Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum An¬ steuern eines MOS-Feldeffekttransistors als Leistungs¬ schaltelement in einem nach dem Zerhackerprinzip arbei- tenden Gleichspannungswandler, wobei der Sourceanschluß des MOS-Feldeffekttransistors durch dessen Schalten unter¬ schiedliches Potential annimmt.

In heutigen tragbaren Personalcomputern erfolgt die Strom- Versorgung der Elektronik als auch der Laufwerke über an sich bekannte Schaltregler. Diese verfügen über einen ho¬ hen Wirkungsgrad. Der Flußspannungsverlust eines Schalt¬ reglers mit bipolarer Schaltstufe beträgt aber ca. 1 Volt. Bei einer kleinen Eingangsspannung von ungefähr +6 V und einer gewünschten Ausgangsspannung von +5 V sind diese

Verluste relativ hoch. Durch den Einsatz eines MOS-Feld¬ effekttransistors als Spannungsunterbrecher mit niedrigem Einschalt-Widerstand sind diese Verluste stark reduzier¬ bar.

Zur Ansteuerung niederohmiger N-Kanal-Feldeffekttransisto- ren ist z.B. ein Gate-Treiber erforderlich, der die Gate- Source-Spannungen von

10 V ά UGS £ 20 V ( ■= Feldeffekttransistor "Ein") - 20 V ≤ UGS -≤ 2 V ( = Feldeffekttransistor "Aus") erzeugt.

Soll ein Eingangsspannungsbereich von UE = + 5,5 V bis + 15 V realisiert werden, verändert sich durch das Schalten des MOS-Feldeffekttransistors seine Sourcespannung beispielswei¬ se von

US m - 0,5 V ( = Feldeffekttransistor "Aus") nach

US ts + 5,5 V bis + 15 V ( = Feldeffekttransistor "Ein").

Bei einer Eingangsspannung von UE = + 15 V beträgt die Einschalt-Gatespannung

UGSmin + UEmax = 10 V + 15 V = 25 V £ UGon 35 V = 20 V + 15 V = UGSmax + UEmax

Bei einer Eingangsspannung von UE = + 5,5 V beträgt die Einschalt-Gatespannung

UGSmin + UEmin = 10 V + 5,5 V = 15,5 V -^ UGon -c- 25,5 V = 20 V + 5,5 V = UGmax + UEmin

Die Gatesteuerspannung für den gewählten Eingangsspannungs- bereich von UE = +5,5 V bis 15 V muß somit zwischen

UGonmin (UE = +15 V) = 25 V ≤ UGon ≤ 25,5 V = UGonmax

(UE = + 5,5 V) liegen.

übliche integrierte Gatetreiber sind in ihrer Spannung auf Umax = 20 V begrenzt und haben einen nachteilhaft hohen Eigenstromverbrauch. Dieser ist gegeben durch die schnelle Umladung interner Kapazitäten mit großem Spannungshub und hoher Flankensteilheit am Ausgang. Eine hohe Flankensteil- heit ist wichtig, um geringe Schaltverluste im MOS-Feld- effekttransistor zu erhalten.

Eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines MOS-Feld¬ effekttransistors innerhalb eines Gleichspannungswandlers ist beispielsweise aus US-A-4 859 927 bekannt. Diese ar¬ beitet mit einer Komplementärtransistorstufe, über die der MOS-Feldeffekttransistor angesteuert wird. Die Komplemen¬ tärtransistorstufe ist dabei mit wenigstens einer Seite an eine Versorgungsspannung angeschlossen. Die Basisanschlüs- se der Komplementärtransistoren sind mit einer Steuer¬ schaltung verbunden, die die Komplementärtransistoren ab-

hängig von einer vorgegebenen Ausgangsspannung des Gleich¬ spannungswandlers ansteuert.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines MOS-Feldeffekttransistors der eingangs ge¬ nannten Art anzugeben, die über einen großen Eingangsspan¬ nungsbereich wirksam ist und dabei die Steuerimpulse für den MOS-Feldeffekttransistor mit einer hohen Flankensteil¬ heit und geringem Eigenstrombedarf erzeugt.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch eine Kombination von Merkmalen gelöst, wie sie im Anspruch 1 angegeben sind.

