Die Erfindung betrifft einen bidirektionalen Batteriewechselrichter nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 und des Anspruchs 2.

Bidirektionale Wechselrichter dienen einerseits dazu, eine DC-Batterie- spannung von beispielsweise 12 Volt in eine 50 Hz oder 60 Hz AC- Spannung von z. B. 230 Volt umzuwandeln, aber auch andererseits dazu, die Batterie aus der AC-Spannung aufzuladen. Der Energiefluss findet sowohl von der Batterie zu einem DC/AC-Wandler statt als auch vom DC/AC-Wandler zur Batterie statt. Hierbei tritt das Problem auf, dass bei solchen kleinen DC-Spannungen relativ große Durchlassverluste eintreten.

Ein Wechselrichter mit einer primärseitigen Halbbrückenanordnung und einer sekundärseitigen Vollbrückenanordnung ist aus der EP 0820 893 A2 bekannt.

Aus der EP 1 458 084 A2 ist ein bidirektionaler DC-DC-Wandler bekannt. Dieser umfasst eine eingangsseitige Brückenschaltung, eine ausgangsseitige Brückenschaltung und einen zwischen beiden

Schaltungen geschalteten Transformator mit einem Resonanzkondensator und eine Resonanzinduktivität.

Ein DC-AC-Wandler mit einem Transformator, der primärseitig zwei Wicklungen mit Mittenabgriff aufweist, der zu einer leistungselektronischen Mittelpunktschaltung mit Halbleiterschaltern geschaltet ist und

sekundärseitig eine Wicklung aufweist, ist in der US 6,507,503 B2 gezeigt und beschrieben.

Weitere Wandler-Schaltungen sind in der DE 40 13 506 A1 und in der US 2003/0142513 A1 offenbart.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Wechselrichter zu schaffen, der einen hohen Wirkungsgrad aufweist.

Diese Aufgabe wird durch einen Wechselrichter mit den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruches 1 in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffs gelöst.

Durch die Erfindung werden alle Vorteile des resonanten Schaltens genutzt, ohne den Nachteil großer Durchlassverluste auf der Unterspannungsseite in Kauf nehmen zu müssen. Hierbei kann eine hohe Schaltfrequenz eingesetzt werden. Dadurch kann ein Planartransformator, der nach einer bevorzugten Ausführungsform vorgesehen ist, eingesetzt werden.

Die vorliegende Erfindung kombiniert die Vorteile von geringen Durchlassverlusten und der Einsatzmöglichkeit eines Planartransformators, ohne die Nachteile einer ungünstig hohen Transformatorscheinleistung sowie Schaltüberspannungen auf der Primärseite, einen eingeschränkten Betriebsbereich und große Durchlass- sowie Schaltverluste auf der Niederspannungsseite in Kauf nehmen zu müssen. Oder anders ausgedrückt bedeutet dies, dass mit der erfindungsgemäßen Topologie gegenüber dem Stand der Technik eine sehr verlustarme vollresonante Schaltung auf der Hochstromseite dadurch ermöglicht wird, dass in Betriebsbereichen, wo eine Spannungsanpassung erfolgen muss, die Anpassstufe (Hoch-Tiefsetzsteller) aktiviert wird.

Erfindungsgemäß ist vorgesehen, dass ein DC-AC-Wandlerschaltungsteil vorhanden ist, das an der Ausgangsseite des Wechselrichters liegt und einen Hoch-Tiefsetzsteller aufweist, der zwischen dem DC-DC-Wandler und dem DC-AC-Wandlerschaltungsteil zwischengeschaltet ist. Dadurch werden Schaltverluste durch einen nicht optimalen Betrieb, in dem der DC- DC-Wandler nicht resonant geschaltet werden kann und eine ungünstige StromVSpannungsauslegung im optimalen Betriebspunkt vermieden.

Dadurch, dass ein resonant schaltender Teil in versetzt taktende Teilschaltungen aufgeteilt ist, ist eine geringe Kondensatorbelastung und ein geringer HF-Rippelstrom in der DC-Quelle gegeben.

Zweckmäßigerweise liegt die Taktfrequenz der Halbbrückenschaltung unterhalb der Resonanzfrequenz, die von der Transformatorstreu- induktivität und dem Resonanzkondensator bestimmt wird, abhängig davon, ob ein solcher Kondensator vorgesehen ist oder zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren. Die Resonanzfrequenz ergibt sich aus der Streuinduktivität des Transformators und der Reihenresonanzkapazität bzw. aus der Streuinduktivität des Transformators und den in Reihe geschalteten Kondensatoren. Durch die Wahl dieser Taktfrequenz werden die Halbleiter sowohl stromlos ein- als auch abgeschaltet.

