Schaltungsanordnung zur Ermittlung von Nulldurchgängen einer

Wechselspannung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Ermittlung von Nulldurch- gangen einer Wechselspannung, die in ihrem Verlauf durch ihr überlagerte Störimpulse beeinträchtigt sein kann und die zur Speisung eines elektrischen Gerätes, insbesondere Hausgerätes dient.

In elektrischen Geräten und insbesondere in elektrischen Hausgeräten enthaltene Verbraucher, Aktoren und Sensoren werden häufig mit Netzwechselspannungen durch Phasenanschnittschaltungen gespeist (siehe beispielsweise DE 29 38 989 A1, DE 30 22 500 C2, DE 32 33 516). Die in solchen Phasenanschnittschaltungen als Schaltelemente eingesetzten Halbleiterbauelemente, nämlich Thyristoren oder Triacs, werden im Laufe einer oder beider Netzwechselspannungs-Halbwellen in ihren leitenden Zustand gesteuert, und sie werden bei jedem Nulldurchgang der betreffenden Netzwechselspan- nungs-Halbwellen wieder in den nichtleitenden Zustand überführt bzw. gelöscht. Damit hat aber die Ermittlung der Nulldurchgänge der jeweiligen Wechselspannung eine entscheidende Bedeutung für das ordnungsgemäße Arbeiten der erwähnten Phasenanschnittschaltungen und daher auch der damit ausgestatteten Geräte bzw. Hausgeräte.

Es kann nun vorkommen, dass der Verlauf einer Wechselspannung, mit der ein Gerät bzw. Hausgerät gespeist wird, durch ihr überlagerte Störimpulse derart beeinträchtigt ist, dass Nulldurchgänge bereits zu solchen Phasen der Netzwechselspannung vorgetäuscht werden, zu denen solche Nulldurchgänge an sich nicht vorhanden sind. In diesem Fall kann es zu einem fehlerhaften Arbeiten der mit einer solchen Netzwechselspannung betriebenen Phasenanschnittschaltungen und damit der dadurch gespeisten Geräte kommen.

Darüber hinaus ist es in Hausgeräten notwendig, dass in diesen enthaltene Verbraucher, Aktoren und Sensoren, die jeweils mit einer Netzwechselspannung oder mit einer davon abgeleiteten Wechselspannung gespeist werden, synchron betrieben werden. Damit kommt aber der Ermittlung von Nulldurchgängen einer Wechselspannung auch in diesem Fall ganz erhebliche Bedeutung zu. Werden nämlich Nulldurchgänge der betreffenden Wechselspannung durch dieser überlagerte Störimpulse vorgetäuscht, so können gege- benenfalls zumindest einige Verbraucher, Aktoren oder Sensoren im jeweiligen Gerät

nicht mehr korrekt angesteuert werden, und außerdem können von Sensoren in einem solchen Gerät gelieferte Signale gegebenenfalls nicht synchron mit der tatsächlichen Wechselspannung erfasst werden.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art so aufzubauen, dass mit insgesamt relativ geringem schaltungstechnischen Aufwand die Nulldurchgänge einer Wechselspannung in dem Fall sicher ermittelt werden können, dass dieser Wechselspannung Störimpulse überlagert sind, die solche Spannungseinbrüche bewirken, dass dadurch gewissermaßen Nulldurchgänge der Wechselspannung an Stellen vorgetäuscht werden, an denen normalerweise keine auftreten.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch, dass eine überlagerungsschaltung vor- gesehen ist, der die Wechselspannung über eine einen Tiefpasscharakter aufweisende Glättungsschaltung zugeführt ist und in der diese zugeführte Wechselspannung einer solchen Gleichspannung überlagert ist, dass die Nulldurchgänge der in der so gebildeten Summenspannung enthaltenen Wechselspannung im positiven Gleichspannungsbereich liegen, und dass der überlagerungsschaltung eine Spannungsauswerteschaltung nach- geschaltet ist, die einen der Höhe der Gleichspannung entsprechenden Schwellwert aufweist und die bei den Nulldurchgängen der in der Summenspannung enthaltenen Wechselspannung ihren Ausgangspegel ändert.

