1. Domaine de l'invention La présente invention se rapporte au domaine des télécommunications et plus précisément au décodage de données émises selon une technique à étalement de spectre, notamment de type AMRC ou « Accès Multiple à Répartition par Code » (ou encore CDMA de l'anglais « Code Division Multiple Access »).

2. Description de l'art antérieur.

Dans un système de télécommunication utilisant une technique AMRC, des données peuvent être transmises en parallèle par plusieurs émetteurs indépendants utilisant des codes d'étalement à un ou plusieurs récepteurs situés dans une même zone géographique.

Ainsi, la figure 1 illustre un système de transmission CDMA comprenant K émetteurs 11 à 1 K.

L'émetteur 11 (respectivement 12 et 1K) comprend : - une source d'éléments binaires générant une suite d'éléments binaires B1 (respectivement b2 et bK) ; - un codeur de canal 110 (respectivement 120 et lKO) adapté à fournir des suites d'éléments codés à partir de la suite bl (respectivement b2 et bK) valant +1 ou-1 ; - un entrelaceur 111 (respectivement 121 et 1K1) adapté à entrelacer la suite d'éléments codés fournis par le codeur 110 (respectivement 120 et lK0) ; - une unité d'étalement 112 (respectivement 122 et 1K2) multipliant chacun des éléments codés et entrelacés par un code d'étalement normalisé (respectivement s2 et sK) qui peut varier à chaque temps symbole ; - un amplificateur 113 (respectivement 123 et 1K3) amplifiant le signal étalé par un facteur AI (respectivement A2 et AK) ; et

des unités de modulation et de radio-fréquence dite RF (non représentées en figure 1).

En résumé, dans un système AMRC tel qu'illustré en figure 1, l'émetteur k (avec lik<K) transmet une suite d'éléments binaires avec une amplitude Ak Pour chaque émetteur, la suite binaire est codée (codage de canal) puis entrelacée avant l'opération d'étalement. Les symboles étalés, amplifiés et modulés sont ensuite transmis sur un canal 13.

Le canal 13 peut être modélisé par un élément 130 qui combine tous les signaux transmis par les émetteurs 11 à 1K, suivi par une unité 131 d'ajout de bruit blanc gaussien n centré et de variance t72, pour fournir un signal résultant r bruité et reçu par un récepteur.

Les débits source des différents utilisateurs peuvent être différents. La taille du code d'étalement est telle que le débit chip (un « chip » étant un symbole élémentaire après étalement, en français) est le même pour tous les émetteurs 11 à 1K Bien entendu, des canaux plus complexes peuvent également être modélisés, notamment des canaux à évanouissement dus à des chemins multiples.

Dans ce cas, le signal transmis par chaque utilisateur se propage à travers son propre canal de transmission.

Le signal reçu r est donné par la contribution de l'ensemble des K utilisateurs 11 à 1K et du bruit blanc gaussien n.

Le récepteur cherche à partir de l'observation r, à retrouver les suites d'information bk de chaque émetteur.

Un détecteur conventionnel selon l'état de l'art, associé à chaque émetteur, comprend un filtre adapté à la séquence d'étalement sk du kerze émetteur suivi du décodeur de canal correspondant au codeur de l'émetteur.

Une solution plus sophistiquée consiste à utiliser des techniques de multi- détection (décorrélateur, MMSE, MAP) tels qu'illustrées dans le livre de Verdu « Multiuser detection » (ou « détection multi-utilisateur ») et édité par Cambridge University Press, 1998, avant d'utiliser le décodeur de canal.

Selon une autre technique de l'état de l'art, le détecteur décorrélateur ou MMSE est remplacé par une structure itérative du type : - SIC ( « Successive Interference Cancellation » ou « Annulation successive d'interférences » en français) (décrite par Rasmussen, Lim et Johansson dans l'article intitulé « A matrix-algebraic approach to successive interference cancellation in CDMA » (ou « une approche matricielle-algébrique de l'annulation d'i7gterférence successive en AMRC » en français) et paru dans IEEE Transactions on Communications, 48 (1) pages 145-151, en janvier 2000) ; ou - PIC (# Parallel Interference Cancellation » ou « annulation d'interférence parallèle » en français) (décrite par Dongning, Rasmussen, and Lim dans un article intitulé « Linear parallel interference cancellation in long-code CDMA multiuser detection » (ou annulation d'interférences, parallèle et linéaire dans la détection à utilisateurs multiples avec de longs codes AMRC » en français) et paru dans IEEE Journal on Selected Areas In Communications, 17 (12) pages 2074-2081 en décembre 1999).

