Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Erzeugung einer Ausgangsspannung, welche eine Referenzspannungserzeugungs- einheit beinhaltet.

Die Erfindung betrifft auch ein Verfahren zur Erzeugung einer Ausgangsspannung, bei welchem die Ausgangsspannung aus einer Referenzspannung erzeugt wird.

Für viele schaltungstechnische Systeme, wie beispielsweise Analogdigitalwandler, Spannungsregler, etc. werden genaue und stabile Spannungsreferenzen benötigt. Fortschreitende Integration, Miniaturisierung und Mobilitätsanforderungen führen gleichzeitig zu steigenden Anforderungen bezüglich der Vereinbarkeit verschiedenster Funktionsgruppen in einem Endgerät, wie beispielsweise Smartphone mit GPS, Luft- und Höhendrucksensor, Temperatursensor, verschiedensten

Wireless-Schnittstellen, etc.

Infolgedessen kommt es zu immer stärker funktionsvernet zten Systemen, bei denen sich die einzelnen Baugruppen

gegenseitig beeinflussen und stören. Ein besonderer Einfluss entsteht durch Schwankungseinflüsse der Betriebsspannung. Diese können beispielsweise verursacht werden durch

Einschalt-/Ausschalt- bzw. Lastvorgänge oder durch andere Baugruppen, welche sich auf den Betrieb der jeweils

interessierenden Baugruppe auswirken. Zur Minderung

derartiger Effekte in Baugruppen mit Spannungsreferenzen muss eine möglichst hohe und frequenzmäßig breitbandige Betriebsspannungs-durchgriffsunterdrückung (PSRR...Power- Supply-Re ection-Ratio) erreicht werden.

Eine Schaltung einer Offset-kompensierten Bandgap- Spannungsreferenz ist beispielsweise aus „Auto-nulled

bandgap reference System and strobed reference circuit",

United States Patent 7,898,320 bekannt. Gemäß diesem Prinzip wird während einer Taktphase Φ = 0 von der Schaltung am

Ausgang V _bg eine Bandgapspannung V _bg von beispielsweise 1,25V generiert . Eine eingangsbezogene Offsetspannung V ₀ s eines Verstärkers

Ampi führt zu einer Verschiebung der Bandgapspannung V _bg . Die Schaltung ermöglicht die Kompensation der Fehlergröße V ₀ s · Dazu wird in der Taktphase Φ = 1 der Wert der Offsetspannung im Kondensator C2 gespeichert, sodass während der Taktphase Φ = 0 eine direkte Auslöschung der Fehlergröße durch die

Differenzbildung am Eingang von Ampi erfolgt. Beim Einsatz der Schaltung in einer gestörten Betriebsumgebung

verschlechtert sich die Stabilität (Konstanz) der

Ausgangsspannung V _bg durch die endliche

Störsignalunterdrückung bezüglich der Versorgungsspannung

Die erreichbare Störsignalunterdrückung wird dabei durch das Betriebspannungsunterdrückungsverhältnis der Verstärker

Ampl/Amp2 und den Störsignaldurchgriff des Transistors Ml bestimmt:

PSRR = 20 * log _w (^) dB ( 1 )

Hierbei sind V _bg und V _d d die Beträge der jeweiligen

Schwankungen um den eigentlichen Mittelwert der

entsprechenden Spannungen. Eine hinreichend hohe Störsignalunterdrückung, das

entspricht einem hohen negativen Wert des PSRR wird mit

Anordnungen nach dem Stand der Technik nur für geringere Frequenzen bis ca. 10kHz erreicht. Derartige Schaltungen sind den PSRR-Anforderungen nicht mehr ausreichend gewachsen. Insbesondere mobile Endgeräte mit hochgenauen Sensorbaugruppen, erfordern PSRR-Werte von -60dB und besser in einem deutlich weiteren Frequenzbereich von weit über 10kHz. Mit herkömmlichen Schaltungskonzepten können hier lediglich Störungen mit bis zu einigen wenigen kHz ausreichend unterdrückt werden. Darüber hinaus soll sogar der Störsignaleinfluss auf der Betriebsspannung im Frequenzbereich des Mobilfunks, welcher bei einigen hundert MHz bis über 1GHz liegt, um wenigstens das 50- bis 100- fache, was in etwa 35...40dB entspricht, reduziert bzw.

gedämpft werden.