Eine derartig ausgebildete Schaltungsanordnung erzeugt An- steuersignale für einen MOS-Feldeffekttransistor mit hoher Flankensteilheit und geringem Eigenstrombedarf. Der gerin¬ ge Eigenstrombedarf ergibt sich aus einer Stromkopplung mit geringem Spannungshub, durch den die verschiedenen Ka- pazitäten in der Schaltungsanordnung nur mehr geringfügig umgeladen werden müssen. Für den geringen Spannungshub trägt die am Eingang der Schaltungsanordnung vorgesehene Span- nungsbegrenzungsschaltung bei.

Ein weiterer Vorteil ist, daß die Schaltungsanordnung mit einem konstanten Steuerstrom arbeitet, der unabhängig vom Wert einer ersten Hilfsspannungsquelle ist. Außerdem hat die Schaltungsanordnung eine einschaltzeitverzögernde Wir¬ kung, wodurch die maximale Einschaltdauer eines verwende- ten Schaltregler-Bausteins, wie z.B. der Schaltreglerbau¬ stein TL 494 von Texas Instruments oder MC 34060 von Mo- torolla, erhöht wird. Die einschaltverzögernde Wirkung wird durch die sperrverzögernde Wirkung eines Vorstufen¬ transistors bewerkstelligt, der hier als Phasenumkehrtran- sistor arbeitet.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den

Unteransprüchen gekennzeichnet.

Danach arbeitet die Schaltungsanordnung abhängig von zwei Hilfsspannungsquellen, von denen die eine die zu regelnde Eingangsspannung und die andere gegenüber der zuerst ge¬ nannten eine um einen vorgegebenen Betrag aufgestockte Spannung liefert. Insgesamt arbeitet die Schaltungsanord¬ nung abhängig von einer aus beiden Spannungen resultieren¬ den Hilfsspannung, die auf die zu regelnde Eingangsspan- nung bezogen ist. Bei der resultierenden Hilfsspannung handelt es sich somit um eine "schwimmende" Spannung, die Toleranzprobleme überwinden hilft.

Durch eine höhere Stromschaltschwelle des ersten weiteren Transistors gegenüber dem Phasenumkehrtransistor wird verhindert, daß die beiden weiteren Transistoren der Kom¬ plementärstufe innerhalb des Steuerspannungsbereichs gleichzeitig schalten.

Eine Zenerdiode stellt eine einfache Lösung für die Reali¬ sierung einer Spannungsbegrenzungsschaltung dar.

Darlington-Transistoren eignen sich besonders für hohe Ausgangsströme.

Ein niederohmiger Strombegrenzungswiderstand im Kollektor¬ zweig des Eingangstransistors verbessert das Ausfallver¬ halten der Schaltungsanordnung im gestörten Betrieb.

Ein an der Basis des zweiten weiteren Transistors ange¬ schlossener Kondensator erhöht die Einschaltverzögerung der Schaltungsanordnung zusätzlich, wodurch dieliinschalt- dauer des bereits angesprochenen Schaltreglers nochmals erhöht wird, so daß dessen Einschaltdauer von 90 % auf 100 % angehoben werden kann.

Ein hochoh iger Ableitwiderstand am Ausgang der Schal-

tungsanordnung, der parallel zur Gate-Source-Strecke des MOS-Feldeffekttransistors geschaltet wird, erhöht die Arbeitssicherheit der Schaltungsanordnung.

Entsättigungsdioden für die Komplementärstufentransistoren gewähren ein niederohmiges Durchschalten der Komplementär¬ stufentransistoren mit geringer Sättigungsspannung.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand einer Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen

Figur 1 ein Ausführungsbeispiel für die Anwendung einer Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines MOS-Feldeffekt¬ transistors gemäß dem Stand der Technik,

Figur 2 eine Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines MOS-Feldeffekttransistors gemäß der Erfindung,

Figur 3 eine verbesserte Ausführungsform einer Schaltungs- anordnung gemäß Figur 2, und

Figur 4 ein Ausführungsbeispiel für die Anwendung einer Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines MOS-Feldeffekt¬ transistors gemäß der Figuren 2 und 3.