La figure 2 illustre un récepteur 20 de signaux CDMA selon l'état de l'art.

Le récepteur 20 comprend : - une entrée 201 acceptant un signal radio émis par les émetteurs 10 à 1K décrit en regard de la figure 1 ; - une unité RF (Radio-fréquence) 202 txansposant en bande de base le signal reçu et adaptant le signal pour former un signal estimé r ; - une unité 203 de désétalement du sign-al et fournissant des suites de bits codés correspondant à des estimations des suites en sortie des codeurs des émetteurs 10 à 1K ; - une unité 204 de décodage de canal correspondant aux codeurs 10 à 1K et fournissant des suites de données décodées b'l à b'K, qui, en l'absence d'erreurs de transmission et d'erreurs de décodage, correspondent respectivement aux suites à bK émises.

Selon l'état de l'art, une structure SIC est mise en oeuvre dans l'unité 203, selon plusieurs structures cascadées sous forme de plusieurs étages, chacune des structures comprenant une unité d'annulation d'interférence (ou ICU de l'anglais « Interference Cancellation Unit ») associée à l'un des émetteurs 10 à 1K et à un étage.

La figure 3 illustre une unité ICU 30 correspondant au m'étage et au kième émetteur.

L'ICU 30 accepte en entrée : - une estimation bm-l, k fournie par une ICU de l'étage m-1 précédent et correspondant au même émetteur k ou qui est égale à 0 pour le premier étage ; et - un signal d'erreur résiduel em,k# L'ICU 30 fournit en sortie : - une estimation bm,k; et - un signal Aein, k égal à la différence étalée des estimations pour l'utilisateur k fournies par l'étage courant et l'étage précédent (bm,k-bm-1,k)#sk# L'ICU 30 comprend : - un multiplieur 301 multipliant le signal d'erreur résiduel em k par la transposée skT du code d'étalement sk (le multiplieur désétalant ainsi le signal em k) ce qui revient à filtrer em,k par le filtre adapté à la séquence sk ; - un additionneur 302 additionnant le signal issu du multiplieur 301 et l'estimation bm-1,k et fournissant l'estimation b} ? k ; et -un multiplieur 303 multipliant le signal issu du multiplieur 301 par le code d'étalement sl, et fournissant, en sortie, le signal #em,k# Le signal d'erreur résiduel ein, k est obtenu par soustraction du signal d'erreur résiduel pour l'émetteur précédent em,k-1 et du signal #em,k-1. Le premier signal d'erreur résiduel el I est égal au signal reçu r.

Plus récemment, des techniques de type turbo CDMA ont été proposées pour traiter conjointement la multi-détection et le décodage de canal, notamment : - Varanasi et Guess ont proposé de décoder (estimation dure ou"hard") et de recoder immédiatement la partie du signal reçu correspondant à chaque utilisateur avant de soustraire cette contribution du signal reçu (dans un article intitulé « Optimum decision feedback multiuser equalization with successive decoding achieves the total capacity of the gaussian multiple-access channel » (ou « égalisation multi- utilisateurs à rétroaction de décision optimale avec des décodages successifs atteignant la capacité totale du canal gaussien à accès multiple » en français) du compte-rendu Conference Record of the Thirty-FirstAsilomar Conference on Signals, Systems & Computers, 2 : pages 1405-1409,2-5 Nov. 1997). La même opération est utilisée sur le signal résiduel pour décoder les informations du deuxième utilisateur et ainsi de suite jusqu'au dernier utilisateur.

- Reed et Alexander ont proposé d'utiliser un banc de filtres adaptés suivi (en parallèle) des différents décodeurs avant de soustraire pour chaque utilisateur l'interférence d'accès multiple liée aux K-1 autres utilisateurs (dans un article intitulé « Iterative Multiuser detection using antenna arrays and FEC on Multipath channels" (ou"Détection à utilisateurs multiples utilisant des matrices d'antennes et un code correcteurs d'erreurs dans des canaux à trajets multiples"en français) paru dans le magazine IEEE on selected areas in communications, 17 (12) pages 2082-2089, en décembre 1999) ; Wang et Poor ont proposé un détecteur multi-utilisateurs consistant en une implémentation en parallèle des filtres MMSE associés à chaque utilisateur et suivi des décodeurs de canal correspondants (dans un article intitulé « Iterative (Turbo) Soft Interference Cancellation and Decoding for Coded CDMA" (ou"Annulation d'interférences, douce itérative (turbo) et décodage pour de l'AMRC codé"en français) paru

