Beschreibung

Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanord ^¬ nung zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe mit mindestens einem ersten und einem zweiten elektronischen Schalter in Halbbrückenanordnung, einem Versorgungsspan- nungsanschluss zum Versorgen der Halbbrückenanordnung mit einem Gleichspannungssignal, einem Lastkreis, der eine Lampendrossel umfasst und einerseits an den Halbbrücken- mittelpunkt und andererseits an mindestens einen An- schluss zum Anschließen der Hochdruckentladungslampe ge ^¬ koppelt ist, einer Ansteuerschaltung zur Bereitstellung zumindest eines ersten und eines zweiten Ansteuersignals für den ersten und den zweiten elektronischen Schalter, wobei die Ansteuerschaltung ausgelegt ist, das erste und das zweite Ansteuersignal derart bereitzustellen, dass deren Takt einerseits zwischen einer ersten und einer zweiten Frequenz gesweept ist und andererseits mit einer vorgebbaren dritten Frequenz moduliert ist. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe an einer entsprechenden Schaltungsanordnung.

Stand der Technik

Eine derartige Schaltungsanordnung und ein derartiges Verfahren sind bekannt aus der EP 1 501 338 A2, auf die im Folgenden noch näher eingegangen werden wird.

Zum Betrieb einer Hochdruckentladungslampe wird allgemein eine sinusförmige Betriebswechselspannung benötigt, deren

Frequenz je nach Geometrie der Hochdruckentladungslampe im Bereich zwischen 45 kHz bis 55 kHz meist im 100 Hz- Takt sägezahnförmig gesweept wird. Der Sweepbetrieb ver ^¬ hindert im Allgemeinen die permanente Anregung akusti- scher Resonanzen und trägt außerdem zur Stabilisierung des Plasmabogens bei (Arc-Straighning) .

Bei hocheffizienten Metallhalogenid-Lampen sollte zur besseren Füllungsdurchmischung neben dem Sweepbetrieb die Betriebswechselspannung gleichzeitig amplitudenmoduliert werden, wobei die Modulation ebenfalls entsprechend der Geometrie der Hochdruckentladungslampe, insbesondere des Lampenbrenners, sowohl in der Frequenz, typischerweise 23 kHz bis 30 kHz, als auch in der Modulationstiefe, ty ^¬ pischerweise 10 % bis 40 %, einstellbar sein sollte. Die Amplitudenmodulation dient hierbei zur gezielten Anregung einer speziellen longitudinalen akustischen Resonanz im Plasmabogen, die in ihrer Eigenschaft als Longitudinalmo- de das Brennverhalten des Plasmabogens bezüglich seiner Stabilität unbeeinträchtigt lässt, aber zusätzlich eine verstärkte Durchmischung der Gaskomponenten im Brennraum bewirkt. Dies ist unter dem Begriff Colormixing einschlägig bekannt. Die Amplitudenmodulation führt einerseits, insbesondere im vertikalen Betrieb, zu einer homogeneren Leuchtdichte entlang des Plasmabogens und andererseits auch zu einer beträchtlichen Effizienzsteigerung der Lichtausbeute .

Bei der Verwendung eines Wechselrichters in Halbbrückenanordnung zur Ankopplung der Hochdruckentladungslampe an ein elektronisches Vorschaltgerät ist im Allgemeinen eine Einprägung der Amplitudenmodulation an dieser Stelle schwierig zu bewerkstelligen. Die Amplitudenmodulation

wurde daher im Stand der Technik, vergleiche hierzu die DE 10 2005 028 4127.5, über eine separate Vorstufe auf die Versorgungsspannung der Halbbrücke aufgeprägt. Dies erfordert vom Schaltungsaufwand her mindestens eine Dros- sei und ein bis zwei elektronische Schalter.

Bei der Verwendung eines Wechselrichters in Vollbrücken- anordnung zur Ankopplung der Lampe an das elektronische Vorschaltgerät kann die Amplitudenmodulation im Allgemei ^¬ nen durch Phasenmodulation in der Ansteuerung der gegenü- berliegenden korrespondierenden elektronischen Schalter erzeugt werden, wie es beispielsweise in der EP 1 501 338 beschrieben wird. Neben dem Aufwand an zwei zusätzlichen elektronischen Schaltern zur Realisierung eines Wechselrichters in Vollbrückenanordnung hat diese Implementie- rung den Nachteil, dass der Lastkreis ausreichend tief abgestimmt sein muss, damit bei höheren inaktiven Totzei ^¬ ten das spannungsfreie Schalten, das so genannte Zero- Voltage-Switching, zum Schutz der meistens als elektronische Schalter verwendeten Feldeffekttransistoren ein- gehalten werden kann. Außerdem muss bei Verwendung eines Wechselrichters in Vollbrückenanordnung wegen der steilen Flanken an beiden Ausgängen aus EMV-Gründen die Lampe ü- ber einen Transformator-übertrager vom elektronischen Vorschaltgerät getrennt werden, damit auf den beiden Lam- penleitungen nur noch das harmonische Differenzsignal nach außen tritt.

Darstellung der Erfindung

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, die eingangs genannte Schaltungsanordnung bzw. das eingangs genannte Verfahren derart weiterzubilden, dass

die Einprägung der Amplitudenmodulation unter reduziertem Aufwand ermöglicht wird, wobei gleichzeitig die Verwen ^¬ dung eines Wechselrichters in Halbbrückenanordnung gegeben sein sollte.

Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 sowie durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 15.

Der Erfindung liegt grundsätzlich die Erkenntnis zugrunde, dass prinzipiell anhand einer Frequenzmodulation am Eingang eines Wechselrichters in Halbbrückenanordnung eine Amplitudenmodulation des Ansteuersignals für die Hochdruckentladungslampe erzeugt werden kann. Dadurch lässt sich die bereits im Zusammenhang mit dem Stand der Technik erwähnte, dort benötigte separate Modulationsvorstufe einsparen, was zu einer erheblichen Bauteilereduzierung führt, die sich sowohl im benötigten Platzbedarf als auch im Wirkungsgrad und den Realisierungskosten vorteilhaft niederschlägt .