Figur 1 zeigt einen an sich bekannten Abwärtsschaltregler bestehend aus einem als Spannungsunterbrecher wirkenden MOS-Feldeffekttransistor T5 mit einem Gate G, einer Drain D und einer Source S, einer Freilaufdiode D6, einer Sieb- drossel Ll und einem Glättungskondensator C3, die in der dargestellten Weise zusammengeschaltet sind. Der als Span¬ nungsunterbrecher wirkende MOS-Feldeffekttransistor T5 wird am Gate G des MOS-Feldeffekttransistors T5 über einen ebenfalls an sich bekannten Gatetreiber GT mit einem Steu- ereingang E und einem Ausgang A angesteuert. Das hier ge¬ zeigte Ausführungsbeispiel ist auf ein Massepotential be¬ zogen, das mit 0 V gekennzeichnet ist. An der Drain D des

MOS-Feldeffekttransistors T5 liegt eine Eingangsspannung UE mit einem Wert von 5,5 V bis 15 V an. Die Eingangsspannung UE wird' zu einer Ausgangsspannung UA mit einem Wert von 5 V ausgeregelt.

Für die Beschreibung der nachfolgenden Figuren werden für gleiche Bauteile jeweils die gleichen Bezugszeichen unab¬ hängig davon, ob sie schon angesprochen worden sind oder nicht, verwendet und es werden auch die gleiche Eingangs- Spannung UE und die gleiche Ausgangsspannung UA zugrunde¬ gelegt.

Die Sehaltungsanordnungen in den Figuren 2 und 3 stellen einen Gatetreiber GT dar, wie er in der Figur 1 und später auch in der Figur 4 eingesetzt werden kann. Die Schaltungs¬ anordnung nach Figur 3 stellt dabei eine verbesserte Aus¬ führungsform gegenüber der Schaltungsanordnung nach Figur 2 dar. Da es sich im Grunde jeweils um die gleiche Schal¬ tungsanordnung handelt, werden beide Schaltungsanordnungen nach den Figuren 2 und 3 zusammen beschrieben.

Die Schaltungsanordnung weist einen Eingangstransistor Tl auf, der für eine Stromkopplung zwischen einem vorgeschal¬ teten, in der Figur 4 näher dargestellten Schaltregler- Baustein und der Schaltungsanordnung zuständig ist. Dabei kann auch anstelle des Eingangstransistors Tl der Ausgangs¬ transistor des vorgeschalteten Schaltregler-Bausteins (Figur 4) benutzt werden. Desweiteren weist die Schaltungs¬ anordnung einen Phasenumkehrtransistor T2 und eine Kom- plementärstufe gebildet aus einem ersten und einem zweiten weiteren Transistor T3, T4 auf. Der Phasenumkehrtransistor T2 ist dem zweiten weiteren Transistor T4 der Komplemen¬ tärstufe vorgeschaltet.

Die beiden weiteren Transistoren T3, T4 schalten bis zur Sättigungsspannung durch. Für hohe Ausgangsströme eignen sich anstelle einstufiger weiterer Transistoren T3, T4

Darlington-Transistoren (Figur 3).

Die Basis des Eingangstransistors Tl bildet den Steuerein¬ gang E der Schaltungsanordnung. Am Steuereingang E der Schaltuηgsanordnung ist eine Spannungsbegrenzungsschaltung D5 angeschlossen, die durch eine in Sperrrichtung gepolte Zenerdiode gebildet ist.

Im Ausgangskreis des Eingangstransistors befindet sich ei- ne Serienschaltung bestehend aus einem ersten, zweiten und dritten Widerstand Rl, R2, R3, von denen der erste Wider¬ stand Rl auf der Kollektorseite und der zweite und dritte Widerstand R2, R3 auf der Emitterseite des Eingangstransi¬ stors Tl angeordnet sind.

Der erste Widerstand Rl weist eine freie Anschlußseite auf, an die eine erste Hilfsspannungsquelle Uhl angeschlos¬ sen ist. Der zweite Widerstand R2 ist mit dem Emitter des Eingangstransistors Tl verbunden. Der dritte Widerstand R3 ist zwischen dem zweiten Widerstand R2 und dem Massepo¬ tential der Schaltungsanordnung angeordnet.