Somit besteht ein wesentlicher Nachteil des Standes der Technik darin, dass höherfrequente Störungen im

Frequenzbereich über 10kHz, wie sie beispielsweise in mobilen Consumer-Geräten wie Smart-Phones , Handys, und vielen anderen Geräten vorzufinden sind, nicht unterdrückt werden .

Daher soll eine Anordnung sowie ein zugehöriges Verfahren angegeben werden, mit welchem eine genaue, stabile und betriebsspannungsbezogen breitbandig störfeste

Spannungsreferenz erzeugt wird. Darüber hinaus soll die Lösung einen beliebig einstellbaren Frequenzgang bezüglich des Power-Supply-Re ection-Ratios ermöglichen.

Bei Anordnungen zur Erzeugung einer Ausgangsspannung, welche eine Referenzspannungserzeugungseinheit (1) beinhaltet wird daher vorgeschlagen, dass der Referenzspannungserzeugungs- einheit (1) ein getaktetes digitales Filter (2) nachgeschaltet ist, welches eine wertkontinuierliche

zeitdiskrete Tiefpassfilterfunktion aufweist und dass das Filter (2) einen Ausgang (3) zur Ausgabe der

Ausgangsspannung aufweist.

Der Referenzspannungserzeugungseinheit (1) wird für eine Störsignalunterdrückung ein Filter (2) nachgeschaltet.

Dieses Filter (2) kann ein digitales Filter sein, welches eine Tiefpassübertragungsfunktion aufweist. Dieses Filter (2) weist erfindungsgemäß, oberhalb seiner Grenzfrequenz, also in dem für die vorliegende Erfindung wesentlichen

Frequenzbereich, eine sich periodisch wiederholende

Übertragungsfunktion mit einer Periodendauer f _c auf.

Somit wird eine verbesserte Störsignalunterdrückung

insbesondere bei Frequenzen im Bereich über 10 ⁴ Hz erreicht.

In einer Ausgestaltung der Anordnung ist vorgesehen, dass das Filter (2) ein IIR-Filter oder FIR-Filter ist.

Als Filter (2) können digitale Filter mit verschiedenen Filtercharakteristika wie beispielsweise FIR-Filter

(FIR... finite impulse response filter) oder IIR-Filter

(HR... infinite impulse response filter) eingesetzt werden.

In einer weiteren Ausgestaltung der Anordnung ist

vorgesehen, dass mehrere IIR-Filter 1. Ordnung kaskadiert angeordnet sind. Eine weitere Verbesserung des PSRR kann durch eine

Kaskadierung, also beispielsweise einer Reihenschaltung mehrerer IIR-Filter nacheinander, erreicht werden.

In einer besonderen Ausgestaltung der Anordnung ist

vorgesehen, dass das Filter (2) ein kombiniertes IIR-FIR TP- Filter ist.

Eine weitere Möglichkeit der Filterausgestaltung besteht in einer Kombination von HR- und FIR-Filter, wobei zusätzlich eine Abtastratenreduktion zur Anwendung kommen kann. In einer Ausgestaltungsform der Erfindung ist vorgesehen, dass das Filter (2) mit einer Takterzeugungseinheit (4) verbunden ist, bei welcher zwischen einem

Betriebsspannungseingang (Vdd) (5) der Takterzeugungseinheit (4) und einem Massepotential (6) eine Reihenschaltung, bestehend aus einem Widerstand Rb (7) und einer Kapazität Cb (8), mit einem Mittenabgriff (Vddi) (9) angeordnet ist und dass ein Versorgungsspannungseingang (vddl) einer den Takt erzeugenden Logik (II) (10) mit dem Mittenabgriff (Vddi) (9) verbunden ist. Eine weitere Maßnahme zur Reduzierung von Störsignalen, welche beispielsweise einer Betriebsspannung 5 überlagert sein können, ist eine zusätzliche Dämpfung dieser

Störsignalanteile mittels eines RC-Gliedes 7, 8 im

Betriebsspannungspfad der Takterzeugungseinheit 4. Somit wird die einer Takterzeugungslogik II 10, beispielsweise einem Flip-Flop, innerhalb der Takterzeugungseinheit 4 zugeführte Spannung Vddl bezüglich hochfrequenter

Störanteile gefiltert.