dans le magazine IEEE Transactions on Communication, pages 1046- 1061 en juillet 1999). Ces deux éléments échangent itérativement des informations extrinsèques selon une structure décodeur proche de celle illustrée en regard de la figure 2, la sortie des bancs de décodeur de canal étant rebouclée vers l'entrée des bancs de filtres MMSE ; - Tarable, Montorsi et Benedetto ont proposé une simplification de la méthode présentée par Wang et Poor (dans un article intitulé"A linear Front End for Iterative Soft Interference Cancellation and Decoding in Coded CDMA" (ou"un élément frontal pour une annulation douce et itérative d'interférences et pour un décodage dans un système AMRC codé", présenté lors de la conference ICC, International Conference on Communications, en juin 2001). Pour les premières itérations, un détecteur multi-utilisateurs du type MMSE est utilisé suivi des décodeurs de canal disposés en parallèle. Pour les dernières itérations, le filtre MMSE est remplacé par un banc de filtres adaptés.

Les différentes techniques de l'état de l'art présentent l'inconvénient d'être relativement complexes à mettre en oeuvre et/ou de fournir des performances médiocre (cas du récepteur standard qui consiste à mettre des filtres adaptés suivis de bancs de décodeurs) ou non optimales (les récepteurs ne convergent pas toujours vers les performances associées à un système mono-utilisateur).

Un autre inconvénient de ces méthodes de l'état de l'art est qu'elles nécessitent de connaître la matrice d'intercorrélations des codes d'étalement (matrice de dimension KxK), ce qui entraîne des calculs complexes notamment quand les codes d'étalement changent (ce qui est le cas dans les communications selon la norme UMTS ( « Universal Mobile Telecommunication System » ou « Système de télécommunication mobile universel » en français).

Certaines méthodes illustrées ci-dessus (notamment la méthode proposée par Wang et Poor) nécessite, en outre, des calculs complexes de type inversion de matrices.

3. Présentation de l'invention

L'invention selon ses différents aspects a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art antérieur.

Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir un décodeur CDMA et un procédé correspondant, relativement simple à mettre en oeuvre.

L'invention a également pour objectif de fournir une technique de décodage CDMA particulièrement bien adaptée à une réception multi-utilisateurs et possédant de bonnes performances.

Dans ce but, l'invention propose un dispositif de décodage d'au moins un signal étalé par un code d'étalement représentatif de données sources codées par un code correcteur d'erreurs, le dispositif comprenant au moins un étage associé à une itération de décodage, chacun des étages comprenant au moins une unité d'annulation d'interférences, chacune des unités d'annulation d'interférences acceptant, en entrée, un premier signal d'estimation et un premier signal d'erreur et fournissant, en sortie, : - un second signal d'estimation destiné à une unité d'annulation d'interférences d'un étage suivant ; et - un premier signal de correction d'erreur qui, combiné au premier signal d'erreur, forme un second signal d'erreur alimentant une unité d'annulation d'interférences du même étage ou une unité d'annulation d'interférences de l'étage suivant ; le dispositif étant remarquable en ce que chacune des unités d'annulation d'interférences comprend : - des moyens d'addition d'un signal représentatif du premier signal d'erreur et du premier signal d'estimation, fournissant un premier signal résultant ; - des moyens de décodage de code correcteur d'erreurs agissant sur un signal représentatif du premier signal résultant pour fournir un premier signal décodé, le second signal d'estimation étant représentatif du premier signal décodé.

Ainsi, chacune des unités d'annulation d'interférences comprend des moyens de décodage de code correcteur d'erreur, qui sont donc mis en oeuvre à chaque itération.

Préférentiellement mais non exclusivement, les unités d'annulation d'interférences sont ordonnées dans un même étage et le second signal d'erreur alimente l'unité d'annulation d'interférences suivante du même étage ou, si l'unité d'annulation d'interférence courant est la dernière de l'étage considéré, la première unité d'annulation d'interférences de l'étage suivant.

Le second signal d'erreur obtenu par combinaison du premier signal de correction d'erreur avec le premier signal d'erreur est préférentiellement calculé en ôtant le premier signal de correction d'erreur du premier signal d'erreur.

Par ailleurs, l'invention est compatible avec une mise en oeuvre du dispositif qui comprend plusieurs étages cascadés, chacun des étages correspondant à une seule itération ou qui comprend un nombre d'étages réduits, deux étages pouvant être réutilisés pour plusieurs itérations associées à un décodage des mêmes données.