Die Basis des Phasenumkehrtransistors T2 ist mit einem Mittelanschluß zwischen dem zweiten und dritten Widerstand R2., R3 verbunden. Der Kollektor des Phasenumkehrtransi¬ stors T2 ist über einen vierten Widerstand R4 an eine zwei¬ te Hilfsspannungsquelle Uh2 angeschlossen.

Der erste weitere Transistor T3 ist mit seiner Basis an der der freien Anschlußseite des ersten Widerstandes Rl gegenüberliegenden Anschlußseite und der zweite weitere Transistor T4 ist mit seiner Basis am Kollektor des Pha¬ senumkehrtransistors T2 angeschlossen. Die Durchgangs¬ strecken der beiden weiteren Transistoren T3, T4 sind in der Weise untereinander sowie mit der ersten Hilfsspan¬ nungsquelle Uhl, dem Ausgang A und dem Massepotential der Schaltungsanordnung verbunden, daß der Emitter des ersten

weiteren Transistors T3 mit der ersten Hilfsspannungsquel¬ le Uhl, der Kollektor des ersten weiteren Transistors T3 mit dem Ausgang A der Schaltungsanordnung und gleichzeitig mit dem Kollektor des zweiten weiteren Transistors T4 und der Emitter des zweiten weiteren Transistors T4 mit dem Massepotential der Schaltungsanordnung verbunden sind.

An den Ausgang A der Schaltungsanordnung ist die Basis des MOS-Feldeffekttransistors T5 angeschlossen.

Die zweite Hilfsspannungsquelle Uh2 liefert, wie Figur 4 zeigt, die zu regelnde Eingangsspannung UE mit einem Spannungswert zwischen 5,5 V bis 15 V. Die erste Hilfs¬ spannungsquelle Uhl liefert, wie ebenfalls Figur 4 zeigt, eine zur Spannung der zweiten Hilfsspannungsquelle Uh2 um einen vorgegebenen Betrag aufgestockte Spannung.

Der Eingangstransistor Tl, der Phasenumkehrtransistor T2 und der zweite weitere Transistor T4 sind durch NPN-Tran- sistoren und der erste weitere Transistor T3 ist durch ei¬ nen PNP-Transistor gebildet.

Gemäß Figur 3 kann im Kollektorzweig des Eingangstransi¬ stors Tl unmittelbar dem Kollektor des Eingangstransistors Tl zugeordnet ein niederohmiger Strombegrenzungswiderstand R5 angeordnet sein, der im Fehlerfall, z.B. im Kurzschlu߬ fall, zur Strombegrenzung dient. Desweiteren kann an der Basis des zweiten weiteren Transistors T4 ein Kondensator Cl (Figur 3) angeschlossen und am Ausgang A ein Ableitwi- derstand R6 (Figuren 1 und 2) mit einer freien Anschlu߬ seite für den Anschluß an die Source S des MOS-Feldeffekt¬ transistors T5 vorgesehen sein. Außerdem können Entsätti¬ gungsdioden Dl, D2; D3, D4 - wie in Figur 3 dargestellt - für die beiden weiteren Transistoren T3, T4 verwendet sein.

Der erste und dritte Widerstand Rl und R3 bestimmen die

Stromschaltschwellen des ersten weiteren Transistors T3 und des Phasenumkehrtransistors T2. Die Widerstände sind dabei in der Weise zu wählen, daß die Stromschaltschwelle des Phasenumkehrtransistors T2 niedriger ist als die Stromschaltschwelle des ersten weiteren Transistors T3.

Als Referenzspannungsbezug der Stromschaltschwellen dient der jeweilige Basis-E itter-Diodenschwellwert.

Der zweite Widerstand R2 und eine Basisspannungsbegrenzung, z.B. durch die Zenerdiode D5 am Eingangstransistor Tl, be¬ grenzen den Steuerstrom am Eingang E der Schaltungsanord¬ nung. Im vorgeschalteten Schaltregler-Baustein (Figur 4) erfolgt die Basisspannungsbegrenzung durch die eigene Ver¬ sorgungsspannung abzüglich einiger interner Schaltstrecken. Vorzugsweise sollte der Spannungsbegrenzungswert der Basis des Eingangstransistors Tl im Sinne eines geringen Span¬ nungshubes und der damit verbundenen geringen kapazitiven Ladeströme klein sein.