Bei Verfahren zur Erzeugung einer Ausgangsspannung, bei welchem die Ausgangsspannung aus einer Referenzspannung erzeugt wird, wird vorgeschlagen, dass die erzeugte

Referenzspannung einer Filterung mittels eines getakteten digitalen Filters mit einer Tiefpassübertragungsfuntion unterzogen wird, wobei das Filter eine wertkontinuierliche und zeitdiskrete Arbeitsweise aufweist.

Durch diese erfindungsgemäße Filterung der Referenzspannung werden hochfrequente Störanteile der Ausgangsspannung beseitigt, insbesondere im Bereich über 10 ⁴ Hz. Diese

Filterung erfolgt mittels digitaler Filter, welche

beispielsweise eine I IR-Tiefpass- oder FIR-Tiefpass- Filtercharakteristik aufweisen.

In einer Ausgestaltung des Verfahrens ist vorgesehen, dass bei der Erzeugung des Taktes für das Filter eine Dämpfung von hochfrequenten Störsignalanteilen erfolgt.

Zur Vermeidung von Störsignalanteilen, welche einer

Betriebsspannung Vddi überlagert sind und die

Ausgangsspannung beeinflussen, wird eine zusätzlich Dämpfung hochfrequenter Störsignalanteile mittels eines RC-Gliedes im Betriebsspannungspfad der Takterzeugungseinheit realisiert.

Die Erfindung soll nachfolgend anhand eines Ausführungs ^¬ beispiels näher erläutert werden. In den zugehörigen

Zeichnungen zeigt

Fig. 1 eine Anordnung zur Erzeugung einer Offset- kompensierten Bandgap-Spannungsreferenz nach dem Stand der Technik,

Fig. 2 eine grafische Darstellung des Verlaufs eines

BetriebspannungsunterdrückungsVerhältnisses PSRR am Ausgang „Vbg" der Anordnung aus Figur 1 in Abhängigkeit von der Frequenz,

Fig. 3 eine Anordnung einer erfindungsgemäßen Bandgap- Spannungsreferenz mit verbesserter

StörSignalunterdrückung,

Fig. 4 eine Prinzipdarstellung einer I IR-Filterstruktur im Bildbereich,

Fig. 5 zwei grafische Darstellungen eines Dämpfungsverlaufs der Filterfunktion in Abhängigkeit der Frequenz,

Fig. 6 eine grafische Darstellung des PSRR am Ausgang

rr Vbgc" der Anordnung aus Fig. 3 bei Verwendung der erfindungsgemäßen Bandgapschaltung und eines zeitdiskreten Filters,

Fig. 7 eine grafische Darstellung der Wirkung des Filters in einer realen Störsignalumgebung im stationären

Zustand,

Fig. 8 eine grafische Darstellung eines

Einschwingvorgangs eines IIR-Filters 1. Ordnung beim Systemstart,

Fig. 9 eine Prinzipdarstellung einer kapazitiven

Störsignaleinkopplung über die CMOS-Schalter und

Fig. 10 einen LDO-Regler mit NMOS Pass-Transistoren.

Schaltungen nach dem Stand der Technik, wie in der Figur 1 dargestellt, sind den Anforderungen nach einem ausreichenden Betriebsspannungsunterdrückungsverhältnis nicht mehr

ausreichend gewachsen.

Figur 2 zeigt einen typischen Verlauf der

Störsignalunterdrückung für eine Anordnung wie in Figur 1 dargestellt. Eine hinreichend hohe Störsignalunterdrückung, das entspricht hohen negativen Werten des PSRR, wird nur für geringere Frequenzen f < 10kHz erreicht. Dies ist

dargestellt in der Figur 2 auf der

X-Achse im Bereich der Frequenz bis freq=10 ³ Hz.