Wenn die Taktfrequenz der Halbbrückenschaltung unterhalb der Resonanzfrequenz liegt, die sich aus der Streuinduktivität des Transformators und der Reihenresonanzkapazität ergibt, dann sollte immer dann eingeschaltet werden, wenn der Strom null ist, da in diesem Fall die Schaltverluste gering sind bzw. nicht vorhanden sind. Nach einer weiteren vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung ist eine synchrone Ansteuerung des Hoch- Tiefsetzstellers und des Resonanzwandlers vorgesehen. Die synchrone Ansteuerung hat den Vorteil, dass die effektive Strombelastung in den Kondensatoren des Wechselrichters vermindert wird.

Besonders günstig ist es, wenn der Transformator als Planartransformator ausgebildet ist, wobei dieser und mit zwei Leiterplatten versehen ist. Sowohl der Transformatorkern, als auch die Leiterplatten sind in einem Gehäuse untergebracht. Ein Gussgehäuse ist preiswerter herzustellen, da Vorsprünge im Gussgehäuse, die erforderlich sind, wenn ein solcher Planartransformator verwendet wird, leichter herzustellen sind. Ein Planartransformator mit zwei Leiterplatten ist darüber hinaus preiswerter herzustellen als einer mit einer großen Leiterplatte. Eine große Leiterplatte ist teurer als zwei kleine Leiterplatten.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Ein Ausführungsbeispiel wird anhand der Zeichnungen näher erläutert, wobei weitere vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung und Vorteile derselben beschrieben sind.

Es zeigen:

Hg. 1 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen DC/DC-Wandlers,

Fig. 2 ein Ersatzschaltbild des Transformators HFT,

Fig. 3 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen DC-DC-Wandlers mit zwei HF Transformatoren, Fig. 4 eine Schnittdarstellung eines Planartransformators, und

Fig. 5 eine weitere Darstellung des Planartransformators.

Fig. 6 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen DC-DC-Wandlers mit

Halbbrückenkondensatoren als Resonanzelemente; Fig. 7 Transformatorstrom und Transformatorspannung auf der Transformatorsekundärseite

In den Figuren sind gleiche Teile mit denselben Bezugszeichen versehen.

Fig. 1 zeigt einen erfindungsgemäßen Wechselrichter 1 beispielsweise für die Versorgung von AC-Verbrauchern in Inselnetzen. Dieser ist an eine Batterie 2 angeschlossen. Der Wechselrichter 1 umfasst ein DC/DC- Wandlerschaltungsteil 3 mit einem parallel an die Batterie 2 angeschlossenen Kondensator 4 und einen HF-Transformator HFT.

Weiterhin umfasst der Wechselrichter 1 ein DC/AC-Wandlerschaltungsteil 5, das an der Ausgangsseite des Wechselrichters 1 liegt und einen Hoch- Tiefsetzsteller 8, der zwischen dem DC/DC-Wandlerschaltungsteil 3 und dem DC/AC-Wandlerschaltungsteil 5 zwischengeschaltet ist. Das DC/AC- Wandlerschaltungsteil 5 ist einphasig ausgebildet.

Der Wechselrichter 1 ist als bidirektionaler Batteriewechselrichter ausge- bildet und dient zur Erzeugung einer AC-Ausgangsspannung aus der

Batteriespannung in einem Entladebetrieb und zum Laden der Batterie 2 im Ladebetrieb. Der HF-Transformator HFT bildet mit einem Resonanzkondensator 6 einen Resonanzkreis.

Fig. 2 zeigt ein Ersatzschaltbild des Transformators HFT. Erfindungsgemäß weist der Transformator HFT primärseitig zwei Wicklungen 11 , 12 mit einem Mittelabgriff 20 auf, der zu einer leistungselektronischen Mittelpunktschaltung mit Halbleiterschaltern 21 , 31 geschaltet ist, wobei sekundärseitig eine Wicklung 13 vorhanden ist, an der der Resonanzkondensator 6 in Serie geschaltet ist. Die Halbleiterschaltern 21 , 31 bilden eine Mittelpunktschaltung.

In Fig. 2 sind die primärseitigen Streuinduktivitäten 15, 16 und die sekundärseitige Streuinduktivität 17 dargestellt. Mit dem Bezugszeichen 14 ist der Transformatorkern gekennzeichnet. Mit dem Bezugszeichen 20 ist der Mittelabgriff gekennzeichnet. Bezugszeichen 10 bezeichnet eine zusätzliche Induktivität.

Die Halbleiterschalter 21 , 31 schalten abwechselnd und erzeugen die für die Spannungstransformation erforderliche Wechselspannung, die sekundärseitig durch die Halbleiterelemente 41 , 51 , 61 , 71 in Brücken- Schaltung wieder in eine Gleichspannung umgewandelt wird und durch einen Glättungskondensator 7 geglättet wird. Der DC-DC-Wandlungsteil arbeitet in einem konstanten Betriebspunkt, so dass dessen Ein- und Ausgangsspannung in einem festen - durch das Übersetzungsverhältnis des Transformators vorgegebenen - Verhältnis zueinander stehen.