Damit geht die vorliegende Erfindung einen anderen Weg als die bereits erwähnte EP 1 501 338. Wenngleich in An ^¬ spruch 1 der erwähnten Anmeldung zu lesen ist, dass die Ansteuerschaltung so ausgelegt ist, dass der Takt der Ansteuersignale zwischen einer ersten und zweiten Frequenz gesweept wird, und dass deren Pulsweite und/oder Phase mit einer vorgegebenen dritten Frequenz moduliert wird, so ist hierbei zu sagen, dass dort zwar die Pulsweite va ^¬ riiert wird, dies aber innerhalb eines Zyklus so bewerk ^¬ stelligt wird, dass jeweils die Periodendauer und umge ^¬ kehrt die Betriebsfrequenz stets dieselbe bleibt. Es liegt damit keine mit der dritten Frequenz quantifizierte

Frequenzmodulation vor (von der langsamen Sweepnachfüh- rung selbstverständlich abgesehen) . Eine wie in der dortigen Figur 6 dargestellte Pulsweitenmodulation bei konstant gehaltener Trägerfrequenz kann nur in einer VoIl- brückenanordnung einen Amplitudenmodulationseffekt bewir ^¬ ken. In der Vollbrückenanordnung werden dabei die dualen Paare jeweils den diagonal zueinander liegenden elektro ^¬ nischen Schaltern zugeführt. In einer Halbbrückenanord ^¬ nung, wie sie sich die vorliegende Erfindung zum Ziel setzt, führt diese Vorgehensweise nicht zum gewünschten Ergebnis, da bei einer Halbbrücke notwendigerweise der obere und der untere Schalter innerhalb des Zyklus kom ^¬ plementär ohne längere Totzeit betrieben werden müssen und unter dieser Rahmenbedingung die erforderliche Spekt- ralreinheit der Amplitudenmodulation nicht bewerkstelligt werden kann. Man kann insbesondere keine sinusförmige Amplitudenmodulation erzeugen und man erhielte systembedingt stets ein Gemisch von mehreren Modulationsfrequenzen .

Im Hinblick auf die in der erwähnten Druckschrift beschriebene Implementierung mit einer Phasenmodulation ist zu sagen, dass hierbei zwei zueinander invertierte Takt ^¬ signale mit konstanter Betriebsfrequenz für die Ansteuerung der sich gegenüberliegenden äste der Vollbrücke vor- gesehen werden, wobei nun zur Erzeugung eines Amplitudenmodulationseffekts die Phasenlage der beiden sich gegenü ^¬ berliegenden Taktsignale zueinander im Takt der dritten Frequenz verschoben werden. Welches der beiden Taktsignale dabei zeitlich fest bleibt, oder ob beide zeitlich je- weils in Bezug auf einen festen Zeitraum verschoben wer-

den, ist völlig unerheblich, da nur die relative Verschiebung zueinander einen Effekt erzielt.

Dass die transiente Aktion der Phasenverschiebung auch einen Frequenzverschiebungseffekt mit sich bringt, ist für die Anwendung in einer Vollbrückenanordnung unrelevant, da ja auf die Verschiebung abgezielt wird, die den gewünschten Amplitudenmodulationseffekt mit sich bringt.

Bei der vorliegenden Erfindung wird von vorn herein nicht auf einen Effekt abgezielt, der auf eine Pulsweitenmodu- lation zur Variation der Ausgangsleistung über eine Tiefsetzerschaltung oder eine Phasenverschiebungsmodulation zweier Ansteuersignale zur Variation der Ausgangsleistung über eine Vollbrückenanordnung beruht, da dieser Effekt, wie bereits erwähnt, für den spektralreinen Betrieb einer Hocheffizienzlampe nur in diesen Schaltungsanordnungen zum Ziel führen kann.

Bei der vorliegenden Erfindung wird vielmehr auf einen Effekt abgezielt, der aufgrund einer Frequenzmodulation über ein einziges Ansteuersignal für den Wechselrichter in Halbbrückenanordnung erzielt werden kann. Wie für den Fachmann ohne weiteres ersichtlich, wird aus einem einzigen Ansteuersignal für den Wechselrichter im allgemeinen in einem Halbbrückentreiber das erste und das zweite Ansteuersignal für den ersten und den zweiten Schalter der Halbbrückenanordnung erzeugt, wobei das erste und das zweite Ansteuersignal zueinander stets komplementär sind. Das am Halbbrückenmittelpunkt erzeugte Signal, insbeson ^¬ dere Rechtecksignal, ist dabei von der Form her exakt dasselbe wie das Ansteuersignal am Eingang des Wechsel- richters, d.h. am Eingang des Halbbrückentreibers. Bei

der Frequenzmodulation wird die Betriebsfrequenz im Takt der Modulationsfrequenz, d. h. der dritten Frequenz, sinusförmig moduliert. Von der Sweepnachführung ist hierbei wieder abzusehen. Die Betriebsfrequenz wird also zeitlich variiert, hat dadurch einen sich stetig ändernden Augenblickswert und ist nur im Mittel, entsprechend ihrem no ^¬ minellen Wert, konstant. Diese Frequenzmodulation erzeugt dann, nachdem die Harmonischen höherer Ordnung am Lastkreis herausgefiltert wurden, an der Lampe das gewünschte Betriebssignal mit Amplitudenmodulation.