Eine signifikante Verbesserung der Störsignalunterdrückung insbesondere bei hohen Frequenzen wird durch die in Figur 3 gezeigte erfindungsgemäße Schaltung erreicht. Die vier zusätzlichen CMOS-Schalter bilden gemeinsam mit den Kapazitäten Cu, C±2 und C _h ein wertkontinuierliches

zeitdiskretes Tiefpassfilter 2. Das notwendige Taktsignal wird zweckmäßig vom vorhandenen Takt der Offsetkompensat ion abgeleitet. Dazu wird das Taktsignal Φ an das D-Flip-Flop II 10 geführt, welches die Taktsignale Φ ₁ und Φ ₁ erzeugt.

Die Ladung, die am Ende der Taktphase Φ ₁ im Kondensator Cu gespeichert ist, sei Qi(_k) . In der darauf folgenden Taktphase Φ _] _ erfolgt ein Ladungsausgleich zwischen der in Cu

gespeicherten Ladung Qi(_k) und der im Kondensator C _h schon vorhandenen Ladung Qh(k— 1) bis sich über beiden

Kondensatoren die gleiche Spannung V _vbgc (k) eingestellt hat. Am Ende der Taktphase Φ ₁ gilt somit für die gespeicherte Ladung Q _s (k) in der Summenkapazität Cn+C _h :

( 2 )

Wobei Q _s (.k) nach erfolgter Z-Transformat ion

Der Kondensator C 2 wird dazu genutzt, den eben beschriebenen Ladungstransfer mit dem invertierten Taktsignal zu

realisieren. Es gilt:

Die Übertragungsfunktion H _TP (z) = V _vbgC ( z ) /V _vbg ( z ) ergibt sich unter Nutzung der Beziehung Q = C * V zu:

-1 ( 4 ) C _h +Ci Dabei ist * der sogenannte Faltungsoperator.

Das in der Figur 4 dargestellte Blockschaltbild verdeutlicht die I IR-Filterstruktur .

Bedingt durch die zeitdiskrete Signalverarbeitung kommt es zu einer periodischen Wiederholung der Übertragungsfunktion im Frequenzbereich mit der Periodendauer f _c . Dabei

kennzeichnet f _c die Taktrate des zeitdiskreten Filters 2, die identisch ist mit der Taktrate ί _φ der Offsetkompensat ion .

Figur 5 zeigt exemplarisch für die Werte Ci = 80fF, C _h = 7, 16pF und f _c = 220kHz den Betrag der Übertragungsfunktion. Allgemein gilt für das Filter 2 in Figur 4:

Die 3dB-Bandbreite beträgt B _TPf 3 _dB = 400Hz und die 40dB- Bandbreite liegt bei B _TPf4 odB = 41,6kHz. Bei allen ganzzahligen Vielfachen von f _c tritt somit eine Bandfilterfunktion mit der 3dB-Bandbreite B _B p = 800Hz auf. Durch die geeignete Wahl der Taktrate f _c wird eine signifikante Verbesserung der

Störsignalunterdrückung insbesondere bei hohen Frequenzen erreicht. Unter der Annahme eines Störsignals mit konstanter Rauschleistungsdichte ergibt sich eine mittlere Dämpfung von

AmeanidB] = 10 · lg ( 6 )

Je

Mit den oben genannten Beispielwerten ergibt sich eine mittlere Dämpfung von A _mea n = 22,5dB.

Die Dämpfungscharakteristik des zeitdiskreten Filters 2 kann auf zwei verschiedene Arten an ein vorgegebenes

Störsignalszenario angepasst werden:

1. Änderung der Taktrate f _c Die Änderung der Taktrate f _c des zeitdiskreten Systems führt unmittelbar zu einer veränderten Periodendauer im

Frequenzbereich. Damit können auch im laufenden Betrieb der Schaltung unerwünschte Durchlassbereiche, die durch die periodischen Wiederholungen bedingt sind, in unkritische Spektralbereiche verschoben werden.

2. Anpassung der Übertragungsfunktion H(z)

Die Filterübertragungsfunktion H(f) muss für f=0 den Wert Eins annehmen, damit die eigentliche Bandgapspannung

unverfälscht am Signalausgang erscheint. Implizit damit verbunden ist die Eigenschaft, dass bei allen ganzzahligen Vielfachen von f _c die Filterübertragungsfunktion ebenfalls gleich Eins ist. Um diese unerwünschten Durchlassbereiche des Filters so schmalbandig wie möglich zu halten, muss H(z) einem Tiefpassfilter mit möglichst kleiner 3dB-Grenzfrequenz entsprechen .