Selon une caractéristique particulière, le dispositif est remarquable en ce que, dans chacun des étages, chacune des unités d'annulation d'interférences est adaptée à réduire ou annuler les interférences associées à un des signaux étalés.

Ainsi, à l'intérieur d'un même étage, les unités d'annulation sont préférentiellement cascadées, chacune des unités étant associées à un signal étalé correspond donc à un émetteur émettant des données selon son ou ses propres codes d'étalement.

Selon une caractéristique particulière, le dispositif est remarquable en ce que chacune des unités d'annulation d'interférences comprend des moyens de désétalement du premier signal d'erreur produisant un premier signal d'erreur désétalé, les moyens d'addition additionnant un signal représentatif du premier signal d'erreur désétalé et du premier signal d'estimation.

Ainsi, la mise en oeuvre du dispositif est relativement aisée, notamment dans le cas d'un canal gaussien.

Selon une caractéristique particulière, le dispositif est remarquable en ce que l'unité d'annulation d'interférences comprend : - des moyens d'estimation du canal de transmission des données sources ; et - des moyens de filtrage adapté tenant compte du code d'étalement et de l'estimation de canal, et appliqués au premier signal d'erreur pour produire un premier signal d'erreur filtré, les moyens d'addition additionnant un signal représentatif du premier signal d'erreur filtré et du premier signal d'estimation, les moyens d'addition additionnant un signal représentatif du premier signal d'erreur filtré et du premier signal d'estimation.

Ainsi, l'invention permet également de traiter des canaux complexes, par exemple, avec multitrajets, tout en fournissant de bonnes performances.

De cette manière, l'invention est particulièrement bien adaptée aux réseaux de télécommunication mobiles, notamment de type UMTS ou HSDPA.

Selon une caractéristique particulière, le dispositif est remarquable en ce qu'il comprend des moyens de normalisation du premier signal résultant pour former le signal représentatif du premier signal résultant alimentant les moyens de décodage de code correcteur d'erreurs.

Ainsi, l'invention permet d'exploiter les propriétés d'un décodage de type turbo, en normalisant, par exemple, les données en fonction de la variance du bruit gaussien présent sur le canal de transmission et de l'amplitude du signal reçu.

Selon une caractéristique particulière, le dispositif est remarquable en ce que l'unité d'annulation d'interférences comprend : - des moyens de soustraction du premier signal d'estimation au second signal d'estimation, les moyens de soustraction fournissant un second signal résultant ; et - des moyens d'étalement du signal représentatif du second signal résultant pour former un signal résultant étalé.

Ainsi, l'unité d'annulation permet de déterminer le second signal résultant, ce dernier pouvant être utilisé pour estimer l'erreur affectant un signal correspondant à un émetteur.

Selon une caractéristique particulière, le dispositif est remarquable en ce que les moyens d'étalement forment le premier signal de correction d'erreurs.

De cette manière, la détermination du premier signal de correction d'erreurs est particulièrement simple à mettre en oeuvre, la correction d'erreurs ainsi obtenue étant suffisamment fiable pour une transmission sur un canal gaussien et/ou avec peu d'interférences entre les signaux émis par différents utilisateurs.

Selon une caractéristique particulière, le dispositif est remarquable en ce qu'il comprend des moyens de filtrage du signal résultant étalé pour former le premier signal de correction d'erreurs.

De cette manière, la correction d'erreur peut prendre en compte les caractéristiques du canal de transmission, le filtrage étant préférentiellement adapté à ce dernier.

Selon une caractéristique particulière, le dispositif est remarquable en ce qu'il comprend des moyens d'entrelacement et/ou de désentrelacement de données.

Ainsi, le dispositif permet d'entrelacer et/ou de désentrelacer notamment les données correspondant aux signaux d'estimations ou d'erreurs afin d'optimiser les performances associées à une structure de type turbo-décodage.

L'invention concerne également un système comprenant : - des moyens d'émission d'au moins un signal étalé par un code d'étalement représentatif de données sources codées par un code correcteur d'erreurs ; - des moyens de réception du signal étalé et le dispositif de décodage adapté à décoder le signal étalé, selon l'invention.