Bei einer ersten Ausführungsform ist die Ansteuerschaltung ausgelegt, die Modulation mit der vorgebbaren dritten Frequenz derart vorzunehmen, dass im Amplitudenspekt ^¬ rum des ersten und des zweiten Ansteuersignals mindestens eine erste, eine zweite und eine dritte Spektrallinie er ^¬ scheinen, wobei die erste der momentanen Frequenz des gesweepten Takts entspricht, und die zweite und die drit ^¬ te Spektrallinie betragsmäßig im Abstand der vorgebbaren dritten Frequenz symmetrisch zur ersten Spektrallinie er- scheinen.

Dabei ist bevorzugt, wenn die Phasenlage des Signals bei der zweiten und bei der dritten Spektrallinie derart ist, dass sich im Amplitudenspektrum des Signals am Halbbrückenmittelpunkt keine Spektrallinie bei der vorgebbaren dritten Frequenz ergibt.

Weiterhin ist bevorzugt, wenn hierbei der Lastkreis als Resonanzkreis derart ausgebildet ist, dass sich im Leis ^¬ tungsspektrum am Anschluss zum Anschließen der Hochdruckentladungslampe bei angeschlossener Hochdruckentladungs- lampe eine Spektrallinie bei der vorgebbaren dritten Fre-

quenz ergibt. Generell ist die Ansteuerschaltung ausge ^¬ legt, eine Frequenzmodulation des zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takts mit der dritten vorgebbaren Frequenz vorzunehmen.

Um diese Frequenzmodulation zu erzielen, werden grundsätzlich drei unterschiedliche Varianten vorgeschlagen:

Bei einer ersten Variante umfasst die Ansteuerschaltung ein Pulsweiten-Modulationsmodul, dessen Takteingang an eine Quelle für den zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takt und dessen Modulationseingang an eine Quelle für das Signal bei der dritten Frequenz ge ^¬ koppelt ist, wobei die Ansteuerschaltung ausgelegt ist, die Pulsweite des zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Signals in Abhängigkeit des Signals bei der dritten Frequenz, insbesondere in Abhängigkeit eines Augenblickwerts des Signals bei der dritten Fre ^¬ quenz, zu modulieren.

Bevorzugt ist hierbei die Ansteuerschaltung ausgelegt, die Pulsweite des zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takts in Abhängigkeit eines Augenblickwerts des Signals bei der dritten Frequenz derart zu modulieren, dass zu vorgebbaren Zeitpunkten, insbesondere zu Zeitpunkten mit äquidistantem zeitlichen Abstand, der Augenblickswert des Signals bei der dritten Frequenz er- mittelt wird und entsprechend dem ermittelten Augen ^¬ blickswert die momentane Pulsweite des gesweepten Takts verlängert oder verkürzt wird.

Dabei kann vorgesehen werden, dass im ersten und im zweiten Ansteuersignal sowohl die steigende Flanke als auch die Impulsmitte im Takt der dritten Frequenz gegenüber

dem unmodulierten, zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takt verschoben ist.

Bei der zweiten vorgeschlagenen Variante umfasst die Ansteuerschaltung ein Phase-Shift-Modul, dessen Takteingang an eine Quelle für den zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takt und dessen Modulationseingang an eine Quelle für das Signal bei der dritten Fre ^¬ quenz gekoppelt ist, wobei die Ansteuerschaltung ausge ^¬ legt ist, die Anfangsflanke und die Endflanke des zwi- sehen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Signals in Abhängigkeit des Signals bei der dritten Fre ^¬ quenz, insbesondere in Abhängigkeit eines Augenblickwerts des Signals bei der dritten Frequenz, zu verschieben.

Bei einer dritten Variante umfasst die Ansteuerschaltung ein Phase-Shift-Modul und ein Pulsweiten-Modulations ^¬ modul, wobei die Ansteuerschaltung ausgelegt ist, im zwi ^¬ schen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Taktsignal zunächst die Anfangsflanke in Abhängigkeit des Signals bei der dritten Frequenz zu verschieben und an- schließend in derselben Weise die Lage der ursprünglichen Pulsmitte ebenfalls in Abhängigkeit des Signals bei der dritten Frequenz .

Die Taktfrequenz liegt bevorzugt unter 150 kHz, vorzugs ^¬ weise zwischen 30 und 90 kHz, besonders bevorzugt zwi- sehen 40 und 60 kHz.

Die dritte Frequenz liegt bevorzugt unter 50 kHz, vor ^¬ zugsweise zwischen 20 und 35 kHz. Die Sweepfrequenz liegt bevorzugt zwischen 50 Hz und 500 Hz, vorzugsweise zwi ^¬ schen 80 Hz und 200 Hz.

Wie bereits erwähnt, besteht das Ziel der vorliegenden Erfindung mitunter darin, die Realisierung einer Schaltungsanordnung zu ermöglichen, bei der die Aufbringung einer Amplitudenmodulation auf die Betriebsspannung der Hochdruckentladungslampe unter Verwendung eines Wechsel ^¬ richters mit zwei elektronischen Schaltern in Halbbrückenanordnung ermöglicht wird.

Wahlweise kann dennoch, insbesondere wenn eine höhere Lampenbrennspannung es erforderlich macht, dennoch wei- terhin ein dritter und ein vierter elektronischer Schalter vorgesehen werden, wobei der erste, der zweite, der dritte und der vierte elektronische Schalter in Vollbrü- ckenanordnung geschaltet sind, und wobei die Ansteuer ^¬ schaltung ausgelegt ist, auch die Ansteuersignale für den dritten und den vierten elektronischen Schalter entsprechend den Ansteuersignalen für den ersten und den zweiten elektronischen Schalter, insbesondere komplementär, bereitzustellen. In diesem Fall ist wegen des weitgehend konstanten Tastverhältnisses von 50 % die Freilaufbedin- gung für das spannungsfreie Schalten auch für höhere Mo ^¬ dulationsgrade unkritisch.

