図3は本発明の交流電源装置の実施例1の� �路図である。図4は本発明の交流電源装置の� ��施例1の補正信号生成回路によるレギュレー ション特性の補正方法を示す図である。実施 例1の交流電源装置は、補正信号生成回路40a� �反転器41と平均値電圧生成回路43とで構成さ� ��ることを特徴とする。その他の構成は、図1 に示す同一構成であるので、同一部分には同 一符号を付する。

 反転器41は、スイッチ素子Q2用のゲート信 号を入力し該ゲート信号を反転させる。なお 、スイッチ素子Q2用のゲート信号の代わりに� ��スイッチ素子Q1用のゲート信号を反転させ� �も良い。反転器41は、例えば、図4(a)に示す� �うなデューティが50%又は20%のゲート信号を� �転させることにより、図4(b)に示すようなデ� ��ーティが反転されたパルス信号を得る。

 平均値電圧生成回路43は、反転器41で反転 されたスイッチ素子Q2用のゲート信号の平均� ��電圧を求める。平均値電圧生成回路43は、� �えば、図4(b)に示すようなデューティが50%又� ��20%ゲート信号を反転したパルス信号の平均� ��電圧を求める。このため、図4(c)に示すよう にデューティが小さいときには平均値電圧は 大きい値になり、デューティが大きいときに は平均値電圧は小さい値になる。この平均値 電圧は補正信号として加算回路50に送られる� ��

 加算回路50は、平均値電圧生成回路43から の平均値電圧を放電灯20の電流の検出値に加� ��して制御回路10の誤差増幅器11の反転端子に 出力する。即ち、フィードバック制御を行う 。

 これにより、デューティが小さいとき(入 力電圧が大きいとき)にはさらにデューティ� �小さくし、デューティが大きいとき(入力電� ��が小さいとき)にはさらにデューティを大き くすることができる。従って、図2(b)に示す� �うに、入力電圧が変動しても放電灯20の出力 電流が一定値となる。即ち、放電灯20の電流� ��レギュレーション特性が改善できる。

 このように、直流電源Vinの入力電圧の変� ��を制御回路10に入力することにより、誤差� �幅器11のループゲインを小さくしても入力電 圧の変動により出力電流が変動することを防 止できる。これにより、ループゲインの増大 による不安定な制御がなくなり、制御が安定 する。

(実施例1の変形例)
 図5は本発明の交流電源装置の実施例1の変� �例の回路図である。図5に示す実施例1の変形 例の交流電源装置は、図3に示す実施例1の交� ��電源装置に対して、さらに、制御回路10と� �ベルシフト回路19との間に絶縁回路61を設け� ��制御回路10とスイッチ素子Q2との間に絶縁回 路62を設けたことを特徴とする。

 これにより、実施例1の交流電源装置の効 果が得られるとともに、トランスT1の入力側� ��2次側の制御回路10の間の絶縁を図ることが� ��きる。

 図6は実施例2の交流電源装置のデューテ� �の平均値及びその反転特性を示す図である� �図7は本発明の交流電源装置の実施例2の回路 図である。実施例2の交流電源装置は、補正� �号生成回路40bが平均値電圧生成回路43と反転 器41とで構成されることを特徴とする。その� ��の構成は、図1に示す同一構成であるので、 同一部分には同一符号を付する。

 平均値電圧生成回路43は、スイッチ素子Q2 用のゲート信号の平均値電圧を求める。この 平均値電圧は、図6(a)に示すように、デュー� �ィの大きさに正比例して大きくなる。反転� �41は、平均値電圧生成回路43からの平均値電� ��を反転して反転された平均値電圧を補正信� ��として加算回路50に送る。反転された平均� �電圧は、図6(b)に示すように、デューティが� ��さいときには反転された平均値電圧は、大� ��い値になり、デューティが大きいときには� ��転された平均値電圧は、小さい値になる。

 加算回路50は、反転器41からの平均値電圧 を放電灯20の電流の検出値に加算して制御回� ��10の誤差増幅器11の反転端子に出力する。即 ち、フィードバック制御を行う。従って、実 施例1の交流電源装置の効果と同様な効果が� �られる。