In der weiteren Beschreibung werden die einzelnen Schalt¬ phasen der Schaltungsanordnung näher betrachtet.

1. Der MOS-Feldeffekttransistor T5 ist "nicht leitend":

Der Eingangstransistor Tl ist hierbei durch eine Basis- Spannung von ca. 0 V gesperrt. Folglich sperrt auch der

Phasenumkehrtransistor T2 und der erste weitere Transistor T3. Der zweite weitere Transistor T4 wird über den vierten Widerstand R4 leitend gesteuert.

2. Der MOS-Feldeffekttransistor T5 wird vom Aus- in den Ein-Zustand gesteuert:

Zunächst wird die Basis des Eingangstransistors Tl positiv gesteuert. Der Emitter vom Eingangstransistor Tl wird posi¬ tiv und prägt einen Strom im ersten Widerstand Rl und im dritten Widerstand R3 ein. Ab einem Stromwert von I = ÜBE, T2/R3 (UBE,T2: Basis-Emitterspannung von T2) wird der Pha¬ senumkehrtransistor T2 leitend und sperrt den zweiten wei-

1 teren Transistor T4. Ab einem höheren Stromwert von I = ÜBE, T3/R1 (UBE,T3: Basis-Emitter-Spannung von T3) wird der erste weitere Transistor T3 leitend. Durch die Spannungs¬ begrenzung über die Zenerdiode D5 und den zweiten Wider-

5 stand R2 wird der Strom begrenzt. Aufgrund einer hohen Übersättigung des zweiten weiteren Transistors T4 sperrt dieser langsam. Vorübergehend schalten der erste weitere Transistor T3 und der zweite weitere Transistor T4 gegen¬ einander. Um die hierdurch auftretende Verlustleistung zu 0 vermeiden, kann der zweite weitere Transistor T4 mittels dem Diodenpaar Dl, D2 (Figur 3) ungesättigt betrieben wer¬ den.

3. Der MOS-Feldeffekttransistor T5 wird vom Ein- in den 5 Aus-Zustand gesteuert:

Die Basis vom Eingangstransistor Tl wird gegen 0 V ge¬ steuert. Hierbei führt der Eingangstransistor Tl stetig weniger Strom. Zunächst sperrt der erste weitere Transi¬ stor T3 wegen seiner hohen Stromschaltschwelle. Danach 0 sperrt der Phasenumkehrtransistor T2 und der zweite weite¬ re Transistor T4 wird leitend.

Bei starker Schaltverzögerung des ersten weiteren Tran¬ sistors T3 infolge einer Übersättigung können der erste 5 weitere Transistor T3 und der zweite weitere Transistor T4 gegeneinander schalten. Abhilfe schaffen hier die Entsät¬ tigungsdioden D3, D4 (Figur 3). Diese sind in der Regel nicht erforderlich, da der Phasenumkehrtransistor T2 stark übersättigt und eine genügend lange Speicherzeit von ca. 0 3 μs aufweist. Innerhalb dieser Zeit wird der erste weite¬ re Transistor T3 problemlos über den ersten Widerstand Rl gesperrt.

Die im Phasenumkehrtransistor T2 auftretende Speicherzeit 35. verzögert das Einschalten des zweiten weiteren Transistors T4. Die Folge ist eine verlängerte Einschaltzeit des MOS- Feldeffekttransistors T5. Sie ist erforderlich, um die bei

Schaltregler-Bausteinen übliche relative Einschaltdauer von 90 % auf 100 % zu erhöhen. Bei einer Schaltfrequenz von z.B. 50 kHz entspricht die fehlende Einschaltzeit

t = 1/50 kHz x (100 % - 90 % ) / 100 % = 2 μs.