Die mit Bezug auf die erfindungsgemäße Schaltungsanord ^¬ nung erwähnten bevorzugten Ausführungsformen und deren Vorteile gelten entsprechend, soweit anwendbar, für das erfindungsgemäße Verfahren.

Kurze Beschreibung der Zeichnung (en)

Im Nachfolgenden wird nunmehr ein Ausführungsbeispiel ei ^¬ ner erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung unter Bezugnah-

me auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen :

Fig. 1 in schematischer Darstellung das Ersatzschaltbild eines Lampenresonanzkreises;

Fig. 2a bis c die Abhängigkeit der Amplitude, der Leis ^¬ tung sowie des Phasenwinkels von der Fre ^¬ quenz für drei unterschiedliche Lampen ^¬ lasten;

Fig. 3a das gerechnete Amplitudenspektrum für den Eingang des Resonanzkreises beim Stand der Technik; für den Ausgang des Resonanzkreises ergibt sich an der Lampe das ^¬ selbe Amplitudenspektrum;

Fig. 3b das gerechnete Leistungsspektrum für den Eingang des Resonanzkreises beim Stand der Technik; für den Ausgang des Resonanzkreises ergibt sich an der Lampe das ^¬ selbe Leistungsspektrum;

Fig. 4a und d das gerechnete (Fig. 4a) und das gemesse- ne (Fig. 4d) Amplitudenspektrum für den

Eingang des Resonanzkreises bei Frequenz ^¬ modulation;

Fig. 4b und e das gerechnete (Fig. 4b) und das gemesse ^¬ ne (Fig. 4e) Leistungsspektrum für den Eingang des Resonanzkreises bei Frequenz ^¬ modulation;

Fig. 4c den zeitlichen Verlauf des Signals U _M (t) am Eingang des Lampenresonanzkreises;

Fig. 5a und c das gerechnete (Fig. 5a) und das gemesse ^¬ ne (Fig. 5c) Amplitudenspektrum am Ausgang des Resonanzkreises bei Frequenz ^¬ modulation;

Fig. 5b und d das gerechnete (Fig. 5b) und das gemesse ^¬ ne (Fig. 5d) Leistungsspektrum für den Ausgang des Lastkreises an der Lampe bei Frequenzmodulation;

Fig. 6 in schematischer Darstellung ein Ausfüh- rungsbeispiel einer erfindungsgemäßen

Schaltungsanordnung;

Fig. 7a und b den zeitlichen Verlauf der Ansteuersigna ^¬ le und der Ausgangssignale bei Verwendung eines Pulsweiten-Modulationsmoduls bei nicht-äquidistanter Abtastung (Fig. 7a) und äquidistanter Abtastung (Fig. 7b);

Fig. 7c den zeitlichen Verlauf der Ansteuersigna ^¬ le und der Ausgangssignale bei Verwendung eines Phase-Shift-Moduls und eines PuIs- weiten-Modulationsmoduls zur Erzeugung einer Flankenverschiebung und Pulsmittenverschiebung;

Fig. 8 den zeitlichen Verlauf der Ansteuersigna ^¬ le und der Ausgangssignale bei Verwendung eines Phase-Shift-Moduls mit einer Ver ^¬ schiebung des Flankenanstiegs und des Flankenabfalls; und

Fig. 9 den zeitlichen Verlauf des Signals an der

Lampe am Ausgang der Halbbrückenanordnung

im Persistence-Mode gemessen, wobei die aus der Frequenzmodulation resultierende Amplitudenmodulation deutlich zu erkennen ist.

Bevorzugte Ausführung der Erfindung

Der Wechselrichter zum Betrieb einer Hochdruckentladungs ^¬ lampe ist im Allgemeinen ein Lastkreis dritter Ordnung, der mit folgender Differenzialgleichung beschrieben werden kann:

(Ll*Cl)~Uλt) ₊ ^\l ₊ ^\^UJt) ₊ Uλt) ₊ (—^\lU _a (t)dt=U _e (t) dt RL \ CB) dt yCBRLJ ^J

Fig. 1 zeigt ein Ersatzschaltbild für die Elemente des Lampenresonanzkreises einschließlich der Hochdruckentla ^¬ dungslampe, wobei U _e (t) die vom Wechselrichter bereitge ^¬ stellte Spannung ist, U _a (t) die an der Hochdruckentla- dungslampe erzeugte Spannung, Li und Ci die Lampendrossel und der Kondensator des Lastkreises, C _B ein Koppelkonden ^¬ sator und R _L den repräsentativen ohmschen Widerstand der Hochdruckentladungslampe La.

Mit anderen Worten erzeugt eine Anregung des Lampenlast- kreises Li Ci mit einem Signal U _e (t) an der Lampe La ein Ausgangssignal U _a (t), das entsprechend der Frequenzcha ^¬ rakteristik bzw. des übertragungsverhaltens des Lastkrei ^¬ ses gefiltert bzw. gedämpft ist. Die Frequenzüber ^¬ tragungscharakteristik des Lastkreises ist in den Figuren 2a bis 2c für die Ausgangsspannung U _a (t) (Fig. 2a), die Ausgangsleistung P _aL (Fig. 2b), als auch für den Phasenwinkel phi (Fig. 2c) dargestellt, wobei für die vorlie-

gende Anwendung das übertragungsmaximum typischerweise leicht unterhalb des Bereichs von 26 kHz liegt. Der Win ^¬ kel phi gibt demnach den Phasenunterschied zwischen Eingangsspannung U _e (t) und der Ausgangsspannung U _a (t) an.