Durch diese Schaltungsmaßnahmen wird der Vorteil einer sicheren Ermittlung von NuII- durchgängen der genannten Wechselspannung erreicht. Die erwähnte Glättungsschaltung bewirkt nämlich, dass die erwähnten Störimpulse so abgeflacht werden, dass durch sie keine Nulldurchgänge der betreffenden Wechselspannung vorgetäuscht werden. Die genannte überlagerungsschaltung ermöglicht in Verbindung mit der ihr nachgeschalteten Spannungsauswerteschaltung, die betreffende Wechselspannung hinsichtlich ihrer NuII- durchgänge einfach auszuwerten. Von der betreffenden Spannungsauswerteschaltung wird dabei eine definierte Rechteckimpulsfolge mit der Wechselspannungsfrequenz abgegeben. Mit dieser Rechteckimpulsfolge lassen sich zum Beispiel die in einem Hausgerät enthaltenen unterschiedlichen Aktoren und Sensoren synchron speisen, also steuern bzw. abfragen.

Zweckmäßigerweise ist die genannte Wechselspannung eine Einphasen-Netzwechsel- spannung, die über einen Spannungsteiler der Glättungsschaltung zugeführt ist. Dadurch lässt sich auf besonders einfache Weise die der überlagerungsschaltung mit entsprechender Amplitude zuzuführende Wechselspannung bereitstellen.

Die erwähnte Spannungsauswerteschaltung ist vorzugsweise nach Art einer Schmitt- Triggerschaltung aufgebaut. Dies bringt den Vorteil einer besonders einfach aufzubauenden Spannungsauswerteschaltung mit sich.

Zweckmäßigerweise enthält die Spannungsauswerteschaltung einen zwei Eingänge aufweisenden Spannungsvergleicher, dessen einer Eingang die genannte Summenspannung zugeführt erhält und dessen anderem Eingang eine in der Höhe betreffenden Gleichspannung entsprechende Vergleichsspannung zugeführt ist. Hierdurch ergibt sich der Vorteil einer besonders einfach aufzubauenden Spannungsauswerteschaltung.

Der zuvor erwähnte Spannungsvergleicher ist zweckmäßigerweise durch einen Transistor, und zwar insbesondere durch einen bipolaren Transistor gebildet, der an seinen Eingangselektroden, nämlich an seiner Basis bzw. an seinem Emitter die genannte Summenspannung bzw. die genannte Vergleichsspannung zugeführt erhält. Dadurch lässt sich der genannte Spannungsvergleicher besonders einfach realisieren.

Der gerade erwähnte eine bipolare Transistor ist vorzugsweise kollektorseitig mit der Basis eines weiteren bipolaren Transistors verbunden, der insbesondere von einem Leitfähigkeitstyp ist, welcher entgegengesetzt zum Leitfähigkeitstyp des erstgenannten bipola- ren Transistors ist; der betreffende weitere bipolare Transistor ist zweckmäßigerweise in Emitter-Grundschaltung betrieben und gestattet an einem ohmschen Kollektor-Widerstand eine Ausgangsspannung abzunehmen. Hierdurch lassen sich in vorteilhafter Weise von dem genannten weiteren bipolaren Transistor Ausgangsimpulse abnehmen, die mit den Wechselspannungshalbwellen phasengleich auftreten, welche dem erstgenannten bipola- ren Transistor eingangsseitig zugeführt werden.

Zweckmäßigerweise liegt zwischen der Basis des genannten weiteren bipolaren Transistors und einem Anschluss (-) einer Speisespannungsquelle für die beiden bipolaren Transistoren ein Kondensator. Dadurch wird auf relativ einfache Weise eine sichere Ansteue- rung des genannten weiteren bipolaren Transistors sichergestellt.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielhaft näher erläutert.