En outre, l'invention concerne un procédé de décodage d'au moins un signal étalé par un code d'étalement représentatif de données sources codées par

un code correcteur d'erreurs, le procédé comprenant au moins une itération de décodage, chacune des itérations mettant en oeuvre au moins une annulation d'interférences acceptant, en entrée, un premier signal d'estimation et un premier signal d'erreur et fournissant, en sortie : - un second signal d'estimation destiné à une unité d'annulation d'une itération suivante ; et - un premier signal de correction d'erreur qui, combiné au premier signal d'erreur forme un second signal d'erreur alimentant une annulation d'interférences dans la même itération ou une annulation d'interférences de l'itération suivante ; le procédé étant remarquable en ce que chacune des itérations comprend : - une étape d'addition d'un signal représentatif du premier signal d'erreur et du premier signal d'estimation, fournissant un premier signal résultant ; - une étape de décodage de code correcteur d'erreurs agissant sur un signal représentatif du premier signal résultant pour fournir un premier signal décodé, le second signal d'estimation étant représentatif du premier signal décodé.

4. Description détaillée de l'invention.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : - la figure 1 présente un système d'émission CDMA à plusieurs émetteurs, connu en soi ; - la figure 2 illustre un récepteur CDMA, connu en soi, apte à décoder des signaux émis par plusieurs utilisateurs du système de la figure 1 ; - la figure 3 décrit une unité d'annulation d'interférences (ou ICU de l'anglais « Interference Cancellation Unit ») mis en oeuvre dans le récepteur CDMA de la figure 2 ;

- la figure 4 illustre un récepteur CDMA conforme à l'invention selon un mode particulier de réalisation et apte à décoder des signaux émis par plusieurs utilisateurs du système de la figure 1 ; la figure 5 illustre une unité d'annulation d'interférences et mise en oeuvre dans le récepteur de la figure 4 ; les figures 6 et 7 présentent des résultats de décodage d'un récepteur CDMA mettant en oeuvre des dispositifs selon les figures 4 et 5 ; et la figure 8 illustre un récepteur CDMA, selon une variante conforme à l'invention, apte à décoder des signaux émis par plusieurs utilisateurs du système de la figure 1, où chacun des signaux émis se propage à travers son propre canal de transmission, et comprenant des moyens de type Rake.

Le principe général de l'invention repose sur l'introduction de moyens de décodage de canal et d'estimation du canal de transmission dans une structure d'annulation d'interférences successives ou SIC (alors que, selon l'état de l'art, les opérations de décodage de canal et d'estimations du canal de transmission sont effectuées, le cas échéant, à l'extérieur d'une structure SIC). Plus précisément, selon l'invention, une structure SIC met en oeuvre des unités d'annulation d'interférence (ou ICU) comprenant des moyens de décodage d'une suite de données représentatives d'une estimation de symboles à décoder corrigée par un signal d'erreur, des données estimées étant générées à la sortie des moyens de décodage.

On présente, en relation avec la figure 4, un mode de réalisation d'une structure SIC 40 selon un mode particulier de réalisation de l'invention, comprenant M étages 41 à 4M cascadés. La structure SIC est adaptée à décoder un signal émis par le système présenté en regard de la figure 1.

Chacun des étages 41 à 4M comprend lui même K unités d'annulation d'interférences lCUk, une unité notée ICU ; correspondant à la unité du nu'étage de la structure SIC 40.

L'unité ICUk accepte en entrée :

- une estimation douce (ou « soft » en anglais) bm-1,k fournie par 1' ICUk de l'étage m-1 précédent et correspondant au même émetteur k ou qui est égale à 0 pour le premier étage (boy = 0) ; et - un signal d'erreur résiduel em,k' L'unité ICUkm fournit en sortie : - une estimation douce bm,k; et - un signal #em,k égal à la différence étalée des estimations pour l'utilisateur k fournies par l'étage courant et l'étage précédent (#em,k=(bm,k-bm-1,k)#Sk)# Le premier signal d'erreur résiduel ex,, est égal au signal reçu r. Le signal d'erreur résiduel em,k est obtenu par soustraction du signal d'erreur résiduel pour l'émetteur précédent em,k-1 et du signal #em,k-1 pour k compris entre 2 et K (2 s k 5 K). Le signal d'erreur résiduel em, I (pour in strictement supérieur à 1) correspondant à l'entrée du mième étage de la structure 40 est obtenu par soustraction du signal d'erreur résiduel pour l'émetteur précédent em-1,K et du signal #em-1,K fournis par l'étage précédent dans la structure 40.

La figure 5 illustre une unité 50 correspondant à l'une des unités ICUK ni de la structure 40, ces dernières possédant une structure similaire.