Die 3dB-Grenzfrequenz des I IR-Tiefpassfilters 1. Ordnung nach Figur 4 wird durch den Parameter al in Gleichung (5) festgelegt. Dabei gilt, umso kleiner al ist, umso geringer ist die 3dB-Grenzfrequenz und umso größer ist die mittlere Dämpfung nach Gleichung (6) .

Eine weitere Verbesserung der Filterwirkung ist durch

Kaskadierung von IIR-Filtern 1. Ordnung möglich. Ebenso kann das Filter 2 als kombiniertes IIR-FIR TP-Filter mit

Abtastratenreduktion realisiert werden. Eine derartige

Anwendung ist in Yo-Chuol Ho, Robert Bogdan Staszewski, Khurram Muhammad, Chih-Ming Hung, Dirk Leipold, and Kenneth Maggio: "Charge-Domain Signal Processing of Direct RF

SamplingMixer with Discrete-Time Filters in Bluetooth and GSM Receivers", EURASIP Journal onWireless Communications and Networking, Volume 2006, Pages 1-14 beschrieben. Als ein konkretes Beispiel der vorgestellten Methode zeigt Figur 6 die PSRR-Verbesserung unter Verwendung der in der Figur 5 dargestellten Filterfunktion. In der Figur 7 ist die Wirkung des Filters im Zeitbereich dargestellt. Als

Störsignal wurde am Knoten Vdd ein rauschähnliches

Breitbandstörsignal der Bandbreite B _N = 10MHz, _V n,rms = 52mV, PAR = 6 eingekoppelt. Die Taktrate der Offsetkompensation beträgt ί _φ = 220kHz. Am Ausgang des wertkontinuierlichen zeitdiskreten IIR-Filters ist auch im Zeitbereich die signifikante Verbesserung der Störsignalunterdrückung zu erkennen. Die mittlere Kurve zeigt V _bgc (Ausgang des IIR- Filters) mit einer maximalen Schwankungsbreite von nur 222, 7pV, ausgehend von einer ursprünglichen

Schwankungsbreite der Betriebsspannung, Vdd (dargestellt im unteren Diagramm) von 298,6mV.

Eine veränderte Situation entsteht, wenn die

Offsetkompensation mit einer sehr geringen Taktrate

(ί _φ < 1kHz) ausgeführt werden soll. Damit in diesem Fall der Einschwingvorgang des zeitdiskreten Filters 2 beim

Systemstart in hinreichend kurzer Zeit abgeschlossen ist, muss für diese Zeit die Taktrate der Offsetkompensation hinreichend hoch gewählt werden, siehe Figur 8

mit f _c = 220 kHz und r _IIR = 408 5.

In einem derartigen Fall wird also während des

Einschwingvorgangs eine höhere Taktrate gewählt und nach erfolgtem Einschwingen in eine niedrigere Taktrate

gewechselt .

Weiterhin kann die Taktrate der Offsetkompensation nicht beliebig klein gewählt werden, da im selben Maße die

Filtertaktrate abnimmt und der aktuelle Filterzustand nur eine endliche Zeit Ti am Filterausgang erhalten werden kann. MOS-Leckströme innerhalb der CMOS-Schalter verursachen die Entladung der Kapazität C _H . Während der Zeit ΊΊ können die CMOS-Schalter als statische Schalter angesehen werden. Damit verändert sich bezüglich des Knotens V _gbc der dominante

Einkoppelpfad für die Störsignale, die der Betriebsspannung überlagert sind. Die Figur 9 zeigt die Störsignalpfade, die durch kapazitive Kopplung innerhalb der CMOS-Schalter verursacht werden.

Um auch in diesem Betriebsfall eine ausreichende

Störsignalunterdrückung zu gewährleisten, erfolgt eine zusätzliche Dämpfung von hochfrequenten Störsignalen über das RC-Glied bestehend aus R _b und C _b , wie in der Figur 3 dargestellt .

Die effektive Rauschspannung am Knoten V _gbc ist durch das kT/C-Rauschen der Kapazität C _h am Ausgang des IIR-Filters festgelegt.