(実施例2の変形例)
 図8は本発明の交流電源装置の実施例2の変� �例の回路図である。図8に示す実施例2の変形 例の交流電源装置は、図7に示す実施例2の交� ��電源装置に対して、さらに、制御回路10と� �ベルシフト回路19との間に絶縁回路61を設け� ��制御回路10とスイッチ素子Q2との間に絶縁回 路62を設けたことを特徴とする。

 これにより、実施例2の交流電源装置の効 果が得られるとともに、トランスT1の入力側� ��2次側の制御回路10の間の絶縁を図ることが� ��きる。

(実施例2の変形例の具体例)
 図9は本発明の交流電源装置の実施例2の変� �例の具体的な回路図である。図9において、� ��御回路10とスイッチ素子Q1との間には絶縁回 路としてのフォトカプラPC61aが設けられ、制� ��回路10とスイッチ素子Q2との間には絶縁回路 としてのフォトカプラPC62aが設けられている� ��

 平均値電圧生成回路43は、抵抗R2とコンデ ンサC2とからなる積分回路を有し、抵抗R2と� �ンデンサC2とによりスイッチ素子Q2用のゲー� ��信号に対して平均処理を施して平均値電圧� ��出力する。

 反転器41において、反転部42の非反転端子 とグランドとの間には抵抗R4が接続され、ま� ��、反転部42の非反転端子とグランドとの間� �は抵抗R3と基準電圧Veとの直列回路が接続さ� ��ている。反転部42の反転端子は、抵抗R5を介 して抵抗R2とコンデンサC2との接続点に接続� �れている。反転部42の反転端子と出力端子と の間には抵抗R6が接続されている。反転器41� �、反転部42の非反転端子に基準電圧Veを抵抗R 3と抵抗R4とで分圧した電圧が印加され、反転 端子に抵抗R5を介して平均値電圧生成回路43� �らの平均値電圧が印加され、平均値電圧を� �転して出力する。

 加算回路50は、反転部42の出力端子に接続 された抵抗R7と、電流検出回路30の出力端子(� ��抗R1とダイオードD1との接続点)に接続され� �抵抗R8と、抵抗R7と抵抗R8との接続点とグラ� �ドとの間に接続された抵抗R9とで構成され、 抵抗R7を介する反転器41からの平均値電圧と� �抗R8を介する電流検出回路30からの電流検出� ��に基づく電圧とを加算して抵抗R10を介して� ��差増幅器11の反転端子に出力する。

 図10は本発明の交流電源装置の実施例2の� ��形例の具体的な回路において入力電圧を変� ��させたときの補正信号生成回路による実際� ��レギュレーション特性を示す図である。図1 0(a)は入力電圧[V]と補正前後のデューティ[%]� �補正前後の出力電流iout[mA]とを表で示してい る。図10(b)は入力電圧[V]と補正前後のデュー� ��ィ[%]と補正前後の出力電流iout[mA]とをグラ� �で示している。入力電圧の変動は150V、220V、 265Vであり、rmsは実効値を示す。

 補正前のデューティが小さいときには補� ��後のデューティはさらに小さく、補正前の� ��ューティが大きいときには補正後のデュー� ��ィはさらに大きくなっていることが図10か� �わかる。また、放電灯20の出力電流も入力電 圧が変動しても一定値であり、理想的なレギ ュレーションであることが図10からわかる。

 上述した実施例1及び実施例2の交流電源� �置では、スイッチ素子Q1,Q2として例えばN型� �MOSFETやNPNトランジスタなどのように、ゲー� �やベースにHレベルを入力したときにオンす� ��素子が用いられた。

 これに対して、P型のMOSFETやPNPトランジス タなどのように、逆ロジックのスイッチ素子 もある。これらの素子は、ゲート信号がLレ� �ルのときにオンし、レベルシフト回路を容� �に構成できるため、ハイサイド用のスイッ� �素子として用いられることが多い。

 そこで、実施例3では、図11に示すように� ��スイッチ素子Q2をローサイド用のN型のMOSFET� ��構成し、スイッチ素子Q1をハイサイド用のP� ��のMOSFETで構成したことを特徴とする。

