Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur induktiven Übertragung von Energie auf bewegbare Verbraucher nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Elektrische Energie ist nach dem Induktionsprinzip über Luftspalte berührungsfrei übertragbar. Für das überwinden größerer Spaltweiten sind Mindestwerte der Frequenz und des Querschnitts des magnetischen Wechselfeides erforderlich, damit der dieses Feld erzeugende Magnetisierungsstrom in der Größenordnung des zu übertragenden Wirkstromes bleibt.

Der Vorteil, eine elektrische Leistung bei hoher Frequenz in einem kleinen Volumen übertragen zu können, gilt auch für das elektrische Feld der Kondensatoren. Durch die Wahl geeigneter weichmagnetischer und dielektrischer Werkstoffe wird außerdem erreicht, daß die auf die übertragene Leistung bezogenen Verluste der Bauelemente zurückgehen, d. h. die Wirkungsgrade ansteigen. So wie Spannungswandlungen bei der Energieübertragung über große Entfernungen den Materialaufwand, den Spannungsabfall und die Energieverluste der Leitungen reduzieren, ermöglicht die Mittelfrequenz-Energieübertragung erhebliche Einsparungen an Volumen, Gewicht und Verlusten bei allen elektromagnetischen Bauelementen und Kondensatoren.

Die Vorteile der Mittelfrequenz-Energieübertragung werden in vielen Anwendungen deutlich spürbar, wenn die Frequenz von 50 Hz oder 400 Hz in den Frequenzbereich über 20 kHz gelegt wird.

Für diesen Frequenzbereich sprechen folgende Gründe:

- Geräuscheprobleme entfallen.

- Frequenzen bis 100 kHz sind mit den verfügbaren Halbleiterbauele¬ menten auch noch bei Leistungen über 10 kW mit vertretbarem Aufwand zu erzeugen.

- Die Funkschutzbestirrmungen können in diesem Bereich leichter einge¬ halten werden.

Diese Technik eröffnet vielfältige neue Möglichkeiten und bietet gegenüber der leitungsgebundenen Energieübertragung folgende allgemeine Vorteile:

- kein Verschleißen von Kabeln durch Knicken, Verdrehen oder Nach¬ schleppen,

- größere Beweglichkeit, erweiterter Aktionsbereich, - Leichtgängigkeit bei austauschbaren Modulen, weil Kontaktkräfte entfallen,

- Vermeiden von Lichtbögen und Abrieb an Kontakten oder Schleifbahnen von Stromabnehmern,

- in explosionsgefährdeter Umgebung wie im Bergbau einsetzbar, - Potentialtrennung, Schutz vor Berührungsspannung, hohe Isolations¬ festigkeit des Spaltes.

Einsatzmöglichkeiten für berührungslose Energieübertragung ergeben sich insbesondere für entlang eines Stators bewegbare Verbraucher wie Magnetbahnen, Transportwagen oder Roboter.

Bereits bekannt ist eine Anordnung zur berührungsfreien Leistungsüber¬ tragung Leistungsübertragung auf verschiebbare und leicht austauschbare Sitzgruppen von Passagierflugzeugen (IEEE Transactions on Power Elec- tronics, Vol. 4 (1989) S. 348 - 354). Dabei sind primärseitig Leiter¬ schleifen in den Boden eingelassen und kunststoffumriantel e Sekundär¬ systeme an den Stützern der Sitzgruppen montiert. Mit der auf die Sitzgruppen übertragenen Leistung werden "Entertainment Sets" in den Rückenlehnen der Sitze, die u.a. ein kleines Fernsehgerät für jeden Passagier enthalten, gespeist.

Ein Nachteil dieser Anordnung ist, daß sie nur zur Übertragung von kleinen Leistungen geeignet ist und daß von den Streufeldern der Anordnung in andere Leitungen, die in der Nähe und parallel zu den Statorschleifen verlaufen, Störungen induziert werden.

Geringere Streufelder treten bei der Verwendung von Wechselpolen auf, d. h. Induktivitäten, deren Pole entlang der Statorrichting alternieren. Hierbei besteht allerdings das Problem, daß bei der Bewegung einer Schleife über die Wechselpole Stellungen erreicht werden, bei denen keine magnetische Kopplung zwischen dem Primär- und dem Sekundärsystem besteht. Darberhinaus besteht das Problem, daß bei einer Reihenschaltung von Primärspulen des Stators nur einer im Verhältnis zum Stator kleinen Sekundärspule in den Spulen der unbedeckten Statorabschnitte ein großer induktiver Spannungsabfall auftritt, der die Energieübertragung reduziert.

Der Nachteil eines großen induktiven Spannungsabfalls ist bei der in der Zeitschrift ELEKTRIE 34 (1980), H. 7, S. 339 - 341 beschriebenen induktiven Energieübertragung durch die Reihenschaltung von Kompensationskondensatoren mit den Leitern der ruhenden Primärseite sowie der bewegten Sekundäranordnung vermieden. Die Rei enschaltung aller Übertragungsleitungen und Kondensatoren bewirkt, daß bei dem Betrieb mehrerer bewegter Sekundäranordnungen an einem gemeinsamen Primärteil der Sekundärsysteme, wie im Bild 2, ELEKTRIE 34 (1980), S. 339 gezeigt wird, elektrisch in Reihe geschaltet sind, so daß die Sekundärsysteme ihre Stromaufnahme nicht unabhängig voneinander einstellen können. Diese nachteilige elektrische Reihenschaltung aller Sekundärsysteme ist auch bei dem in den IEEE-Transactions on Power Electronics, Vol. 4, 1989, S. 349 ff beschriebenen Übertragungssystem, wie Fig. 5 auf S. 350 zeigt, gegeben.

Bei der in der Zeitschrift ELEKTRIE beschriebenen Leiteranordnung des Primärteils mit parallelen, in 400 mm Abstand verlegten Leitungen für das übertragen von Leistungen zum Betreiben von Grubenlokomotive sind die Streufelder und die in benachbarten in Anzeigen induzierten

Störungen noch un Größenordnungen stärker als bei dem Übertragungssystem zum Speisen von "Entertainment Sök".

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Anordnung zur individuellen berührungslosen Übertragung von Energie auf einen oder mehrere bewegbare Verbraucher anzugeben, bei der die Strom- und Leistungsaufnahme jedes Verbrauchers unabhängig von den anderen Verbrauchern einstellbar ist und die eine höhere Übertragungsleistung bei geringen Störfeldern ermöglicht.

Die Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen enthalten.