Um die Vorgehensweise bei der vorliegenden Erfindung nachzuvollziehen, wird vorliegend davon ausgegangen, dass die Frequenzcharakteristik des Lastkreises so ausgelegt ist, dass das übertragungsmaximum typischerweise knapp unterhalb des Bereichs von 26 kHz liegt. Damit werden bei der Einprägung des modulierten rechteckigen Spannungssignals einerseits die Trägerfrequenz, die zwischen 45 kHz und 55 kHz gesweept wird, als auch deren Seitenbänder bei ca. 26 kHz bzw. bei 74 kHz hinreichend gut übertragen, wodurch die Lampe in ihrem Betriebsmode gehalten werden kann.

Ein eingangsseitig amplitudenmoduliertes Wechselsignal lässt sich mit folgender Funktion beschreiben:

U _e (t) = (1 + m ^• sin(2 ^• π ^■ / _mod - t) - Uo - sin(2 ^• π ^■ f _c )

wobei Uo die Spannungsamplitude, f _c die Trägerfrequenz, f _mOd die Modulationsfrequenz und m der Modulationsgrad ist .

Das Amplitudenspektrum der amplitudenmodulierten Eingangsspannung Ue (f) mit seinen beiden Seitenbändern ist in Fig. 3a dargestellt. Fig. 3b zeigt das zugehörige Leistungsspektrum Pe (f) . Lediglich ergänzend sei darauf hingewiesen, dass bei der aus dem Stand der Technik bekannten Vorgehensweise Ue (f) gleich Ua (f) ist, und Pe (f) gleich Pa (f). Vorliegend beträgt der Amplitudenmodulati ^¬ onsindex etwa 0,5. Die Breite der Frequenzbänder soll ei-

nen vorliegenden Sweep andeuten, der im Amplitudenspektrum zwischen 45 kHz und 55 kHz liegt und im Leistungs ^¬ spektrum entsprechend höher zwischen 90 kHz und 124 kHz. Die ungesweepten und daher schärferen Linien im Leis- tungsspektrum bei 24 kHz und 48 kHz, wie durch die Pfeile angedeutet, sind die Resultate der Amplitudenmodulation mit 24 kHz und bewirken den Colormixing-Mode in der Hochdruckentladungslampe. Die Linie bei 0 kHz entspricht der an der Lampe umgesetzten mittleren Leistung.

Das Amplitudenspektrum der frequenzmodulierten Spannung U _M (f), die der Spannung U _e (f) proportional ist, ist in den Fig. 4a (berechnet) und Fig. 4d (gemessen) darge ^¬ stellt. Deutlich sind die beiden Seitenbänder zu erkennen. Das zugehörige Leistungsspektrum P _M (f), das dem Spektrum P _e (f) proportional ist, ist in den Fig. 4b (be ^¬ rechnet) und Fig. 4e (gemessen) dargestellt.

Das resultierende Amplitudenspektrum U _a (f) am Ausgang des Lampenresonanzkreises ist in den Fig. 5a (gemessen) und Fig. 5c (gemessen) dargestellt. Das resultierende Leis- tungsspektrum P _a (f) nach der Filterung am Lampenresonanzkreis ist in den Fig. 5b (berechnet) und Fig. 5d (gemes ^¬ sen) dargestellt. Deutlich zu erkennen sind die beiden Seitenbänder und die singuläre Modulationslinie bei f _mO d (24 kHz) .

Der zeitliche Verlauf des Signals U _M (t) am Eingang des Lampenresonanzkreises ist in Fig. 4c dargestellt.

Die Breite der Frequenzbänder rührt von dem erwähnten

Sweep her, der im Amplitudenspektrum zwischen 45 kHz und

55 kHz liegt und im Leistungsspektrum entsprechend höher zwischen 90 kHz und 124 kHz. Die ungesweepten und daher

schärferen Linien im Leistungsspektrum bei 24 kHz und 48 kHz, wie durch Pfeile in Fig. 5b bzw. 5d angedeutet, sind die Resultate der Amplitudenmodulation mit 24 kHz und bewirken den Colormixing-Mode in der Hochdruckentladungs- lampe. Die Linie bei 0 kHz entspricht der an der Lampe umgesetzten mittleren Leistung.

Im Nachfolgenden wird eine bevorzugte Ausführungsform einer digitalen Implementierung der Frequenzmodulation in einem Microcontroller näher dargestellt, jedoch führt je- de direkte programmtechnische Implementierung auch zum erwünschten Ziel:

Ein frequenzmoduliertes Signal wird im Allgemeinen fol ^¬ gendermaßen ausgedrückt :

U _e (t) = --Uo-ύn(2-π-f _c -t + m-ύn(2-π-f _mod -ή) π

wobei U _e (t) das Eingangssignal für die Halbbrücke dar ^¬ stellt;

Uo die Versorgungsspannung für die Halbbrückenschaltung, die üblicherweise die so genannte Zwischenkreisspannung ist;

f _c die Trägerfrequenz, die in der Anwendung typischerwei ^¬ se zwischen einer ersten Frequenz fi=45 kHz und einer zweiten Frequenz f ₂ =55 kHz gesweept wird, wobei das Nach ^¬ führen der Trägerfrequenz für den Sweep für die vorliegende Betrachtung unerheblich ist, da in der Anwendung die erforderliche Wiederholrate von ca. 100 Hz als sta ^¬ tisch angesehen werden kann; und

f _m od die Modulationsfrequenz, die in der Anwendung typi ^¬ scherweise bei 24 kHz liegt.

Der Vorfaktor 2/π für die äußere Sinusfunktion ist der Formfaktor zur Korrektur der im Allgemeinen rechteckigen Ansteuerung für die elektronischen Schalter der Halbbrücke .

Durch Ableitung des Arguments

φ(t) = 2-π-f _c ^■ t + m-sin(2-π-f _mod -t)

erhält man die Augenblicksfrequenz f (t) mit f(t) = —φ(t) dt oder ausgeschrieben

f(t) = f _c +mi2-π-f _mod )-cos(2-π-f _mod -ή.