 また、制御回路10aは、制御信号としてN型 のMOSFET用のゲート信号をスイッチ素子Q2に出� ��し、N型のMOSFET用のゲート信号と180°の位相� ��を有し、かつインバータ15により反転したP� ��MOSFET用のゲート信号をスイッチ素子Q1に出� �するとともに、P型のMOSFET用のゲート信号を� ��均値信号生成回路43に出力することを特徴� �する。

 このように実施例3の交流電源装置によれ ば、N型のMOSFET用のゲート信号と180°の位相差 を有し、かつ反転したP型のMOSFET用のゲート� �号を平均値信号生成回路43に出力するので、 ゲート信号を反転させる必要はなくなり、平 均値信号生成回路43はゲート信号を平均する� ��みで補正信号として加算回路50に出力でき� �。このため、反転器41が不要となり、構成が 簡単になる。

(実施例3の変形例)
 図11に示す実施例3の交流電源装置に対して� ��さらに、制御回路10とレベルシフト回路19と の間に絶縁回路61を設け、制御回路10とスイ� �チ素子Q2との間に絶縁回路62を設けても良い� ��

 これにより、実施例3の交流電源装置の効 果が得られるとともに、トランスT1の入力側� ��2次側の制御回路10の間の絶縁を図ることが� ��きる。

 以上の実施例1乃至3の交流電源装置によ� �ば、直流電源Vinの入力電圧の変化とスイッ� �素子Q1,Q2のゲート信号のデューティの変化と が相似形であることに着目し、入力電圧を検 出することなく、ゲート信号のみで出力電流 の補正を行うことができる。

 即ち、全て2次側(制御側)のみで出力電流� ��補正を行うことができる。従って、特に絶� ��型システムの場合、1次側及び2次側間での� �号のやり取りを行うことなく補正を行うこ� �ができる。また、入力電圧のリップルに起� �する出力電流のリップルを低減することが� �きる。

 図12は本発明の交流電源装置の実施例4の� ��路図である。実施例4の交流電源装置は、直 流電源Vinの入力電圧を1次側で検出して、2次� ��に設けられた補正信号生成回路45及び制御� �路10により出力電流の補正を行い、レギュレ ーション特性を改善したことを特徴とする。

 図12に示す交流電源装置は、図1に示す交� ��電源装置に対して、電圧検出回路31と絶縁� �ランス又はフォトカプラ等からなる絶縁回� �61~63とを設けるとともに、補正信号生成回路 40に代えて補正信号生成回路45を設けたこと� �特徴とする。その他の構成は、図1に示す構� ��と同一であり、同一部分には同一符号を付� ��る。

 電圧検出回路31は、トランスT1の1次側に� �けられ、直流電源Vinの電圧を検出する。絶� �回路63は、電圧検出回路31で検出された直流� ��源Vinの電圧を絶縁して補正信号生成回路45� �出力する。

 補正信号生成回路45は、絶縁回路63を介し て電圧検出回路31で検出された直流電源Vinの� ��圧に基づき補正信号を生成する。加算回路5 0は、電流検出回路30で検出された電流検出値 と補正信号生成回路45からの補正信号とを加� ��して制御回路10の誤差増幅器11の反転端子に 出力する。

 このように実施例4の交流電源装置によれ ば、直流電源Vinの入力電圧を1次側で検出し� �、2次側に設けられた補正信号生成回路45及� �制御回路10により出力電流の補正を行い、レ ギュレーション特性を改善することができる 。

 図13は本発明の交流電源装置の実施例5の� ��路図である。図13に示す交流電源装置は、� �1に示す交流電源装置の補正信号生成回路40� �代えて、制御回路10b内の誤差増幅器11の出力 電圧を反転してこの反転信号を加算回路50に� ��力する反転器41(反転信号生成回路)を設けて いることを特徴とする。その他の構成は、図 1に示す構成と同一であり、同一部分には同� �符号を付する。