Die Erfindung beruht auf der Idee, bei einer primärseitig aus einem Stator mit Statorspulen und sekundärseitig aus einem oder mehreren induktiv an den Stator gekoppelten Verbrauchern bestehenden Energieübertragungsanordnung Gruppen von mehreren in Reihe geschalteten Statorspulen und strombegrenzenden Kondensatoren C parallel an eine Mittelfrequenz-Sanmelleitung anzuschließen. Dabei sind die Gruppen so zu bemessen, daß der Kondensator C in jeder nicht an einen Verbraucher gekoppelten Gruppe den größten komplexen Widerstand bildet und damit strombegrenzend wirkt. Am Ort eines Verbrauchers schließen sich die magnetischen Kreise von Stator und Verbraucher und erhöhen die induktiven Widerstände der Spulengruppen. Diese können daher mit den Kondensatoren in Resonanz. Das ist die wesentliche Voraussetzung für den Energietransport.

Die Leistungsstellung wirkt für jeden Verbraucher individuell über einen Wechselrichter auf der Sekundärseite des Übertragungssystems. Da sich beim Stellen im wesentlichen nur der Energieinhalt in dem vom jeweiligen Sekundärsystem bedeckten Statorabschnitt ändert, ist durch das sekundärseitige Stellen bereits eine gute Stelldynamik realisierbar, die durch synchronisiertes beidseitiges Stellen noch verbessert werden kann.

Leerlaufende, d. h. nicht bedeckte Spulengruppen belasten die Sammelleitung und den speisenden Primär-Wechselrichter nicht, da die nicht bedeckten Spulengruppen nur einen geringen induktiven Widerstand haben und die Kondensatoren den Leerlaufström Io begrenzen.

Diese mit keinem Leistungsumsatz verbundenen kapazitiven Blindströme werden durch die entgegengesetzt gerichteten induktiven Blindströme IB der Induktivitäten kompensiert.

Im folgenden wird die Erfindung mit Hilfe von Zeichnungen genauer erläutert.

Es zeigt:

Fig. 1 eine erfindungsgemäße Anordnung zur berührungslosen Energie- Übertragung;

Fig. 2 den räumlichen Verlauf der magnetischen Flußdichte und der sekundärseitig induzierten Spannungen;

Fig. 3 Ausführungsbeispiele von Wechselrichtern für die Sekundärsysteme;

Fig. 4 Ersatzschaltbilder und Zeigerdiagramme für das Zusammenwirken eines Reihenkondensators mit einer Spulengruppe ohne sekundären Wechselrichter;

Fig. 5 ein Ersatzschaltbild mit Zeigerdiagramm für die Anordnung gem. Fig. 1;

Fig. 6 den zeitlichen Verlauf von Strömen und Spannungen des Resonanz- Übertragers in Fig. 5 bei einer speziellen, sekundärseitiges Konstantstromverhalten bewirkenden Dimensionierung;

Fig. 7 Zeigerdiagraπmie der Ströme und Spannungen des Resonanzübertra¬ gers nach Fig. 5 bei einer von den idealen Verhältnissen nach Fig. 6 abweichender Dimensionierung; Fig. 8 eine bevorzugte Ausführungsform eines sekundärseitigen Wech¬ selrichters mit Steuer- und RegelSystem zur Spannungskonstant¬ haltung und

Fig. 9 eine Kombination eines berührungslosen Übertragungssystems mit einem Linearantrieb.

Figur 1 zeigt schematisch eine erfindungsgemäße Anordnung zur berührungslosen Energieübertragung auf mehrere Verbraucher.

Hierbei bezeichnet 1 eine Mittelfrequenzsarrmelleitung, an der Gruppen 2a, 2b, 2c von mehreren als Wechselpole in Reihe geschalteten Spulen mit strombegrenzenden Kondensatoren C parallel angeschlossen sind.

Die Spulengruppen 2a und 2c sind jeweils induktiv an die bewegbaren Ver¬ braucher 3a bzw. 3b angekoppelt; die betreffenden primärseitigen Spulen sind von den sekundärseitigen Spulen bedeckt. Beim Verbraucher 3a ist eine zweisträngige Ausführung der Sekundärwicklung verwendet; auf den entsprechenden Wechselrichter wird im Zusammenhang mit Fig. 3 näher eingegangen. Beim Ausgang des Wechselrichters steht die Gleichspannung UB2 zur Verfügung. Der Primärwechselrichter 4 erzeugt aus der Betriebs¬ spannung UBI die WechselSpannung U und damit die Spannung Ui der MittelfrequenzsanTnelleitung 1. Das übertragungsverhalten der Anordnung nach Fig. 1 wird im Zusammenhang mit den Figuren 4 bis 8 genauer beschrieben.

Die Mittelfrequenz-Sarrmeneitung kann aus dünnen geschichteten Kupfer¬ bändern aufgebaut werden, wobei sich Hin- und Rückleiter in aufeinander- folgenden Schichten abwechseln. Die Banddicke ist dabei etwas kleiner als die Eindringtiefe des Stromes, die bei 25 kHz in Kupfer 0,4 mm beträgt. Die Dicke des Kupferbandes und die Dicke der zwischen Hin- und Rückleitern liegenden Isolierfolie können so gewählt werden, daß der ohmsche und induktive Leitungswiderstand etwa gleich groß sind. Die zu übertragende Stromstärke und der zulässige Spannungsabfall bestinmen die Breite und die Zahl der Bänder. Eine derartige Leitung hat einen sehr kleinen Induktivitätsbelag L', der reziprok zur Breite und Anzahl der Bänder abnimmt, und einen proportional mit der Anzahl und Breite der Bänder ansteigenden Kapazitätsbelag C.

Der Wellenwiderstand

5= L7 C einer Leitung für etwa 20 A beträgt nur wenige Ohm.

Nimmt man an, daß die Wellenausbreitungsgeschwindigkeit auf der Sammelleitung c _w = 1 / L'- C durch die Dielektrizitätskonstante der isolierenden Schichten auf minimal c _* . * 0 ⁵ km/s reduziert ist, so beträgt die Wellenlänge auf der Leitung bei 25 kHz: λ _w 4 km.

Bis zu Leitungslängen von etwa

^w /10 = 0,4 km können die Spulengruppen eines Stators bei 25 kHz über eine Leitung mit niedriger Impedanz und definiertem Bezugspotential weitgehend reflexionsfrei untereinander und mit den Wechselrichtern verbunden werden.

Die Leitungskapazitäten sind unproblematisch, weil sie zu bereits vorhandenen Kondensatoren O eines Systems, beispielsweise von ParallelSchwingkreisen, parallel liegen. Derartige Schaltprinzipien sind bei der Übertragung von Mittelfrequenzleistung wegen des weitgehend oberschwingungsfreien Spannungsverlaufes und der niedrigen Reaktanzen gegenüber höherfrequenten Störungen von Vortei1.