Fig. 1 zeigt in einem Schaltungsdiagramm eine Schaltungsanordnung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.

Fig. 2 veranschaulicht in einem Signaldiagramm den Verlauf von Spannungen an verschiedenen Schaltungspunkten der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung.

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung dient zur Ermittlung von Nulldurchgängen einer Wechselspannung, die in ihrem Verlauf durch überlagerte Störimpulse beeinträchtigt sein kann. Diese Wechselspannung wird gemäß Fig. 1 von einer Wechselspannungsquelle AC abgegeben, bei der es sich hier um eine Einphasen-Netzwechselspannungsquelle handeln mag, die eine Wechselspannung von beispielsweise 230 Veff abgibt.

Der Netzwechselspannungsquelle AC ist ein aus ohmschen Widerständen R1 und R2 bestehender Spannungsteiler parallelgeschaltet, an dessen Widerstand R2 eine Wechselspannung mit einer solchen Amplitude auftritt, die in nachfolgend näher betrachteten Schaltungsteilen zu verarbeiten ist. Der Effektivwert dieser am Widerstand R2 abfallenden Wechselspannung kann beispielsweise 2,5 Veff betragen.

Die am Widerstand R2 abfallende Wechselspannung wird vom Schaltungspunkt a einer einen Tiefpasscharakter aufweisenden Glättungsschaltung GL zugeführt, die im vorliegenden Fall aus Kondensatoren C1 und C2 und einem ohmschen Widerstand R3 besteht. Ausgangsseitig ist diese Glättungsschaltung GL mit einer überlagerungsschaltung US verbunden, die im vorliegenden Fall aus ohmschen Widerständen R4, R5 und R6 besteht. Die von der Glättungsschaltung GL abgegebene Wechselspannung gelangt über den Widerstand R4 zum gemeinsamen Schaltungs- bzw. Verbindungspunkt b der Widerstände R5 und R6, die hier einen Spannungsteiler bilden, der an einer Gleichspannungsquelle DC angeschlossen ist, bei der es sich beispielsweise um die Versorgungsgleichspan- nungsquelle der Schaltungsanordnung handelt. Diese Versorgungsgleichspannungsquelle DC kann eine Versorgungsgleichspannung von beispielsweise 5 V abgeben. Die beiden Widerstände R5 und R6 können diese Spannung an ihrem gemeinsamen Schaltungsbzw. Verbindungspunkt b auf beispielsweise +2,5 V, also auf die Hälfte der Versorgungs- gleichspannung herunterteilen.

Mit dem gemeinsamen Schaltungs- bzw. Verbindungspunkt b der beiden Spannungsteiler-Widerstände R5, R6 und des Widerstands R4 ist der Eingang einer Spannungsaus- werteschaltung AS verbunden. Diese Spannungsauswerteschaltung AS arbeitet hier nach Art einer Schmitt-Triggerschaltung. Sie enthält einen ersten bipolaren Transistor T1 vom npn-Leitfähigkeitstyp, der mit seiner Basis über einen ohmschen Strombegrenzungswiderstand R9 am Schaltungs- bzw. Verbindungspunkt b der überlagerungsschaltung US angeschlossen ist. An diesem Schaltungs- bzw. Verbindungspunkt b tritt eine aus der geglätteten Wechselspannung vom Schaltungs- bzw. Verbindungspunkt a und der durch den Spannungsteiler aus den Widerständen R5 und R6 gelieferten Gleichspannung gebildete Summenspannung auf. Der Emitter des Transistors T1 liegt am gemeinsamen Verbindungspunkt zweier einen Spannungsteiler bildender ohmscher Widerstände R7 und R8, die ebenfalls an der Versorgungsgleichspannungsquelle DC angeschlossen sind.