 反転器41は、誤差増幅器11の出力電圧を反 転してこの反転信号を加算回路50に出力する� ��加算回路50は、電流検出回路30で検出された 電流検出値と反転器41からの反転信号である� ��正信号とを加算して制御回路10bの誤差増幅� ��11の反転端子に出力する。

 このように実施例5の交流電源装置によれ ば、制御回路10b内の誤差増幅器11の出力電圧� ��用いて、出力電流の補正を行い、レギュレ� ��ション特性を改善することができる。

(実施例5の具体例)
 図14は本発明の交流電源装置の実施例5の具� ��的な回路図である。図14に示す反転器41にお いて、反転部42の非反転端子とグランドとの� ��には抵抗R4が接続され、また、反転部42の非 反転端子とグランドとの間には抵抗R3と基準� ��圧Veとの直列回路が接続されている。反転� �42の反転端子は、抵抗R5を介してコンデンサC 3の一端と誤差増幅器11の出力端子に接続され ている。コンデンサC3の他端は誤差増幅器11� �反転端子に接続されている。反転部42の反転 端子と出力端子との間には抵抗R6が接続され� ��いる。反転器41は、反転部42の非反転端子に 基準電圧Veを抵抗R3と抵抗R4とで分圧した電圧 が印加され、反転端子に抵抗R5を介して誤差� ��幅器11からの出力電圧が印加され、出力電� �を反転して出力する。

 加算回路50は、反転部42の出力端子に接続 された抵抗R7と、電流検出回路30の出力端子(� ��抗R1とダイオードD1との接続点)に接続され� �抵抗R8と、抵抗R7と抵抗R8との接続点とグラ� �ドとの間に接続された抵抗R9とで構成され、 抵抗R7を介する反転器41からの反転電圧と抵� �R8を介する電流検出回路30からの電流検出値� ��基づく電圧とを加算して抵抗R10を介して誤� ��増幅器11の反転端子に出力する。

 図15は図14に示す実施例5の具体的な回路� �IC化の例である。図15に示す例では、誤差増� ��器11と比較回路13と反転器41とを有する制御� ��路10cを同一半導体基板上に設けて集積回路� ��したことを特徴とする。

 このように集積回路上に構成することで� ��コストを低減できる。

 図16は本発明の交流電源装置の実施例6の� ��路図である。図16に示す交流電源装置は、� �13に示す交流電源装置から反転器41を削除し� ��ことを特徴とする。その他の構成は、図13� �示す構成と同一であり、同一部分には同一� �号を付する。

 誤差増幅器11a(第2検出回路)は、反転端子� ��基準電圧Vrと非反転端子の加算回路50からの 電圧との誤差電圧を増幅して、誤差電圧信号 を加算回路50に出力する。即ち、図16に示す� �差増幅器11aの誤差電圧信号は、図13に示す誤 差増幅器11の誤差電圧信号を反転器41で反転� �た反転信号と同じであり、この反転信号が� �算回路50に出力される。

 加算回路50は、電流検出回路30で検出され た電流検出値と誤差増幅器11aからの誤差電圧 信号(反転信号)である補正信号とを加算して� ��差増幅器11aの非反転端子に出力する。

 従って、実施例6の交流電源装置によれば 、実施例5の交流電源装置の効果と同様な効� �が得られる。また、第2検出回路が誤差増幅� ��路11aで構成できるので、反転器41を削除で� �、安価となる。

 なお、本発明は、上述した実施例1乃至実 施例6の交流電源装置に限定されるものでは� �い。実施例1乃至実施例6のいずれかの交流電 源装置における、制御回路10,10a,10b,10cと、加� ��回路50と補正信号生成回路40,40a,40b,45との少� ��くとも1つを同一の半導体基板上に設けて交 流電源装置用集積回路を構成しても良い。

 この場合、同じ電圧レベルの信号処理を� ��えば良いため、集積回路に容易に集積でき� ��。制御回路10,10a,10b,10c、加算回路50、補正信 号生成回路40,40a,40b,45を同一の半導体基板上� �設けることにより入出力のピン数の増加が� �要ない、或いは最小の数で良いため、集積� �路上に構成する場合にコストを低減できる� �