Fig. 2 veranschaulicht den räumlichen Verlauf der magnetischen

Flußdichte B in einem von einem Sekundärsystem bedeckten Abschnitt des Stators und der sekundärseitig induzierten Spannungen. Bei dem in Fig. 2 gezeigten Übertrager liegen die Wicklungen der Spulen auf dünnen Ferritjochen 5, 6. Bei kleineren Spaltweiten ist es vorteilhaft, die Wicklungen wie bei elektrischen Maschinen in Nuten zu betten. Da benachbarte Spulen entgegengesetzt vom Strom durchflössen werden, heben sich die magnetischen Feldkomponenten in einem größeren Abstand vom unbedeckten Teil des Stators auf. In dem Spalt 7 zwischen Stator und Sekundärsystem hat die magnetische Flußdichte einen trapezförmigen Verlauf.

Sie induziert in den Wicklungen W1 , W2, die aus Reihenschaltungen symmetrisch versetzter Spulen bestehen, mitte!frequente Spannungen Ui (a) und U2(a), die von der Verschiebung a zwischen Stator und Sekundärsystem abhängig sind. Die in Fig. 2 dick und gestrichelt ausgezogenen

-Λ ^

Funktionen Ui (a) und U∑(a) sind die Hüllkurven der Scheitelwerte der mittelfrequenten Spannungen Ui (a) und i a). In Analogie zu den Wicklungen elektrischer Maschinen reichen zwei oder drei symmetrisch versetzte sekundäre Wicklungsstränge aus, damit in jeder beliebigen Stellung des Sekundärsystems die gleichen Übertragungsbedingungen vorliegen.

Ein Stromrichter, im einfachsten Fall ein Brückengleich¬ richter, wählt dann stets den Strang mit der höchsten Induktions¬ spannung, d. h. mit der besten Kopplung zum Primärsystem für die Leistungsübertragung aus und richtet dessen Strangstrom gleich.

Bei einem Übertragungssystem gem. Fig. 2 werden durch die Leiteranord¬ nung wechselnde Pole entlang des Stators erreicht.

Die jedem Pol bzw. den Windungen eines Pols zuzuordnenden magnetischen Leitwerte sind der magnetische Haupt!eitwert λ \~ der je Strang und Pol gekoppelten Windungen von Primär- und Sekundärwicklung, die jedem λh zuzuordnenden primär- und sekundärseitigen StreuleitwerteΛ^, und der magnetische Leitwert λ. ₀ , des nur mit den Primärwindungen verketteten magnetischen Kreises eines von einem Sekundärsystem nicht bedeckten Statorpols. Der magnetische Leitwert /lo der unbedeckten Pole ist größer als der Streuleitwert Λ _& , aber kleiner als der Hauptleitwert Λh eines von einem Sekundärsystem bedeckten Pols. Mit ?-o < h gilt auch, daß die Induktivität Lo sowie die Reaktanz Xo der vom Sekundärsystem nicht bedeckten Spulen oder Spulengruppen kleiner als die Gegeninduktivität M und die Hauptreaktanz XM der unter dem Sekundärsystem liegenden Spulen ist. Der parallele Betrieb von bedeckten und nicht bedeckten Spulen oder Spulengruppen in einer gemeinsamen Mittelfrequenzsarτmelle tung ist daher nur möglich, wenn der in Fig. 1 zu den Spulengruppen in Reihe geschaltete Kondensator C den Leerlaufstrom lo einer unbedeckten Spulengruppe annäherd auf den Wert des Stromes I begrenzt, den eine Spulengruppe beim übertragen der Nennleistung auf das Sekundärsystem aufnimmt. Zur Kompensation des kapazitiven LeerlaufStromes lo ist zu jeder Reihenschaltung aus Spulengruppe und Kondensator eine Induktivität LB parallel geschaltet.

In Fig. 3 sind für zwei- bzw. dreisträngige Ausführungen der Sekundär¬ wicklung die jeweils erforderlichen mehrstrangigen Resonanzwechsel¬ richter auf der Sekundärseite des Übertragungssystems dargestellt. Hierbei bilden die mit den Sekundärwicklungen in Reihe geschalteten Kondensatoren C2 und 2 C2/2, wie bei dem Resonanzübertrager in Fig. 5 gezeigt, mit den sekundärseitigen Streuinduktivitäten l_2& Reihenresonanzkreise.

Bei zwei Wicklungssträngen ist mit dem Anschluß eines Wechselrichters in Halbbrückenschaltung an jeden Wicklungsstrang der minimale Aufwand realisiert. In einer Stellung des Sekundärsystems mit maximaler Kopplung zwischen der Statorwicklung und einem sekundären Wicklungsstrang erfolgt die Leistungsübertragung nur über diesen sekundären Wicklungsstrang und den zugeordneten Resonanzwechselrichter. Ist die Kopplung von der Statorwicklung zu beiden Sekundärsträngen gleich groß, wird die Leistung über beide Stränge und Wechselrichter parallel übertragen. Für eine dreisträngige Wicklung ist die Brückenschaltung mit drei Zweigen prädestiniert.

In der Stellung der maximalen Kopplung zwischen der Statorwicklung und zwei in Reihe geschalteten Strängen der Sekundärwicklung erfolgt die Energieübertragung über diese beiden Sekundärstränge und einen aus zwei Zweigen gebildeten Wechselrichter in Brückenschaltung. Nach einer

Verschiebung des Sekundärsystems um ein Sechstel τ _p (τ P = Polteilung) ist die Kopplung der Statorwicklung zu zwei sekundären Wicklungssträngen gleich und im dritten Strang maximal. Die beiden gleichberechtigten Stränge werden in dieser Stellung über die zugehörigen Brückenzweige untereinander parallel und mit dem dritten Wicklungsstrang und

Brückenzweig in Reihe geschaltet betrieben. Sowohl beim zweisträngigen als auch beim dreisträngigen Sekundärsystem ist die Stellung mit gleicher Kopplung zwischen Statorwicklung und zwei Strängen der Sekundärwicklung die eines Bereichs, in dem sich zwei Wicklungsstränge und Wechselrichterzweige in der Stromführung ablösen.

Im folgenden wird die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Anordnung genauer erklärt. Hierbei wird von folgenden Überlegungen ausgegangen:

- Bei allen vom Sekundärsystem nicht bedeckten Spulengruppen bildet der in Reihe geschaltete Kondensator die dominierende Reaktanz im Strom¬ kreis und begrenzt die Stromaufnahme.

- An einem vom Sekundärsystem bedeckten Statorabschnitt stimmen die Beträge der Reaktanzen einer Spulengrupe und des in Reihe geschalteten Kondensators annähernd überein. Diese Resonanz ist die Voraussetzung für den Energietransport auf das Sekundärsystem.

- Die Resonanzüberhöhung und die übertragene Leistung sind nicht von einer zufälligen Belastung auf der Sekundärseite abhängig, sondern werden von den sekundärseitigen Wechselrichtern eingestellt.