Während die Basis des vorstehend betrachteten, als Spannungsvergleicher eingesetzten Transistors T1 gewissermaßen den einen Eingang eines Spannungsvergleichers darstellt, bildet der Emitter des Transistors T1 den zweiten Eingang des betreffenden Spannungsvergleichers. Die Emitterspannung des Transistors T1 ist durch die Spannungsteiler- Widerstände R7 und R8 auf eine der Höhe der am gemeinsamen Schaltungs- bzw. Ver- bindungspunkt b - der auch als Summenschaltungspunkt bezeichnet werden kann - auftretenden Gleichspannung entsprechende Vergleichsspannung festgelegt, und zwar unter Berücksichtigung des Basis-Emitter-Spannungsabfalls des Transistors Tl

Der Transistor T1 liegt mit seinem Kollektor über die Reihenschaltung eines ohmschen Widerstands R10 und eines ohmschen Widerstands R11 am Pluspol + der Gleichspannungsquelle DC. Mit dem Verbindungspunkt der beiden Widerstände R10 und R11 ist die Basis eines weiteren bipolaren Transistors T2 verbunden, der jedoch vom pnp-Leit- fähigkeitstyp ist. Dieser Transistor T2 liegt mit seinem Emitter direkt am Pluspol + der Versorgungsgleichspannungsquelle DC, und mit seinem Kollektor ist er über einen ohm- sehen Widerstand R12 mit dem Minuspol - dieser Versorgungsgleichspannungsquelle DC verbunden. Die Basis des Transistors T2 ist ferner mit der einen Belegung eines Kondensator C3 verbunden, dessen andere Belegung mit dem Minuspol - der betreffenden Ver- sorgungsgleichspannungsquelle DC verbunden ist. Der gemeinsame Schaltungs- bzw. Verbindungspunkt c des Kollektors des Transistors T2 und des Widerstands R12 ist mit einem Ausgangsanschluss A1 verbunden. Der andere Anschluss des Widerstands R12

und damit der Minus-Anschluss - der Versorgungsgleichspannungsquelle DC ist mit einem Ausgangsanschluss AO verbunden.

Nachdem zuvor der Aufbau der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung in dem für ein Verständnis der vorliegenden Erfindung erforderlichen Umfange erläutert worden ist, sei nunmehr auf die Arbeitsweise dieser Schaltungsanordnung unter Heranziehung des Diagramms gemäß Fig. 2 eingegangen.

Am Schaltungs- bzw. Verbindungspunkt a in Fig. 1 möge die in Fig. 2a dargestellte Wechselspannung auftreten, deren negative Halbwellen hier durch überlagerte Störimpulse in ihrem Verlauf beeinträchtigt sind. Die Beeinträchtigung ist dabei so stark, dass durch die betreffenden Störimpulse infolge von damit verbundenen starken Einbrüchen der betreffenden Wechselspannung gewissermaßen Nulldurchgänge der Wechselspannung vorgetäuscht werden.

Am Schaltungs- bzw. Verbindungspunkt b, also am Summenspannungspunkt gemäß Fig. 1 tritt dann die in Fig. 2b dargestellte Summenspannung auf, in der hier einer Gleichspannung von 2,5V die geglättete Wechselspannung überlagert ist, die aus der vom Verbindungspunkt a abgegebenen Wechselspannung gewonnen ist. Die in Fig. 2b dargestell- te Gleichspannungs-Mittellinie, um die herum die betreffende Wechselspannung verläuft, besitzt somit eine Höhe von +2,5 V. Wie ersichtlich, sind in dieser Wechselspannung die durch Störimpulse hervorgerufenen Einbrüche des Wechselspannungsverlaufs gegenüber jenen in Fig. 2a deutlich verringert. Der Grund hierfür ist die Tiefpasswirkung der in Fig. 1 dargestellten Glättungsschaltung GL. Somit werden durch diese Spannungseinbrüche nicht mehr Nulldurchgänge der Wechselspannung vorgetäuscht, so dass der nunmehr erzielte Wechselspannungsverlauf gemäß Fig. 2b in der Spannungsauswerteschaltung AS sicher ausgewertet werden kann.

