パワーを制御する� ��で、PA103の出力パワーの平均値に含まれる� �留変動成分の影響を排除して、送信パワー� �御の精度を確実に向上することができる。

 また、PA103の出力パワーの平均値を検出� �るLPF108及び振幅成分信号の出力パワーの平� �値を検出する平均化部111に、時定数が等し� �ローパスフィルタ又は積分器を用いるよう� �することで、PA103の出力パワーの平均値に含 まれる残留変動成分と、振幅成分信号の出力 パワーの平均値に含まれる残留変動成分とを 確実に合わせることができる。

 これは、PA103の出力パワーの平均値を検� �するLPF108の時定数と、平均化部111に用いる� �ーパスフィルタ又は積分器の時定数が、検� �する信号のカットオフ周波数を決定するた� �であり、これらの時定数が異なると残留変� �成分の推定精度が劣化するためである。因� �に、時定数の許容範囲は、デバイスの設計� �度や温度ばらつきの範囲などにより異なる� �、±10%程度に収めることが好ましい。

 2007年1月12日出願の米国仮出願60/880,055に� �まれる開示内容は、すべて本願に援用され� �。