Le signal d'erreur résiduel em,k est désétalé dans un corrélateur 500 multipliant le signal em,k par le code d'étalement skT correspondant au signal émis par l'émetteur 1k (il s'agit d'un filtre adapté).

Le signal désétalé est ensuite désentrelacé par un désentrelaceur 501 #k-1, inverse de l'entrelaceur Ilk utilisé dans l'émetteur lk correspondant. Les entrelaceurs IIk et #k-1 sont quelconques et sont, par exemple, de type pseudo- aléatoire ou tels que définis selon les normes UMTS ou HSPDA ( « High Speed Downlink Packet Access » ou « Accès de paquets descendants à haut débit » en français).

L'estimation douce bm l k correspondant au même émetteur lk calculées à l'itération précédente (ou initialisée à 0 pour m valant 1) est ensuite ajoutée au signal d'erreur résiduel désétalé et désentrelacé dans un additionneur 502.

Le signal ainsi obtenu est ensuite multiplié, dans un multiplieur 503, par un coefficient égal au double d'une amplitude Ak divisé par la variance du bruit gaussien vm,k (représentant l'interférence d'accès multiple résiduel plus le bruit additif).

Ici, le signal Ym k est noté sous la forme ym,k=Ak.bk + vm,k où vm,k représente l'interférence d'accès multiple résiduel plus le bruit additif. Les valeurs de Ak et de var (vm k) sont calculées dans une unité 509 acceptant notamment en entrée Ym k et fonctionnant de la manière suivante.

Le bruit vm k est approximé par une variable aléatoire gaussienne centrée dont la variance est donnée par : où #i,k = skT.si représente l'intercorrélation entre deux séquences sk et si.

On montre que l'information extrinsèque de bk à l'itération m est donnée Cette information extrinsèque sert d'entrée à un décodeur de canal DCk 504 correspondant au codeur 1k0 mis en oeuvre dans l'émetteur lk.

A la première itération correspondant à m valant 1, seuls les symboles pilotes sont utilisés pour estimer Ak et var (vm,k).

Pour les itérations suivantes (m > 1), cette estimation utilise conjointement les symboles pilotes émis par l'émetteur lk correspondant avec les données et les valeurs douces (ou « soft values » en anglais) des données estimées, bm-1 kn à l'itération (m-1) pour le même émetteur 1k.

Le critère du maximum de vraisemblance est alors utilisé, ce qui conduit à la détermination de l'amplitude du signal reçu de l'émetteur lk à l'itération ni selon la relation : T-1 1 y, (i) b (i) i=O m, k m-l, k Am, k = T-1 2 b (yn) _, k i=0 '=0 où T est la taille de la trame à décoder et b (7i) _ 1 k pour i allant de 0 à T 1 sont les symboles (pilotes et données) de la trame émise par l'émetteur lk, qui est à décoder. Pour les données, correspond à la sortie du décodeur de canal (avant amplification) à l'itération m-1 précédente. pour i allant de 0 à T-1 correspond aux symboles observés à l'itération m pour l'émetteur 1 k.

La variance var (^vm k) est estimée selon la relation : Le signal #m(bk) ainsi normalisé (k, m(bk) = ym,k.2#m,k / var(vm,k)) est ensuite décodé par le décodeur de canal Dock 504 qui fournit le logarithme décimal du rapport de vraisemblance a posteriori (conditionnellement à toute l'observation) de l'ensemble des éléments binaires (à la fois pour les bits d'information et les bits de parité) :

Ce rapport est ensuite transformé en une estimation douce (ou « soft » en anglais) des éléments binaires bni, k : Un multiplieur 505 permet ensuite de calculer l'estimation douce de bk à l'itération m selon la relation: bm,k = #m,k.#m,k L'ICU 50 comprend également un soustracteur 506 qui effectue la différence des estimations douces bm,k-bm-1,k.

Cette différence est entrelacée par un entrelaceur 507 #k. La différence entrelacée est elle-même étalée par un multiplieur 508 qui multiplie cette différence par le code sk, le résultat étant égal à Aetii, k- Le résultat #em,k ainsi obtenu est soustrait au signal résiduel eZn k pour obtenir le nouveau signal résiduel em,k+1 correspondant à l'émetteur suivant (si k < K) ou pour obtenir le nouveau signal résiduel em+1,1 correspondant au premier émetteur à l'itération suivante (em ,K+1 = em+1,1).