Durch die resonante Betriebsweise sind hohe Schaltfrequenzen von über 50 kHz zweckmäßig, so dass ein Planartransformator eingesetzt werden kann. Planartransformatoren können nämlich nur für Frequenzen oberhalb von 50 kHz sinnvoll eingesetzt werden.

Vorzugsweise liegt die Resonanzfrequenz des Wechselspannungskreises, die sich aus Streuinduktivitäten der Transformator HFT und einer Serien- resonanzkapazität 6 (Fig. 1), oberhalb der Taktfrequenz der Halbleiterschalter. Dadurch können die Halbleiterschalter 21 , 31 sowohl stromlos ein- als auch ausgeschaltet werden.

Vorgesehen ist der Einsatz des Hoch-Tiefsetzstellers 8, um die Schaltung für stark schwankende Batteriespannungen einsetzen zu können. Durch den Hoch-Tiefsetzsteller 8 wird vermieden, dass die Zwischenspannung bei kleinen Batteriespannungen so weit einbricht, dass keine Ausgangsnennspannung mehr erreicht wird. Wenn im Ladebetrieb mit niedriger Batteriespannung im DC-DC-Wandler die Pulsbreite reduziert würde, kann kein resonanter Betrieb mehr gewährleistet werden. Dadurch würden Schaltverluste durch einen nicht optimalen Betrieb verursacht. Insbesondere wird ein Hoch-Tiefsetzsteller 8 eingesetzt, der die variable Batteriespannung auf eine konstante Spannung am Kondensator 19 anpasst. Der Hoch- Tiefsetzsteller 8 besteht aus einer Drossel 18, den Schaltelementen 141

und 151 und dem Kondensator 19. Wenn die Eingangsspannung (Batteriespannung) höher ist als z. B. 12 Volt, dann steigt die Spannung am Kondensator 19 proportional mit der Eingangsspannung an. Dann braucht der Hoch-Tiefsetzteller nicht mehr getaktet werden.

Wie Fig. 3 veranschaulicht, kann die Transformatorschaltung in zwei Teilschaltungen mit zwei HF-Transformatoren HFT1 und HFT 21 aufgebaut sein. Hierbei werden die Anordnungen versetzt getaktet, wodurch eine geringere Kondensatorbelastung und ein geringer HF-Ripplestrom in der DC-Quelle gegeben ist. Beide der in Fig. 3 dargestellten Teilschaltungen sind als Halbbrückenanordnung ausgeführt. Bei einer Ausgestaltung mit Halbbrücken ergibt sich ein nur halb so großes Trafoübersetzungsverhältnis. Ein kleineres Transformatorübersetzungsverhältnis ist vorteilhaft, weil dann die Streuinduktivität 15 und 16 durch das Übersetzungsverhältnis transformiert von der Oberspannungsseite nicht zu groß werden.

Eine Halbbrückenanordnung benötigt weniger Halbleiterschalter und verursacht dadurch weniger Kosten.

Der in Fig. 4 gezeigte Planartransformator 29 ist in einem Aluminiumgussgehäuse 24 eingebettet und weist zwei Leiterplatten 22, 23 auf. Die Leistungshalbleiter können in SMD-Bauweise ausgeführt sein. Wie in Fig. 5 gezeigt ist, weist der Transformator eine Primärwicklung 26 und eine Sekundärwicklung 27 auf, die auf einer Leiterplatte 25 angeordnet sind. Der Drosselkern 30 ist mit einem Luftspalt versehen und ist ebenfalls in die Leiterplatte 25 integriert. Er wird nur von der Sekundärwicklung 27 und nicht von der Primärwicklung 26 magnetisiert.

In Fig. 6 ist eine Ausgestaltung der Schaltung dargestellt, bei der die

Kondensatoren 34, 35 zusammen mit der Streuinduktivität von HFT einen Resonanzkreis bilden. Bei einer solchen Ausgestaltung werden die

parasitären Kondensatoren der Halbleiterschalter 21 , 31 vor dem Einschalten durch die Ströme in der Hauptinduktivität des Trafos auf besonders niedrige Werte entladen. Dadurch entstehen kleinere Einschaltverluste. Die bei dieser Ausgestaltung auftretenden Transfor- matorströme und Spannungen auf der Sekundärseite entsprechen der Darstellung in Fig. 7. Fig. 7 zeigt Strom 60 und Spannung 50 auf der Transformatorsekundärseite.