Dabei ist k die Bolt zmann-Konstante ( 1 , 3 8 06 48 9 8 * 1 CT ²³ J/K) und T die Temperatur (in Kelvin) eines Kondensators mit der Kapazität C, im vorliegenden Fall C _h - In dem untersuchten Beispiel beträgt die effektive Rauschspannung bei

Raumtemperatur V _n , _rms = 2 4 μν .

Zusammenfassend wird folgende Lösung vorgeschlagen, um eine hohe Betriebsspannungsdurchgriffsunterdrückung (PSRR) für einen weiten und über ein geeignetes zeitdiskretes Filter theoretisch beliebig einstellbaren Frequenzbereich bei der Verwendung von Bandgap-Spannungsreferenzen zu realisieren:

Einsatz eines zeitdiskreten Filters 2 zur Unterdrückung hochfrequenter Störanteile

Ausführung des zeitdiskreten Filters 2 als IIR-Filter

Berücksichtigung & Kompensation des sich ursprünglich verändernden Störsignalpfades bei niederfrequenten Schwankungen durch ein RC-Glied 7, 8

Eine Verallgemeinerung dieser Lösung kann dadurch realisiert werden : · Einsatz eines zeitdiskreten Filters 2 zur Unterdrückung hochfrequenter Störanteile mit beliebigem

Dämpfungsprofil

Ausführung des zeitdiskreten Filters 2 als IIR-Filter oder FIR-Filter · Berücksichtigung & Kompensation des sich ursprünglich verändernden Störsignalpfades bei niederfrequenten Schwankungen durch ein analoges RC-Filter 7, 8 oder RL- Filter oder RLC-Filter beliebiger Ordnung, was

gleichsam beliebige Dämpfungsprofile im niedrigeren Frequenzbereich bis hin zu 0Hz ermöglicht

Beispielanwendungen der Erfindung:

Kombination einer derartig verbesserten BG- Spannungsreferenz für (LDO-) Regler

Kombination einer derartig verbesserten BG- Spannungsreferenz für AD-Wandler

Kombination einer derartig verbesserten BG- Spannungsreferenz für DA-Wandler

Kombination einer derartig verbesserten BG- Spannungsreferenz als Vergleichswert in Sensorsystemen Wegen der sehr guten Unterdrückung von Störsignalen, die der Betriebsspannung überlagert sind, bietet sich der Einsatz der erweiterten Offset-kompensierten Bandgap- Spannungsreferenz in so genannten Low-Dropout (LDO) -Reglern an. LDO-Regler mit einem NMOS-Regeltransistor haben wegen ihrer geringen Ausgangsimpedanz eine inhärent gute

Störsignalunterdrückung bei hohen Frequenzen. Einen

derartigen Regler zeigt Figur 10. Eine derartige Anordnung ist in 0. Chevalerias, F. Rodes, K. Salmi, C. Scarabello:

"4-V 5-mA low drop-out regulator using series pass N-channel MOSFET", Electron. Lett . , vol. 35, pp . 1214-1215, July 1999 beschrieben .

Es ist offensichtlich, dass die gute Störsignalunterdrückung am Ausgang des Reglers jedoch nur erreicht werden kann, wenn die Spannungsreferenz V _ref ebenfalls eine hinreichend hohe Störsignalunterdrückung aufweist .

Hier bietet der Einsatz der verbesserten Bandgap- Spannungsreferenz die Möglichkeit, derartige LDO-Regler mit absolut hoher und breitbandiger Störsignalunterdückung zu realisieren. Diese sind aufgrund ihrer inhärenten

Eigenschaften geeignet, um Applikationen und Systeme mit niedriger Betriebsspannung und potentiell niedrigem

Energieverbrauch und hohen Ansprüchen an

Störeinflussfreiheit zu realisieren, z.B. hochauflösende, hoch-genaue Sensorapplikationen in Smart-Phones ,

medizinischen Geräten, etc.

Anordnung und Verfahren zur Erzeugung einer Ausgangsspannung

Bezugszeichenliste

1 Referenz spannungserzeugungseinheit

2 digitales Filter

3 Ausgangsspannungs-Ausgang

4 Takterzeugungseinheit

5 Betriebsspannungseingang Vdd

6 Massepotential

7 Widerstand Rb

8 Kapazität Cb

9 Mittenabgriff Vddi

10 Takterzeugungslogik II