Das prinzipielle Zusammenwirken des Reihenkondensators C mit einer Spulengruppe wird anhand der Ersatzschaltungen und Zeigerdiagramme der Fig. 4 betrachtet. Im linken Bildteil von Fig. 4 wurde Nennlast mit gleichen Beträgen von Laststrom I∑ und Magnetisierungsstrom Iμ angenommen.

Die Reaktanz des Eingangskondensators berechnet sich aus der Ersatzschaltung der unbedeckten Spulengruppe in der Mitte der Fig. 4, deren Stromaufnahme |Io| kleiner als der bei Nennlast aufgenommene Strom II bleiben soll.

Die Ersatzschaltung und das Zeigerdiagramm rechts in Fig. 4 zeigen den Betriebszustand einer Statorspulengruppe in Resonanznähe ohne Belastung und sekundärseitigen Wechselrichter. Mit dem Wechselrichter werden in der Nähe des Resonanzpunktes des primärseitigen Reihenschwingkreises die anhand der Figuren 5 bis 7 beschriebenen günstigen Bedingungen für das übertragen und Einstellen der Leistung erreicht.

Zur Darstellung der prinzipiellen Beziehungen zwischen den Spannungen und Strömen des in Fig. 1 gezeigten Übertragungssystems mit parallelen Spulengruppen im Stator wird dieses durch die Ersatzschaltung in Fig. 5 ersetzt.

Sie ist in vier Funktionseinheiten - Primärwechselrichter,

- Übertragungsstrecke,

- Resonanzübertrager

- sekundärer Wechselrichter gegliedert.

Das Zeigerdiagramm in Fig. 5 veranschaulicht die Größen¬ verhältnisse und Phasenbeziehungen der Spannungen und Ströme vom Ausgang des Primärwechselrichters bis zum Eingang des Resonanzüber¬ tragers. Die Beziehungen zwischen den Spannungen und Strömen des Resonanzübertragers werden weiter unten bei der Betrachtung des

StellVerfahrens abgeleitet. Sie sind in den Fig. 6 und 7 für zwei nach unterschiedlichen Betriebsbedingungen ausgelegten Beispielen dargestellt.

Der Primärwechselrichter speist die zu übertragende Leistung in die Übertragungsstrecke ein oder liefert von dem Sekundärsystem abgegebene Leistung an die Spannungsquelle UBI zurück. In dem Beispiel ist der Streckenwechselrichter über den aus der Induktivität Lw und der Kapazität C _w gebildeten Reihenschwingkreis an die Übertragungsstrecke gekoppelt. Da diese einen bei konstanter Spannung Ui betriebenen Parallelschwingkreis darstellt, sind auch Parallelschwing-Wechselrichter für die Speisung der Übertragungsstrecke geeignet.

Die Prinzipschaltbilder zeigen aus Gründen der Vereinfachung

Wechselrichter, die an eine Gleichspannungsquelle angeschlossen sind. Für die praktische Realisierung der Übertragungssysteme sind vor allem Direktumrichter von Bedeutung. Sie ermöglichen die bidirektionale Leistungsübertragung zwischen der Mittelfrequenzsammelleitung und einem Niederfrequenz-Netz ohne Gleichspannungs- oder Gleichstrom- Zwischenkreis.

Im Ersatzschaltbild der Übertragungsstrecke sind alle an die MF- Sammelleitung der Fig. 1 angeschlossenen Induktivitäten und Kapazitäten des vom Sekundärsystem unbedeckten Stators zusammengefaßt. Die Reihenschaltung aus der Induktivität Los und der Kapazität C _s repräsentiert (n - m) unbedeckte Spulengruppen mit der Induktivität Lo und der in Reihe geschalteten Kapazität C. Die Induktivität LBS entspricht der Parallelschaltung aller zur Kompensation der kapazitiven Leerlaufströme lo eingesetzten Blindstromdrosseln LB . Ersatzkapazität C _s und Ersatzinduktivität LBS sind die dominierenden Energiespeicher bei einem längeren Übertragungsstator mit parallelen Spulengruppen und geben der Übertragungsstrecke das Verhalten eines Paral1e1schwingkreises. Damit sprunghafte, durch das Schalten der Leistungshalbleiter verursachte Spannungsänderungen nicht über die MF-Sammelleitung übertragen werden sind zu dieser in Fig. 1 und im Ersatzschaltbild Fig 5 die Kondensatoren C parallelgeschaltet.

Das Ersatzschaltbild des Resonanzübertragers entspricht in seiner Funktion einem aus m Statorspulengruppen und der bewegten Sekundärwicklung gebildeten Transformator mit primär- und sekundärseitig zu den Wicklungen in Reihe geschalteten Kondensatoren.

Diese Ersatzschaltung mit einem sekundären Wicklungsstrang gilt für die Läuferstellungen mit maximaler Sekundärspannung exakt. Da die Maxima der Sekundärspannungen nur τp/4 bei zweisträngiger und χp/6 bei dreisträngiger Wicklung auseinanderliegen, wird bezüglich des grundsätzlichen Systemverhaltens kein wesentlicher Fehler von der Betrachtung nur eines Wicklungsstrangs erwartet.

In der einsträngigen Ersatzschaltung ist das Ersetzen der in Fig. 3 gezeigten Wechselrichter-Schaltprinzipien durch eine Brückenschaltung für das Verstehen von Vorteil.

Bei konstanter Spannung Ui der Übertragungsstrecke bestimmt der sekundärseitige Wechselrichter, wie weiter unten gezeigt wird, Amplitude und Phasenwinkel <Pι des Stromes Ii am Eingang des Resonanzübertragers. Zu diesem Strom sind die über die ganze Übertragungsstrecke aufsummierten kapazitiven Blindströme los, IP und der aufsurrmierte induktive Blindstrom IBS addiert. Der resultierende Gesamtstrom Iw ist der Ausgangsstrom des Primärwechselrichters. Der große, zur Spannung Ui gestrichelte senkrechte Zeiger veranschaulicht die Su mierblindströme der Übertragungsstrecke. Im realen System treten die Summenblindströme wegen der abschnittweise, in Fig. 1 für jede Spulengruppe, ausgeführten Kompensation nicht auf.

Wegen der Konstanz der Spannung Ui auf der Übertragungsstrecke ist auch deren Energieinhalt konstant und von der zu übertragenden Leistung unabhängig. Die Kompensationsdrosseln LB und der zur Ankopplung der Übertragungsstrecke an den Primärwechse richter dienende Reihen¬ schwingkreis aus der Induktivität Lw und der Kapazität Cw sind so ausgelegt, daß der Primärwechselrichter bei der maximal übertragenen Leistung annähernd ohmsch belastet ist.