Les figures 6 et 7 présentent des résultats de décodage du récepteur 40 mettant en oeuvre l'unité 50. Plus précisément, les figures 6 et 7 présentent respectivement le taux d'erreur bit 61 (TEB ou BER de l'anglais « Bit Error Rate ») et le taux d'erreur trame 71 (TET ou FER de l'anglais « Frame Error Rate ») en fonction du rapport signal à bruit 60 (Eb/No) exprimé en dB avec un nombre d'émetteurs K égal à 31, un facteur d'étalement égal lui-aussi à 31 (avec codes de Gold) et des tailles de trame valant 640 bits.

Les courbes 62 et 72 illustrent respectivement le TEB et TET lorsqu'un détecteur conventionnel connu en soi (c'est-à-dire un détecteur avec filtrage

adapté à la séquence d'étalement suivi du décodeur de canal tel qu'illustré en figure 2) est utilisé.

Les courbes 63,64 et 65 présentent le TEB après décodage par le récepteur 40 après respectivement une, deux et trois itérations. On constate que, dès la deuxième itération, le TEB est très proche (moins de 0, 1dB) du résultat obtenu avec un seul émetteur (pas d'interférence entre signaux émis) illustré par la courbe 66. Le gain par rapport à un détecteur conventionnel est de l'ordre de 0, 5dB pour obtenir un TEB égal à 10-2 et est encore plus important pour des TEB plus faibles.

De même, les courbes 73,74 et 75 présentent le TET après décodage par le récepteur 40 après respectivement une, deux et trois itérations. On constate que dès la deuxième itération le TET est très proche (moins de 0, 1 dB) du résultat obtenu avec un seul émetteur (pas d'interférence entre signaux émis) illustré par la courbe 76. Le gain par rapport à un détecteur conventionnel est de l'ordre de 0,4dB pour obtenir un TEB égal à 0.5. 10-2. Ce gain est d'autant plus important que le TET est faible.

Dans le cas où le canal de propagation de l'émetteur lk possède une réponse impulsionnelle à trajets multiples de la forme : où Lk est le nombre de trajets du canal, ck,l et #k,l sont respectivement le gain complexe et le retard du lè'7le trajet du signal émis par l'émetteur lk (c'est le cas de l'UMTS, par exemple, dans le sens montant, terminal vers station de base), 1'ICUk se généralise à la structure 80 illustrée en regard de la figure 8. La structure 80 intègre une estimation ck tn (t) du canal de transmission de l'émetteur 1 k à l'itération m. La structure 80 s'applique à de nombreux contextes de transmission sur canal à multi-trajets et, en particulier, au contexte de la liaison montante du système UMTS-FDD.

Pour passer de l'ICUIc 50 à l'ICU ; 80, on remplace la fonction de désétalement par un filtre Rake (filtre adapté à la séquence d'étalement Sk

convolué avec la fonction de transfert dans l'unité ICUkm) et la fonction d'étalement par la fonction d'étalement convoluée avec ck (t). L'ICUk 80 possède donc des éléments communs avec l'ICUkm 50 illustrée en regard de la figure 5. Ces éléments communs étant similaires à ceux de l'ICUk 50, ces derniers portent les mêmes références et ne sont pas décrites davantage.

L'estimation douce bm-1,k est d'abord entrelacée par un entrelaceur Ilk 807 utilisé dans l'émetteur lk correspondant (et similaire à l'entrelaceur 507).

L'estimation douce bsn l k entrelacée est ensuite multipliée par un code d'étalement sk correspondant au signal émis par l'émetteur 1A : dans un multiplieur 808 pour formée une estimation douce entrelacée et étalée.

Les données bm-1,k entrelacées et étalées sont filtrées par un filtre canal 801 estimé à l'étage précédent (de réponse impulsionnelle donnée par Ck,m-1(t)).

Pour ni valant 1, Ck (t) est nul pour toute valeur de k comprise entre 1 et K (1 s k s K). Le filtre canal Ckm (t) est un filtre linéaire dont la réponse impulsionnelle est Ck,m(t) qui est une estimation à l'itération m, de la réponse impulsionnelle du canal de transmission de l'émetteur lk.

Les données bm-l, k entrelacées, étalées puis filtrées sont ensuite ajoutées au signal d'erreur résiduel eZ71 k dans un additionneur 806 pour former un signal rlll, k- Le signal r k et les données (b jyi-1, k) o s i s T-1 Sont utilisées pour l'actualisation de l'estimateur de la réponse impulsionnelle de l'émetteur 1k notée Ck,m(t) dans une unité 802.