Der DC/AC-Wandler 5 kann als H-Brücke zur Wandlung einer einphasigen AC-Spannung oder als Dreiphasenbrϋcke zur Wandlung einer dreiphasigen AC-Spannung ausgeführt sein.

Vorteilhaft kann auch eine Anordnung sein, bei der der DC/AC-Wandler 5 immer in der Weise betrieben wird, dass die Spannung am Kondensator 19 immer größer als der Scheitelwert der Netzspannung ist. Dadurch kann im Falle, dass die Batterie geladen wird, der DC/AC-Wandler in einem PFC- Modus (Power Factor Correction) betrieben werden und dem Netz sinusförmiger Strom in Phase zu der Netzspannung entnommen werden. Im Falle, dass die Batterie entladen wird, kann eine sinusförmige AC- Spannung bei beliebiger Stromform generiert werden.

Um beliebige Lasten (auch Schieflast und unipolare Lasten) bei dreiphasigen Umrichtern versorgen zu können, kann eine geschalteter N als vierte Phase ergänzt werden und die gesamte Schaltung so ausgeführt werden, dass der Kondensator 19 aus zwei Kondensatoren mit geerdetem Mittelpunkt besteht, wobei jeder Kondensator separat durch einen Resonanzwandler mit nachgeschaltetem Hoch-Tief setzsteiler geladen bzw. entladen wird.

Die Halbleiter 21 , 31 , 41 , 51 , 61 , 71 , 141 , 151 können als MOSFETs, IGBTs Bipolartransistoren oder GTOs ausgeführt werden. Die parallelen

Dioden können separate Bauteile sein oder aus parasitären Dioden der eingesetzten MOSFETs bestehen.

Die DC-Quelle 2 kann eine Batterie, eine Brennstoffzelle, ein generatorgespeister DC-Zwischenkreis oder ein Doppelschichtkondensator (Ultracap) sein.

Der Resonanzwandler kann vorteilhaft in Automobilen eingesetzt werden, um den Energieaustausch zwischen verschiedenen DC-Quellen wie Traktionsbatterie, Doppelschichtkondensator, Hilfsbetriebebatterie usw. zu ermöglichen. Dabei kann die Energieflussrichtung sich beim Beschleunigen und Bremsen umkehren.

Der Planartransformator kann vorteilhaft so ausgestaltet werden, dass die sekundäre Streuinduktivität durch die Integration einer zusätzlichen Drossel in die sekundäre Trafowicklung erhöht wird. Dass kann in der in Fig. 5 dargestellten Weise geschehen.

Im Gegensatz zu den Halb- und Vollbrückenschaltungen werden die Halbleiterspannungen der Halbleiter 21 , 31 , 221 und 231 nicht auf die Kondensatorspannung des Kondensators 4 begrenzt. Im Gegensatz zu normalen Mittelpunktschaltungen ist die Kondensatorspannung auch nicht auf das doppelte der Kondensatorspannung des Kondensators 4 begrenzt, sondern es kommt noch der Spannungsabfall über dem primärseitigen Anteil der Resonanzinduktivität der Transformatoren HFT 1 und HFT 21 hinzu. Dieser Effekt kann nur beherrscht werden, wenn der wesentliche Anteil der Resonanzinduktivität auf die Sekundärseite verlagert wird. Dies wird durch den beschriebenen Transformatoraufbau und/oder durch zusätzliche Resonanzinduktivitäten 10 auf der Sekundärseite erreicht.

Liste der Bezugszeichen

1 Wechselrichter 2 Batterie

3 DC/DC-Wandlerschaltungsteil

4 Kondensator

5 DC/AC-Wandlerschaltungsteil

10 6 Resonanzkondensator

7 Glättungskondensator

8 Hoch-Tiefsetzsteller

10 zusätzliche Streuinduktivität

15 11 , 12 primärseitige Wicklungen

13 sekundärseitige Wicklung

14 Transformatorkern

15, 16 primärseitige Streuinduktivitäten

17 Streuinduktivität

20 18 Drossel

19 Kondensator

20 Mittelabgriff

21 Halbleiterschalter

25 22, 23 Leiterplatten

24 Aluminiumgussgehäuse

25 Leiterplatte

26 Primärwicklung

27 Sekundärwicklung

30 28 Resonanzkondensator

29 Planartransformator

30 Drosselkern

31 Haibleiterschalter

32,33 Halbbrückenkondensatoren

34,35 Halbbrückenkondensatoren als

Resonanzelemente

41,51,61,71 Halbleiterelemente

50 sekundärseitige Transformatorspannung

60 sekundärseitiger Transformatorstrom

10 141, 151 Halbleiterschalter

HFT HF-Transformator

HFT 1,HFT 21 HF-Transformatoren

LSP Luftspalt

221,231 Schalterelement

15