Ersetzt man den Modulationsgrad m= to/Tc = to f _c

wobei to der maximale Zeitversatz des Steuersignals in ^¬ nerhalb eines Modulationszyklus ist, der in der prakti- sehen Anwendung ja nach der Höhe des gewünschten Modulationsgrades zwischen 0 und Tc liegen kann, so lässt sich die Frequenzmodulation umschreiben in

U _e (t) = Uo ^■ sin(2 -π-f _c - to(t) ^■ sin(2 • π ^■ / _mod • ή)

Durch Faktorisierung von f _c erhält man:

U _e (0 - Uo ^■ sin(2 -π-f _c -(t + to{t) ^■ sin(2 • π ^■ / _mod • t)))

Dies ist eine Darstellung der Frequenzmodulation in Form einer Zeit- oder Phasenmodulation, die sich programmtechnisch einfach in einem Microcontroller umsetzen lässt.

Eine Spektralanalyse von U _e (t) ist im Allgemeinen in ge ^¬ schlossener Form nicht möglich. Es muss daher mit gängigen Näherungslösungen gearbeitet werden oder auf numerische Simulationsmethoden zurückgegriffen werden, was in beiden Fällen zum gleichen Ergebnis führt.

Eine Zerlegung von U _e (t) in eine Besselreihe mit den Jn (m) als Besselkoeffizienten führt unter Berücksichtigung nur der ersten Terme zu folgendem Ausdruck:

U _e (t) = Uo ^■ Jo(m) ^■ sin(/ _c - t) + Uo - 2Jl(m) ^• sin(/ _mod ^• 0 ^• cos(/ _c ^• 0 + Uo ■ J2(m) • cos(2/ _mod • 0 • sin(/ _c • 0

Für m<l gilt : Jo (m) = l-m ² / 4 = 1 ; Jl (m) = m/2 ; J2 (m)

= m ² /4 .

Damit ergibt sich für U _e (t) :

U _e (t) = Uo ^■ sin(/ _c - t) + Uo - m - sin(/ _mod • t) ^■ cos(/ _c • t) + Uo ^■ m ² I A ^■ cos(2 • / _mod • t) ^■ sin(/ _c • t).

U _e (t) enthält demnach drei Terme:

Der erste Term entspricht einem reinen Trägersignal bei der Frequenz f _c ;

der zweite Term entspricht zwei reinen Seitenbändern bei den Frequenzen (f _c +f _mO d) und (f _c -f _mO d) , ohne dessen Träger bei der Frequenz f _c ;

der dritte Term entspricht zwei reinen Seitenbändern mit geringer Intensität bei den Frequenzen (f _c +2-f _mod ) und (f _c - 2-f _mod ) ohne der Trägerfrequenz f _c .

Das Amplitudenspektrum des frequenzmodulierten Eingangs- Signals konstanter Amplitude und konstanter Modulations-

frequenz entspricht also der Einton-FM-Charakteristik . Es ist ein Trägersignal bei der Frequenz f _c , dessen Seitenbänder in den Abständen f _mod , 2-f _mod bis n-f _mod erscheinen, deren Intensität aber gemäß den Besselkoeffizienten Jn (m) abnimmt .

Die Filtercharakteristik des Resonanzkreises muss nun so ausgelegt sein, dass einerseits entsprechend der ge ^¬ wünschten Modulationstiefe der erforderliche überstriche- ne Frequenzbereich vom Resonanzkreis übertragen wird, und andererseits die Dämpfung für höhere Frequenzen haupt ^¬ sächlich über 100 kHz genügend stark ist, damit die durch die Einton-FM erzeugten Seitenbänder höherer Ordnung weitgehend ausgefiltert werden, d. h. schließlich im We ^¬ sentlichen nur die beiden Seitenbänder der ersten Ordnung bei 26 kHz und bei 76 kHz zum Tragen kommen.

Generell gilt anzumerken: Das Amplitudenspektrum ist am Eingang des Resonanzkreises und am Ausgang des Resonanzkreises an der Lampe sowohl bei der aus dem Stand der Technik bekannten „klassischen" Amplitudenmodulation als auch bei der erfindungsgemäßen „Frequenzmodulation" identisch .

Das Leistungsspektrum am Eingang des Resonanzkreises ist hingegen nur bei dem aus dem Stand der Technik bekannten „klassischen" Amplitudenmodulationsverfahren mit dem Leistungsspektrum am Ausgang des Resonanzkreises an der Lampe identisch.

Bei der erfindungsgemäßen Vorgehensweise ist das Leis ^¬ tungsspektrum am Eingang des Resonanzkreises nicht mit dem Leistungsspektrum am Ausgang des Resonanzkreises i- dentisch.

In den gerechneten Spektren sind der übersichtlichkeit halber nur die Grundwellen berücksichtigt, während die Höher-Harmonischen aus den rechteckförmigen Ansteuersignalen nicht dargestellt sind. Die Verbreiterung der Spektralbereiche rührt von dem langsam überstrichenen Sweepbereich, typischerweise zwischen 45 kHz und 55 kHz bei einer Sweep-Wiederholrate von ca. 100 Hz, her.

Fig. 4a zeigt das gerechnete Amplitudenspektrum, Fig. 4d das zugehörige gemessene Amplitudenspektrum des frequenz- modulierten Halbbrückeneingangssignals (vgl. Fig. 6) . Deutlich erkennbar sind die Anteile bei der Frequenz f _c sowie bei den Frequenzen f _c +f _mod und f _c -f _mod . Die Fig. 4b zeigt das berechnete Leistungspektrum des Signals am Halbbrückeneingang, Fig. 4e das zugehörige berechnete Leistungsspektrum. Wie deutlich zu erkennen ist, tritt bei 24 kHz keine singuläre Modulationslinie auf. Fig. 4c zeigt den zeitlichen Verlauf des Halbbrückeneingangssig ^¬ nals. Wie bereits bemerkt, ist U _M proportional zu U _e .