Nachfolgend werden die Abhängigkeit der zu übertragenden Leistung von den Induktivitäten M, L10, L20 und den Kapazitäten C1 und C2 des Ersatzschaltbildes des Resonanzübertragers in Fig. 5 und das Einstellen dieser Leistung durch den Wechselrichter auf dem bewegten Sekundär¬ system beschreiben.

Dabei wird angenommen, daß die Eingangsspannung Ui und die Ausgangs¬ spannung U2 , wie bei vielen Anwendungen, die eine konstante Gleich¬ spannung ÜB2 auf dem bewegten System erfordern, eine konstante Ampli¬ tude haben und das Einstellen der Ströme Ii , I2 , und Iμ durch Ändern des Phasenwinkels ß zwischen der Eingangsspannung Ui und der Ausgangsspan¬ nung U2 des Resonanzübertragers oder des Phasenwinkels Ϋ2 zwischen der Spannung U2 und dem Stromnetz erfolgt. Zum Einstellen der in den Diagrammen der Fig. 6 und 7 veranschaulichten Phasenwinkel ß oder 2 sind lediglich die Ein- und Ausschaltpunkte, d. h. die leitenden Bereiche der Schalter S1, S2, S3 und S4 des sekundärseitigen Wechsel¬ richters (Fig. 5) in der Winkelläge zu der Spannung Ui oder dem Strom I2 durch eine Steuer- und Regeleinrichtung festzulegen. Die Schalter S1 bis S4 sind dabei, dem Stand der Technik entsprechend, als neuheitliche steuerbare Leistungshalbleiter, beispielsweise MOS-Transistoren oder IGBTs, ausgeführt.

Beim zyklischen Ein- und Ausschalten dieser Schalter erzeugt der

Sekundärwechselrichter an dem Resonanzübertrager die in Fig. 5 symbolisch und in Fig. 6 im zeitlichen Verlauf dargestellte rechteckförmige WechselSpannung U2. Für die Betrachtung der

Übertragungseigenschaften, insbesondere die Berechnung der sich einstellenden Ströme I1 , I2 und Iμ und der zu übertragenen Leistung ist nur die Grundschwingung U21 der rechteckförmigen Spannung U2 von

Bedeutung. Für den Effektivwert dieser Grundschwingung gilt: U

U21 = U2 (1) π ^■ 2

Zwischen den in Fig. 7 als Zeiger dargestellten Grundschwingungs- effektivwerten besteht in der kompletten Schreibweise der Zusammenhang: U21 = Ui V ^• eJ ^ß

Hierbei ist V das Amplitudenübersetzungsverhältnis des Konstantüber¬ tragers unter der Annahme gleicher Windungszahlen auf der steuernden Primärseite und der bewegten Sekundärseite und ß der durch die Steuerung des sekundärseitigen Wechselrichters einstellbare Winkel zwischen den Spannungszeigern von Ui und U21.

In Abhängigkeit von diesen Größen berechnen sich die Ströme des in Fig. 5 dargestellten Resonanzübertragers zu:

X ©2 - X02 Iι = Ui - [V ^• sinß - j ( 1 + V cosß )]/N (2)

XM

I ₂ = Uι - /N

(3)

Iμ = Ui V . cosß] /N

(4)

Die Funktion N des Nenners lautet dabei:

X _ö1 - X01

N = X ₆ 1 - X01 - (X©2 - X02) ( 1). (5)

XM

Für die Phasenwinkel Ψ1 zwischen der Spannung Ui und dem Strom I1 auf der Eingangsseite sowie für den Phasenwinkel ^2 zwischen der Spannung

U21 und dem Strom. I2 auf der Ausgangsseite des Resonanzübertragers gelten die Beziehungen:

X02 - X02

₁ _ _v . _∞S

X61 - X01 cosß + V ( 1 )

XM tan ( ~ 180°) = (7) sinß

In diesen Gleichungen sind

1 1

X 1 = , X 2 =

« Cι ^W C ₂

1 1 1

X01 = , X02 = , XM =

CÜL01 < Lθ2 ύM

die Reaktanzen des Resonanzübertragers bei der Kreisfrequenz ύj - 2Tff, wobei f die durch den speisenden Primärwechselrichter erzeugte Frequenz der Eingangsspannung Ui und des Übertragungssystems ist. Ein für die berührungsfreie Übertragung elektrischer Leistung auf das bewegte System besonders vorteilhaftes übertragungsverhalten wird durch die Anpassung der Kondensatoren C1 und C2 für die Induktivitäten der

Übertrageranordnung erreicht. Wählt man die Kapazitätswerte Ci und C2 so, daß die Bedingungen

X£ι - X01 - XM = 0 (8)

X<έ2 - X02 = 0 (9) erfüllt sind, dann lauten die Funktionen für die Ströme und den Winkel

Ψ ι

Ui

I1 = ^■ (V ^■ sinß - j (V ^• cosß - 1) (10) X01 - X01

Ui

I2 = - j (11)

X<3ι - X01

Ui U21

I _μ = V (sinß - j ^• cosß) = (12) X<£1 - X01 j XM

1 - v ^• cosß tan i = (13)

V • sinß

Die Gleichungen (10) bis (13) zeigen die Eigenschaften der Übertrageranordnung unter den Bedingungen der Gleichungen (8) und (9), die besagen, daß der Eingangskondensator C1 mit der Eingangsinduktivität L01 + M und der Ausgangskondensator C2 mit der ausgangsseitigen Streuinduktivität L02 der Übertrageranordnung in Resonanz sind.

Dabei wird nach Gleichung (11) auf das bewegte System ein Strom I2 übertragen, der von der Gegenspannung U2 oder der Gleichspannung ÜB2 auf dem bewegten System unabhängig ist.

Geht man davon aus, daß auf dem bewegten System ein Energiespeicher in

Form einer Batterie oder eines Kondensators vorhanden ist, der die

Spannung ÜB2 zumindest für einen mehrere Perioden des übertragenen

Stroms I2 dauernden Zeitbereich konstant hält, so kann in diesem

Zeitbereich die Leistung einfach durch die Winkelläge 2 der Spannung U2 , d. h. der Grundschwingung U21 gegenüber dem übertragenen Strom I2 eingestellt werden. Für diese Leistung gilt die Beziehung:

U ₁ 2

P2 _{= v} (cos^ - j • sinf ₂ ) (14)

X« ι - X01

Darin bedeutet der positive Bereich entsprechend den Pfeilrichtungen der

Fig. 5 die von dem Sekundärwechselrichter gelieferte Wirkleistung und ein positiver Imaginärteil die vom Wechselrichter gelieferte induktive Blindleistung. Die Gleichung (14) entsprechende Leistungsgleichung für die Primärweiste berechnet sich aus der Gleichung (10) zu.