Die Glättungswirkung der Glättungsschaltung GL ist im übrigen umso wirkungsvoller, je niedriger die Grenzfrequenz des die Glättungsschaltung bildenden Tiefpassgliedes gelegt ist. Sie kann bei Auftreten von Stromimpulsen mit einer Störfrequenz oberhalb von 500 Hz für die 50-Hz-Netzwechselspannung zum Beispiel zwischen 50 Hz und 500 Hz festgelegt sein.

In der Spannungsauswerteschaltung AS wird der npn-Transistor T1 durch die positiven Halbwellen der in Fig. 2b dargestellten Wechselspannung in den leitenden Zustand gesteuert. In diesem leitenden Zustand entlädt er über seine Kollektor-Emitter-Strecke und die ohmschen Widerstände R8 und R10 den zuvor über den Widerstand R11 auf ein den pnp-Transistor T2 sperrendes positives Potential aufgeladenen Kondensator C3. Dadurch wird der pnp-Transistor T2 nunmehr in den leitenden Zustand gesteuert, so dass an dessen Kollektor und damit an dem den Kollektor-Widerstand dieses Transistors T2 bildenden ohmschen Widerstand R12 und am Schaltungsausgang A1 bezogen auf den Schaltungsausgang AO ein positiver Spannungsimpuls mit dem in Fig. 2c gezeigten Verlauf auftritt. Mit Auftreten der negativen Halbwellen der in Fig. 2b dargestellten Wechselspannung wird der npn-Transistor T1 wieder in den gesperrten Zustand überführt. Dadurch wird die mit der Basis des pnp-Transistors T2 verbundene Belegung des Kondensators C3 von der Versorgungsgleichspannungsquelle DC über den ohmschen Widerstand R11 wieder auf positives Potential aufgeladen. Dies hat wiederum ein Sperren des Transistors T2 zur Folge, wie dies aus Fig. 2c hervorgeht.

Die Impulsflanken der so gebildeten Rechteckimpulsfolge treten, wie aus Fig. 2c ersichtlich ist, völlig synchron mit den Nulldurchgängen der Wechselspannung gemäß Fig. 2a auf; die Nulldurchgänge der Wechselspannung gemäß Fig. 2a sind damit sicher ermittelt. Die betreffende Rechteckimpulsfolge kann somit für eine synchrone Ansteuerung von zum Beispiel verschiedenen Verbrauchern, Aktoren und Sensoren eines zu speisenden Gerätes bzw. Hausgerätes herangezogen werden. Somit dient die Wechselspannung gemäß Fig. 2a durch die vorliegende Erfindung nicht unmittelbar, sondern mittelbar zur Speisung eines elektrischen Gerätes und insbesondere eines elektrischen Hausgerätes.

Abschließend sei noch angemerkt, dass der Gleichspannungspegel der überlagerungsspannung, die am Verbindungs- bzw. Schaltungspunkt b in der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung auftritt, nicht auf die Hälfte des Wertes der Versorgungsgleichspannung festgelegt zu sein braucht; er kann vielmehr auch auf einen anderen im positi- ven Gleichspannungsbereich liegenden Pegel festgelegt sein.

Bezugszeichen I iste

a, b, c Schaltungs- bzw. Verbindungspunkte

A1 Ausgangsanschluss

AC Wechselspannungsquelle

AO Ausgangsanschluss

AS Spannungsauswerteschaltung

C1 , C2, C3 Kondensatoren

DC Versorgungsgleichspannungsquelle

GL Glättungsschaltung

R1, R2, R3, R4, R5, R6, R7, R8, R9, ohmsche Widerstände

R10, R11 , R12

T1, T2 bipolare Transistoren

US überlagerungsschaltung