La réponse impulsionnelle Ck,m(t) est obtenue par minimisation de l'erreur quadratique moyenne : Le minimum est obtenu par inversion matricielle directe ou itérative. Les grandeurs Cb ÿi-1, k) s i s T-1 représentent les décisions douces de l'itération g précédente ou, pour les symboles pilotes, leurs valeurs exactes.

Un filtre Rake 803 dont les coefficients sont fournis par l'unité 802 est appliqué au signal d'erreur résiduelle em k. La sortie du filtre 803 est normalisée par un facteur égal à : où Lk est le nombre de trajets du canal correspondant à l'émetteur 1k et où <BR> <BR> <BR> A)<BR> Ck,l(m) représente le gain complexe du lteme trajet du signal émis par l'émetteur 1k et estimé à l'itération m.

La sortie du filtre Rake est ensuite désentrelacée par un désentrelaceur 501 <BR> <BR> <BR> <BR> #k-1, inverse de l'entrelaceur #k avant d'être ajoutée à l'estimation douce bm-1,k dans un additionneur 502 permettant d'obtenir un signal ym,k.

Comme précédemment, le signal k est noté sous la forme ym,k = Ak.bk+vm,k et les valeurs de Ak et de la variance de vm,k(var(vm,k)) sont calculées dans une unité 509.

Le signal Yin, est ensuite multiplié, dans un multiplieur 503, par un coefficient égal au double d'une amplitude Ak divisé par la variance du bruit gaussien vm,k.

Le signal #m(bk) ainsi normalisé (#m(bk) = ym,k.2#m,k/var(vm,k) est ensuite décodé par un décodeur de canal DCk 504 permettant d'obtenir une estimation c, avant d'être multipliée par #m,k dans un multiplieur 505 permettant la détermination de l'estimation douce k à l'itération m.

Un soustracteur 506 calcule ensuite la différence des estimations douces bm,k-bm-1,k.

Cette différence est entrelacée par un entrelaceur 507 irk et la différence entrelacée est elle-même étalée par un multiplieur 508 qui multiplie cette différence par le code sk.

La sortie du multiplieur 508 est filtrée par le canal estimé de Ck m (t) dans un filtre 805 qui fournit un résultat égal à Aein, k.

Bien entendu, l'invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation mentionnés ci-dessus.

En particulier, l'homme du métier pourra apporter toute variante dans la structure des unités d'annulation d'interférences (unités cascadées ou structure itérative avec ré-utilisation des mêmes moyens lors d'une itération suivante).

En outre, le codage de canal peut être quelconque (code convolutif, en bloc,...). De même, l'entrelaceur (direct Ilk-ou inverse Hk-1) sont également quelconques (par exemple, entrelaceur aléatoire ou conforme aux normes UMTS ou HSDPA).

On note que l'invention ne se limite pas au décodeur AMRC mais s'étend à tout système mettant en oeuvre des communications AMRC, et notamment les systèmes de radio-télécommunication mobile (par exemple l'UMTS ou le HSDPA).

De même, l'invention n'est pas limitée à la modulation BPSK ( « Binary Phase Shift Keying » ou « Modulation par Déplacement de Phase Binaire » en français) mais s'étend à toute modulation de type PSK ( « Phase Shift Keying » ou « Modulation par Déplacement de Phase ») (notamment QPSK ( « Quaterly PSK » ou « Modulation par Déplacement de Phase à quatre états » en français) utilisée, par exemple, dans les systèmes UMTS) ou QAM ( « Quadrature Amplitude Modulation » ou « Modulation d'amplitude en quadrature » en français) (notamment 16-QAM utilisée dans les systèmes HSDPA).

De plus, l'invention ne se limite pas au critère de la minimisation de l'erreur quadratique moyenne mais s'étend également à tout autre critère d'estimation de la réponse impulsionnelle du canal de transmission.

On notera que l'invention ne se limite pas à une implantation purement matérielle mais qu'elle peut aussi être mise en oeuvre sous la forme d'une séquence d'instructions d'un programme informatique ou toute forme mixant une partie matérielle et une partie logicielle. Dans le cas où l'invention est implantée partiellement ou totalement sous forme logicielle, la séquence d'instructions correspondante pourra être stockée dans un moyen de stockage amovible (tel que par exemple une disquette, un CD-ROM ou un DVD-ROM) ou non, ce moyen de stockage étant lisible partiellement ou totalement par un ordinateur ou un microprocesseur.