Durch einen Kondensator Cl an der Basis des zweiten weite¬ ren Transistors T4 läßt sich der zweite weitere Transistor T4 zusätzlich durch die Zeitkonstante R4 x Cl einschalt- verzögern. In entgegengesetzter Richtung wird der Konden¬ sator Cl niederohmig über den Phasenumkehrtransistor T2 entladen. Zwischen der Zeit, in der der erste weitere Transistor T3 "aus"- und der zweite weitere Transistor T4 "ein"-geschaltet wird, liegt ein hochohmiger Zustand am Ausgang A der Schaltungsanordnung vor. Dieser Sachverhalt ist jedoch ohne Bedeutung, da kein Gatestrom im MOS-Feld¬ effekttransistor T5 fließt. Ein zusätzlicher hochohmiger Ableitwiderstand R6 vermeidet den Aufbau einer Gatespan¬ nung am MOS-Feldeffekttransistor T5 durch einen möglichen Kollektorreststrom im ersten weiteren Transistor T3 bei fehlender Versorgungsspannung Uh2 am vierten Widerstand R4 (gestörter Betrieb).

Die Zeitkonstante R6/CGS + CGD (CGS, CGD: Kapazität der Gate-Source-, Gate-Drain-Strecke des MOS-Feldeffekttransi¬ stors T5) kann so bemessen sein, daß sie im Schaltbetrieb nicht stört. Zum Beispiel kann R6 = 100 kOhm betragen. Bei einer Gatekapazität von CGS + CGD = 5 nF beträgt die Zeit¬ konstante ~ = 500 μs. Bei einer lückenden Zeit (Zeit, in der die beiden weiteren Transistoren T3, T4 gleichzeitig nicht leitend sind) von t so- 1 bis 2 μs ist die hohe Zeit¬ konstante unkritisch.

Die Spannung der zweiten Hilfsspannungsquelle Uh2 am vier- ten Widerstand R4 kann gleich dem Spannungswert der ersten Hilfsspannungsquelle Uhl sein. Vorteilhaft ist jedoch we¬ gen der Verlustleistungsreduzierung ein kleiner Spannungs-

wert für die zweite Hilfsspannungsquelle Uh2.

Figur 4 zeigt die Erzeugung einer Ausgangsspannung UA un¬ ter Anwendung einer vorbeschriebenen Schaltungsanordnung. Der Leistungskreis der dargestellten Schaltungsanordnung besteht aus dem MOS-Feldeffekttransistor T , der Freilauf¬ diode D6, der Siebdrossel Ll und dem Glättungskondensator C3. Wegen vorhandener nachteiliger Eingangsinduktivitäten sind der MOS-Feldeffekttransistor T5 und die Freilaufdiode O6 durch einen Parallelkondensator C2 überbrückt. Die

Flußspannung der Freilaufdiode D6 entspricht der Source¬ spannung US des MOS-Feldeffekttransistors T5 in dessen "AUS"-Zustand.

Dem MOS Feldeffekttransistor T5 ist die vorbeschriebene

Schaltungsanordnung als Treiberstufe GT vorgeschaltet. Dem Eingang der Treiberstufe ist ein Fehlerverstärker und ein Pulsweitenmodulator PWM mit Ausgangstransistor vorgesetzt, wobei der Ausgangstransistor als Eingangstransistor Tl der Treiberstufe GT verwendet wird. Für den Fehlerverstärker, den Pulsweitenmodulator und den angesprochenen Ausgangs¬ transistor wird der Schaltregler-Baustein TL 494 von Texas Instrument eingesetzt. Der interne Fehlerverstärker be¬ stimmt im Zusammenwirken mit dem Pulsweitenmodulator aus einer Referenzspannung Uref und der rückgeleiteten Aus¬ gangsspannung UA die relative Einschaltdauer des MOS-Feld¬ effekttransistors T5. Frequenzbestimmende, strombegren¬ zende und spannungsbestimmende Komponenten sind in der Darstellung nicht aufgeführt. Sie sind in einschlägigen Applikationen der IC-Hersteller beschrieben.

Die Spannung der ersten Hilfsspannungsquelle Uhl wird über die Wicklung W eines separaten Spannungswandlers erzeugt. Sie kann Bestandteil zusätzlich erforderlicher Spannungen im System sein.

Durch Schaltungskomponenten bestehend aus einer Diode D7

und einem Kondensator CUh, die in der dargestellten Weise angeschlossen sind, wird die Spannung des separaten Span¬ nungswandlers auf die Spannung der zweiten Hilfsspannungs¬ quelle Uh2 aufgestockt und als Spannung der ersten Hilfs¬ spannungsquelle Uhl dem Gatetreiber GT zugeführt.