Fig. 5a zeigt das gerechnete Amplitudenspektrum, Fig. 5c das zugehörige gemessene Amplitudenspektrum Ua (f) des Ausgangssignals Ua (t) an der Lampe.

Fig. 5b zeigt das berechnete Leistungsspektrum Pa (f) an der Lampe, Fig. 5d das zugehörige gemessene Leistungs ^¬ spektrum an der Lampe. Die im Leistungsspektrum zu erken- nenden schmalen Spektrallinien deuten die scharfen Einzellinien der Modulation an.

Durch Auslegung der Filtercharakteristik des Lastkreises lassen sich Modulationstiefen bis zu 50 % erreichen.

Als Zwischenergebnis lässt sich festhalten, dass allein auf der Basis der Ansteuersignale für die elektronischen Schalter der Halbbrücke mittels eines Microcontrollers ohne zusätzliche elektronische Leistungskomponenten die gewünschte Modulation für den Betrieb einer Hochdruckent ^¬ ladungslampe erzeugt werden kann.

Fig. 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsge ^¬ mäßen Schaltungsanordnung. Dabei umfasst ein so genannter Lampeninverter 10 einen Wechselrichter 12, der einen ers- ten Sl und einen zweiten Schalter S2 in Halbbrückenanordnung umfasst, die über ihre Steuereingänge von einer Spannung U _e i bzw. U _e2 angesteuert werden, wobei U _e i und U- _e2 • zueinander stets komplementär sind und signaltechnisch durch ein Eingangssignal U _e (t) repräsentiert werden kön- nen.

Der Lampeninverter 10 umfasst weiterhin einen Lastkreis bzw. Resonanzkreis 14, der eine Drossel Li und einen Kon ^¬ densator Ci umfasst. Die Halbbrückenanordnung wird von einer Versorgungsspannung Uo versorgt, die üblicherweise die so genannte Zwischenkreisspannung darstellt.

In dem dargestellten Ausführungsbeispiel wird das Ein ^¬ gangssignal U _e des Lampeninverters 10, aus dem über eine Treiberschaltung 16 die Spannungen U _e i und U _e 2 abgeleitet werden, von einem Microcontroller 18 zur Verfügung ge- stellt. Dabei ist darauf hinzuweisen, dass die Elemente des Microcontrollers 18 auch diskret aufgebaut werden könnten. Im Microcontroller 18 wird über seinen Eingang 20 die Spannung U _R2 , d. h. die am Widerstand R ₂ des Span ^¬ nungsteilers Ri, R ₂ abfallende Spannung, zugeführt.

Die Spannung U _R2 ist der Spannung U _a an der Lampe La pro ^¬ portional und ermöglicht die Messung der Amplitude der Lampenspannung und des Amplitudenmodulationsgrads. Die Spannung U _R 2 wird einerseits einem Tiefpass, umfassend einen Kondensator C _P und einen Widerstand R _P , zugeführt, um eine Spannung U _P zu erzeugen, die dem Mittelwert der Ausgangsspannung U _a proportional ist.

Andererseits wird die Spannung U _R 2 einem Hochpass- Netzwerk 22 und an einer Diode gleichgerichtet, wodurch man den aktuellen Modulationsschwankungsgrad δU _lst zu er ^¬ zeugen. Aus den beiden gemessenen Größen lässt sich der aktuelle Wert des Modulationsgrads mit

m _lst = δU _lst /U _P

bestimmen .

über eine Schnittstelle 24 kann der Sollwert m _So ii des Mo ^¬ dulationsgrads eingegeben werden. Dieser wird im Multiplikator 26 mit Up multipliziert und stellt deshalb an seinem Ausgang ein δU _So ii bereit. Ein Regler 28 regelt derart, dass δU _lst = δU _So ii wird.

Am Ausgang des Reglers 28 wird demnach eine Regelgröße als Stellgröße für den Modulationsgrad bereitgestellt und einem Block 30 zugeführt. Dieser erhält weiterhin von einem 24 kHz-Generator 32 ein sinusförmiges Signal bei der Frequenz f _mOd =24kHz. Am Ausgang des Blocks 30 wird ein 24 kHz-Signal bereitgestellt, dessen Amplitudenhöhe gere ^¬ gelt ist und dem gewünschten Modulationsgrad m _so n ent ^¬ spricht .

über einen Frequenzgenerator 34 wird das 100 Hz Sweepsignal als Sägezahn erzeugt. Sowohl das sägezahnför- mige Sweepsignal als auch das 24 kHz-Signal mit geregel ^¬ ter Amplitudenhöhe werden einem Frequenzgenerator 36 zur Verfügung gestellt. Dieser verarbeitet die beiden Eingangssignale, d. h. das sägezahnförmige Sweepsignal am Eingang 38 sowie das amplitudengeregelte f _mO d-Signal am Eingang 40, zu dem Signal U _e , was im Ergebnis ein im Si ^¬ nus-Takt von f _m od frequenzmoduliertes Signal ist, dessen mittlere Frequenz im Vergleich zu f _mO d sehr viel langsamer im 100 Hz-Takt des Sweepsteuersignals sägezahnförmig nachgeführt wird.

Wie für den Fachmann offensichtlich, kann der Koppelkondensator C _La , der zur Blockierung des aus der Halbbrücke stammenden Gleichanteils dient, auch an anderer Stelle angebracht sein, beispielsweise zwischen der Lampendros ^¬ sel Li und der Lampe La, zwischen der Lampe La und der Anschlussklemme für die Spannung Uo usw. Weiterhin ist eine Ausführungsform mit einem Trafo im Ausgangskreis e- benfalls möglich, falls eine galvanische Entkopplung der Lampe gewünscht ist.