U ₁ 2 _Pl _ £ _V . _sin(3 + j ( _{V COS|} 3 - 1)] (15)

XÖ1 - X01

Bei verlustfreiem Übertragungssystem muß die Summe der Realteile der

Leistungsgleichungen (14) und (15) gleich Null sein.

Daraus folgen für die Winkel ß und 2 die Beziehungen: sinß = cos^ _t und ß = - z + 90°) (16)

Damit können der Eingangsstrom I1 der Magnetisierungsstrom Iμ, die Eingangsleistung P1 und der primärseitige Phasenwinkel ^ als Funktion des sekundärseitigen Winkels ^2 dargestellt werden:

Ui

!_, ₌ [- V • cos ^> ₂ + j ( v • sin ^2 + 1)] (17)

X(≥1 - X01

Ui

Iμ = V (- cosH> ₂ + j sinf∑) (18)

X<21 - X01

- U12

Pi = [V ^• cosV∑ + j (v ^• sin^ + 1)] (19)

Xeι X01

Die Darstellung der Ströme und Leistungen des Resonanzübertragers in Abhängigkeit des auf dem bewegten System einstellbaren Winkels z zeigt die besondere Eignung des Verfahrens für die individuelle beruhrungslose Übertragung beliebig einstelbarer elektrischer Leistung auf mehrere, über demselben Primärsystem bewegte Sekundärsysteme. Der Stellbereich des Winkels 2 zwischen der Spannung U2 und dem Strom I2 des sekundärseitigen Wechselrichters erstreckt sich in den Diagrammen der Figuren 6 und 7 entsprechend von - 180 ° bis 0 °. Die zugehörigen Winkel ß liegen dabei nach der Beziehung zwischen + 90 ^* und - 90 ' .

Die Diagramme in Fig. 6 zeigen den zeitlichen Verlauf der Spannungen und Ströme sowie die Stromführungsbereiche der Halbleiter D1 - D4 und S1 bis S4 der Fig. 5. Im Diagramm a sind die Primärspannung Ui und der um 90 ° nacheilende Sekundärstrom I2 dargestellt.

Bei abgeschalteten Halbleiterschaltern S1 - S4 liegt reiner Gleichrichterbetrieb entsprechend Diagramm mit * 2 = - 180 ° vor. Es zeigt die rechteckförmige Spannung U2 , deren Grundschwingung U21 = Un den Magnetisierungsstrom Iμ und den Primärstrom I1 = Iμ - I2. Der Steuerwinkel beträgt in diesem Nennzustand ßN = 90 ° .

Werden während der Stromführung eines Diodenpaares D1 , D4 oder D2, D3 die dazu parallelen steuerbaren halbleiterschalter S1 , S4 oder S2, S3 des sekundärseitigen Wechselrichters von Fig. 5 geschlossen und nach dem Richtungswechsel des Stromes geöffnet, verschiebt sich die Winkellage der Wechselrichterspannung U2 bzw. U21 entsprechend der Abschaltverzö¬ gerung nacheilend gegenüber der Ausgangswinkellage im Gleichrichter¬ betrieb. Dabei nimmt der sekundärseitige Phasenwinkel f 2 zu bzw. der Steuerwinkel ß ab, und der Betriebszustand des Wechselrichters geht von dem Gleichrichterbetrieb in den Wechsel ichterbetrieb mit zunächst ohmsch-induktiver und dann ohmscher Last über.

Im Diagramm c werden die Halbleiterschalter entsprechend dem Winkel 2 = - 90 ' und ß = 0 angesteuert. Der Magnetisierungsstrom Iμ ist phasengleich mit dem Sekundärstrom I2. Das bedeutet, daß der sekundärseitige Wechselrichter die Magnetisierungsblindleistung des Resonanzübertragers liefert und eine kleine, dem Differenzstrom I1 entsprechende Blindleistung in die Übertragungsstrecke einspeist.

Der durch die Ansteuerung der Halbleiter S1 - S4 erzwungene und zum Gleichrichterbetrieb gegenphasige Verlauf der Spannung U2 im Diagramm d der Fig. 6 kennzeichnet den Wechselrichterbetrieb mit ohmscher Last und Leistungsübertragung auf die Primärseite.

Durch einen Pulsbetrieb des sekundärseitigen Wechselrichters kann auch eine kleinere, nicht in einem konstanten Verhältnis zur Gleichspannung ÜB2 stehende sekundärseitige WechselSpannung eingestellt werden. Das bedeutet eine von der sekundärseitigen Gleichspannung ÜB2 unabhängige Reduktionsmöglichkeit des Spannungsverhältnisses v.

Das Diagramm in Fig. 6 zeigt den zeitlichen Verlauf einer sekundärseitigen WechselSpannung U2 _P für den Gleichrichter-Pulsbetrieb. Hierbei wird beispielsweise in der ersten Halbperiode während der Stromführung der Dioden D2 und D3 der Schalter S2 geschlossen, so daß bei der Richtungsunkehr des Stromes I2 über diesen Schalter und die Diode D4 ein Freilaufkreis mit U2 = 0 entsteht, bis der Schalter S2 abschaltet und die Diode D1 den Strom übernimmt.

Für die Darstellung der Diagramme in Fig. 6 wurden für die Praxis realistische Größen wie das Verhältnis der Streureaktanz zur Hauptreaktanz X01 / XM = 0,1 und das Amplitudenverhältnis U21 / Ui = V = 1,4 gewählt. Diese Verhältnisse gelten auch für die

Darstellung der Zeigerdiagramme in Fig. 7. Gegenüber den Diagrammen der Fig. 6 wurde jedoch angenommen, daß die Resonanzbedingung 8 nicht exakt erfüllt ist, sondern beispielsweise mit (X21 - X01 ) / XM = 0,9 um 10 % vom Resonanzfall abweicht. In den Zeigerdiagrammen ändert daher der sekundärseitige Stromzeiger I2 seine Länge und seine Winkelläge zum Bezugszeiger Ui ein wenig. Außerdem dreht sich der sekundärseitige Spannungszeiger U21 nicht von ß = 90 bis ß = - 90 ° sondern nur in dem Winkelbereich von 81 ° bis - 81 ^° .

Das Diagramm a in Fig. 7 zeigt den Nennbetrieb, d. h. den zustand bei sekundärseitigern Gleichrichterbetrieb. Den Reaktanzverhältnissen entsprechend stellt sich dabei der Nennsteuerwinkel ßi = 81 ° zwischen der Primärspannung Ui und der Grundschwingung U2 der Sekundärspannung ein. Der Eingangsstrom I1 hat, durch die Reaktanz des Eingangskonden¬ sators bedingt, nach Gleichung 17 eine kapazitive Komponente.

Die induktive Lastkomponente des Wechselrichters in den Diagrammen b bis d wird durch den Magnetisierungsstrom des Resonanzübertragers verur- sacht. Im Gleicherichterbetrieb liefert der Eingangsreihenkondensator den gesamten Magnetisierungsstrom. Das Dreieck der Ströme im Diagramm b zeigt, daß bei dem Steuerwinkel ß = 40 ° der sekundärseitige Wechselrichter bereits einen erheblichen Teil des Magnetisierungsstromes übernimmt. Bei dem Steuerwinkel ß = 0 ° wird keine Leistung übertragen. Der Magnetisierungsstrom könnt, wie Diagramm c zeigt, zum überwiegenden Teil von dem sekundärseitigen Wechselrichter. Dadurch wird die im rechten Teil der Fig. 4 dargestellte, bei unbelastetem Übertrager kritische Resonanz der Eingangsinduktivität L01+ M mit der in Reihe geschalteten Kapazität C bzw. C1 vermieden. Der Eingangsstrom I1 und damit auch die Spannung an dem Kondensator C1 haben im Diagramm c der Fig. 4 sogar ein Minimum.

Im Bereich negativer Steuerwinkel ß ist der Energiefluß, wie die Winkel zwischen den Zeigerpaaren U21 , I2 und Ui , I1 des Diagramms d zeigen, von der Sekundär- zur Primärseite gerichtet. Die Magnetisierungsblind¬ leistung wird nun wieder, zunehmend bis zum Steuerwinkel ß = 81 ° im Diagramm e, von dem Eingangsreihenkondensator C1 geliefert.

Fig. 8 zeigt das Ausführungsbeispiel eines auf dem bewegten System ange- ordneten Sekundärwechselrichters, welcher die oben beschriebene Einstel¬ lung des Steuerwinkels ß über den sekundärseitigen Lastwinkel z vor¬ nimmt, um bei beliebiger Belastung durch die Verbraucher VB1 und VB2 deren Betriebsgleichspannung ÜB2 auf einen konstanten Wert zu regeln. Als Wechselrichter wird eine Halbbrückenschaltung für zwei sekundäre Wicklungsstränge W1 und W2 nach Fig. 3 verwendet.

Die steuerbaren Schalter S11, S31 und S12, S32 jeder Halbbrücke sind IGBTs (Insulated-Gate-Bipolar-Transistors), die von der Wechselrichtersteuerung WRST über Steuersignale SS11, SS31 , SS12 und SS32 sowie Potentialtrennstufen PT ein- und ausgeschaltet werden. Die Dioden D11, D31 , D12, D32 und die Kondensatoren C21/2, C22/2 haben die gleiche Funktion wie die entsprechenden Bauelemente in Fig. 3 und Fig. 5.

Die von der Statorwicklung Wo auf die bewegten Sekundärwicklungen Wi und W2 übertragenen Ströme I21 und I22 und die diesen Strömen nach den Gleichungen (11) und (14) entsprechende Leistung werden durch den im Gleichrichterbetrieb arbeitenden Wechselrichter dem als Energiespeicher wirkenden Gleichspannungskondensator CG und den Verbrauchern VB1 und VB2 zugeführt. Die Verbraucher haben einen wechselnden Leistungsbedarf, insbesondere ändert sich bei dem als Frequenz-Umrichter-Antrieb ausgebildeten Verbraucher VB2 beim Abbremsen die Richtung des Leistungsflusses. Wie anhand der Figuren 2 und 3 gezeigt wurde, lösen sich die sekundärseitigen Ströme I21 und I22 bei der Bewegung gegenseitig ab. Zur Erfassung dieser Ströme sind an die Zuleitungen zu den Wicklungen W1 und W2 Stromwandler SW1 und SW2 geschaltet, die stromproportionale Meßsignale I21M und I22M zu Stro betrags-Erfassungs- einrichtungen BI21 und BI22 sowie zu Nulldurchgangs-Erfassungseinrich- tungen ND1 und ND2 senden. Diese von den Strombetrags-Erfassungsein- richtungen gebildeten Strombetragssignale |l2i| und 11221 werden in einer Su mierstufe summiert und das Stromsummensignal SI2 einer Leistungsflußregelung LFR zugeführt.

Die Leistungsflußregelung erfaßt außerdem die Betriebsgleichspannung UB2 sowie über den Meßwiderstand Fto den Gesamtstrom IB2 der Verbraucher uns somit deren Leistungsbedarf P2. Wegen der bekannten linearen Beziehungen zwischen der Betriebsgleichspannung UB2 und der Grundschwingung U21 der Wechselrichterausgangsspannung sowie zwischen dem Stromsurmiensignal SI2 und dem Wechselrichterstrom I2 kann die Lastflußregelung LFR nach der Beziehung P2 = U21 ^• I2 ^• cos ∑ (21) den sekundärseitigen Winkel 2 ermitteln und der Wechselrichter¬ steuerung WRST zur Bildung der Steuersignale SS11, SS31, SS12, SS32 vorgeben.

Die Leistungsflußregelung LFR vergleicht außerdem die Betriebsgleich¬ spannung Uβ2 mit dem Sollwertsignal Uβ25 und regelt die Differenz zwischen beiden Spannungen durch vorübergehende Änderungen des Winkels 2 zu Null.

Der Winkel z entspricht nach den Figuren 6 und 7 dem zeitlichen Ab¬ stand der Nulldurchgänge des Wechselrichterstromes I2 und der Wechsel- richterspannung U21 wobei die Nulldurchgänge der Spannung U2 durch das Schalten der Leistungshalbleiter S11, S31, S12 und S32 gegeben sind. Aus den Nulldurchgangssignalen NS1 und NS2 der sekundärseitigen Ströme I21 und I22 , welche die Nulldurchgangserfassungseinrichtungen ND1 und ND2 an die Wechselrichtersteuerung WRST senden, und dem Winkel 2 bestimmt die Wechselrichtersteuerung WRST die Schaltzeitpunkte der steuerbaren Leistungshalbleiter.

Die anhand der Gleichungen und der Fig. 6 bis 7 dargestellten Winkel¬ lagen der Ströme und Spannungen gelten exakt für die Stellung maximaler Kopplung zwischen der ruhenden Wicklung Wo und einer der Wicklungen auf dem bewegten System. Damit nun jeweils die Wicklung mit der maximalen Kopplung ausgewählt wird und in den Übergangsbereichen, das sind die Bereiche um die Schnittpunkte der Hüllkurven Ui (a) und iMa) in Fig. 2, in denen sich zwei Sekundärwicklungen und Wechselrichterzweige in der Stromführung ablösen, stellungsabhängige Korrekturen der Steuerwinkel durchführbar sind, werden die stellungabhängig amplitudenmodulierten Wicklungsspannungen Uπ und UY2 und falls erforderlich auch die in Fig. 8 gestrichelt dargestellten amplitudenmodulierten Strombetragssignale |l2i| und j Σ22 j der Wechselrichtersteuerung WRST zugeführt.

Die Kombination eines Resonanzübertragers mit annähernd konstantem Sekundärstrom und einem sekundärseitigen Wechselrichter ist ein vielseitig verwendbares Stellglied. Es prägt einem Verbraucher mit variabler Gegenspannung Uβ2 , die auch größer als die treibende Spannung Ui sein kann, einen einstellbaren Strom ein, ohne daß die Gegenspannung eine nennenswerte Rückwirkung auf die eingestellte Stromstärke hat. Außerdem besteht die Möglichkeit, von einer kleineren Sekundärspannung ÜB2 gegen eine größere Primärspannung Ui Energie in den Stator zurückzuspeisen.

Ein derartiges Verhalten ist bei Antriebsstellgliedern erwünscht. Der sekundärseitige Wechselrichter kann die Zwischenkreisspannung an die EMK einer Dreh- oder Wanderfeldmaschine anpassen, so daß der dann wesentlich einfachere Antriebsumrichter nur noch die Strangströme fortschaltet. Bremsenergie wird in den Stator des Übertragungssystems und von dort in das Netz zurückgespeist.

Die parallele Speisung von Spulen oder Spulengruppen eines Übertragungs¬ stators über eine Mittelfrequenz-Sammelleitung mit konstanter Spannung und das Einstellen der Leistung auf der Sekundärseite des Übertragungs¬ systems sind die Voraussetzungen für die unabhängige Energieübertragung auf mehrere bewegte Sekundärsysteme über senselben Stator. Dabei können auch mehrere Teilstatoren über dieselbe Sammelleitung gespeist werden.

Linear bewegte Systeme können von Linearmotoren angetrieben werden. Bei konventionellen Langstatormotoren speist ein Umrichter die Antriebs¬ leistung in die Statorwicklung. Dieser aktive Stator erzeugt ein magnetisches Wanderfeld und in Wechselrichtung mit einem Magnetfeld des bewegten Systems die Schubkraft. Eine induktive Energieübertragung gemäß der Erfindung ermöglicht es, mehrere bewegte Systeme mit eigenen Linearmotoren und Antriebsumrichtern auszurüsten und voneinander unabhängig über einen gemeinsamen passiven Stator anzutreiben (s. Fig. 9). Hierbei bestimmt das Motorprinzip den Aufbau des Stators. Bei einem linearen asynchronen Motor kann er beispielsweise als Kurzschlußstator mit in Nuten gegossenen kurzgeschlossenen Windungen aus Aluminium ausgeführt werden. Eine solche Kombination eines beruhrungslosen Mittelfrequenzübertragungssystems mit Linearantrieben bringt neben der Mehrfachausnutzung des Übertrager- und des Antriebsstators erhebliche Einsparungen an Wicklungskupfer und geringere Verluste.

Ein 25-kHz-Übertragerstator benötigt nur einen Bruchteil des für einen leistungsgleichen Antriebsstator mit Wanderfei wicklung erforderlichen Materials. Dieser Unterschied wird umso größer, je langsamer die Geschwindigkeit des bewegten Systems ist, weil der Mittelfrequenzüber- tragerstator für die Leistung, der aktive Antriebsstator für die Schubkraft auszulegen ist. In Verbindung mit einem berührungslosen Übertragungssystem hat die material- und verlustintensive Wanderfeld¬ wicklung nur die Länge des bewegen Systems.

Die erfindungsgemäße Anordnung zur beruhrungelosen induktiven Energie¬ übertragung hat gegenüber den bekannten Anordnungen noch den weiteren Vorteil, daß nur in den Spulen des Stroms, die an der Leistungsüber¬ tragung auf ein Sekundärsystem beteiligt sind, der ganze Primärstrom Ii nach Gleichung (17) fließt, während die von keinem Sekundärsystem bedeckten Statorspulen nur den kleineren Leerlaufstrom lo führen.

Ui lo = j (21)

Xci - Xo

In dieser Beziehung ist Xo die Reaktanz der unbedeckten Spulen. Für das

Verhältnis der Beträge des LeerlaufStromes zum Primärstrom bei fz = - 180 °, d. h. Nennleistung erhält man aus den Gleichungen (8),

(17) und (21): I lo | 1 1

(22)

XM XM

Nach dieser Beziehung ist der auf den Primärstrom bei Nennleistung bezogene Leerlaufström um so kleiner, je größer das Spannungsverhältnis

V, d. h. die Resonanzüberhöhung ist. Nimmt man beispielsweise für

V = jf ^~ 2 , für die auf die Hauptreaktanz XM des Resonanzübertragers bezogene primärseitige Streureaktanz Xoi / XM = 0,1 und für die relative

Reaktanz der von keinem Sekundärsystem bedeckten Pole Xo / XM = 0,4 cm, so ergibt sich für dieses Beispiels

|Io| = 0,82. |IIN |

Die Verluste der unbedeckten Spulen betragen daher nur 68 % der

Verluste, die in den die Nennleistung übertragenden Spulen entstehen.

Für die Kompensation des kapazitiven LeerlaufStromes lo durch die Induktivitäten LB bzw. LBS der Fig. 1 und 5 ist die auf die zu übertragende Nennleistung bezogene Leerlaufblindleistung

Po 1 1

(23) V

Sie beträgt in dem obigen Beispiel

PD

— = 1 kVA/kW PN

Eine Induktivität mit etwa 1 kVA Blindleistung ist bei 25 kHz in einem

Ferrittopfkern mit 40 mm Durchmesser und 30 mm Höhe realisierbar. Die

Kern- und Wicklungsverluste betragen etwa 3 W.

Beim übertragen der Nennleistung wird der Reihenkondensator C in den Figuren 1 und 9 bzw. C1 in Fig. 5 mit der größten Blindleistung RCN = |IIN| ^{2 •} Xci (24) belastet.

Auf die Nennleistung nach Gleichung (14) bezogen erhält man mit den Beziehungen (8) und (17): RSN Xoi V ² + 1

PN XM V

Für die in diesem Beispiel gewählten Zahlenwerte sind:

PEN = 2,3 kVA/kW

Pn

Die Abschätzung des Kondensatorvolumens geht von metallisierten Polypropylen-Folienkondensatoren mit stirnseitiger Kontaktierung aus. Blindleistungen im kVA-Bereich sind in Rollenbauform mit Leistungsdichten bis 0,18 kVA/cm ³ ausgeführt. Ein Kondensator mit 2,3 kVA hat dann etwa eine Länge von 3 cm und einen Durchmesser von 2,4 cm. Die Verluste betragen bei einem Verlustwinkel tan f = 3 ^■ 10 ^-4 etwa 0,7 W.