Die Figuren 7a bis c und Fig. 8 zeigen die Erzeugung der Spannung U _e gemäß vier unterschiedlichen Varianten der vorliegenden Erfindung.

Der jeweilige Kurvenzug a) stellt ein Rechtecksignal mit der Frequenz f _mO d, vorliegend 24 kHz, dar. Aus diesem Rechtecksignal wird gemäß dem jeweiligen Kurvenzug b) im Microcontroller zunächst ein Dreiecksignal und daraus ein Sinussignal, siehe den jeweiligen Kurvenzug c) . Die vier Varianten unterscheiden sich in den Kurvenzügen e) und

f) , wobei bei drei Kurvenzügen ein 50 kHz-Signal, d. h. die mittlere Frequenz der gesweepten Trägerfrequenz, als Kurvenzug d) eingezeichnet ist, die von weiterer Bedeu ^¬ tung bei der Erzeugung der gewünschten Signale ist. Kur- venzug e) stellt die jeweilige Spannung U _e (t) als Habbrü- ckenansteuersignal auf einem 5V-Pegel dar, der jeweilige Kurvenzug f) die zum Kurvenzug e) formgleiche Spannung U _M am Halbbrückenmittelpunkt M, die auf einem Pegel von ca. 500 V liegt.

Die Figuren 7a bis 7c zeigen Ausführungsformen, bei denen ein Pulsweiten-Modulationsmodul verwendet wird, dessen Takteingang an eine Quelle für den zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takt und dessen Modulationseingang an eine Quelle für das Signal bei der Mo- dulationsfrequenz gekoppelt ist, wobei die Ansteuerschal ^¬ tung 18 ausgelegt ist, die Pulsweite des zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Signals in Abhängigkeit des Signals bei der Modulationsfrequenz, ins ^¬ besondere in Abhängigkeit eines Augenblickwerts des Sig- nals bei der Modulationsfrequenz, zu modulieren.

Fig. 7a zeigt ein Beispiel für eine nicht-äquidistante Abtastung. Dabei wird die Pulsweite des gesweepten Sig ^¬ nals mit der Frequenz f _c nach jedem Flankenwechsel ent ^¬ sprechend des Augenblickwerts des periodischen Modulati- onssignals fmocu siehe Kurvenzug c) , eingestellt. Eine niedrige Amplitude des Modulationssignals, Kurvenzug c) , führt daher zu einer kleinen Pulsweite, eine große Ampli ^¬ tude des Modulationssignals zu einer großen Pulsweite. Nach Ablauf der entsprechenden Pulsweite wird gemäß dem dann vorliegenden Augenblickswert des Sinussignals, Kur ^¬ venzug c) , die nächste Pulsweite festgelegt.

Gemäß der in Fig. 7b dargestellten Variante ist die Ansteuerschaltung 18 ausgelegt, die Pulsweite des zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takts in Abhängigkeit eines Augenblickwerts des Signals bei der Modulationsfrequenz derart zu modulieren, dass zu vorgebbaren Zeitpunkten, insbesondere zu Zeitpunkten mit äqui- distantem zeitlichen Abstand, der Augenblickswert des Signals bei der Modulationsfrequenz ermittelt wird und entsprechend dem ermittelten Augenblickswert die momenta- ne Pulsweite des gesweepten Takts verlängert oder ver ^¬ kürzt wird. Je höher hierbei die Samplingrate gewählt wird, desto perfekter lässt sich die Frequenzmodulation durch Pulsweitenänderung einbringen, aber desto öfter muss der Microcontroller austakten, wodurch naturgemäß irgendwann seine von der Spezifikation vorgegebene Grenze erreicht würde. Deswegen wird in der Praxis bevorzugt nur mit einer Samplingrate von 2-f _c gearbeitet werden, was für die Genauigkeit ausreicht, um ein 24 kHz-Sinussignal

(4-fach-oversampled) in einen 50 kHz-Takt (2-fach- oversampled) einzumodulieren .

Wird demnach mit der genau modulierten gesweepten Taktsynchronabtastung bei 2f _c gearbeitet, wird das Shannon- Kriterium zur Einschreibung eines Signals mit dem Takt bei der Frequenz f _c stets eingehalten und ist von diesem Standpunkt aus besonders vorteilhaft.

Fig. 7b zeigt die zeitlichen Verläufe bei äquidistanter Abtastung: Die Pulsweite des frequenzmodulierten Signals mit der Frequenz f _c wird äquidistant im Takt eines hin ^¬ reichend großen Mastersignals, Kurvenzug c) , vorliegend 50 kHz, entsprechend des Augenblickswerts des periodi ^¬ schen Modulationssignals f _mO d eingestellt. Vorliegend wird

der Verlauf der Spannung U _e , Kurvenzug e) , wie folgt er ^¬ mittelt: Bei jeder steigenden und fallenden Flanke des Mastersignals im Kurvenzug d) wird der Augenblickswert des Sinussignals, Kurvenzug c) , ermittelt und zur Erzeu- gung des Signals U _e , Kurvenzug e) , verwendet.

Die Fig. 7c zeigt eine Ausführungsform, bei der im ersten und im zweiten Ansteuersignal sowohl die steigende Flanke als auch die Impulsmitte im Takt der Modulationsfrequenz gegenüber dem unmodulierten, zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takt verschoben ist. Dabei wird der Flankenanstieg des frequenzmodulierten Signals, Kurvenzug e) , äquidistant im Takt eines hinreichend gro ^¬ ßen Mastersignals, Kurvenzug d) , entsprechend des Augen ^¬ blickswerts des periodischen Modulationssignals f _mOd , Kur- venzug c) , verschoben. Anschließend wird entsprechend dieses repräsentativen Modulationswerts die Pulsweite so berechnet, dass die Pulsmitte betragsmäßig um die Hälfte bezüglich des unmodulierten Pulses verschoben wird.

Fig. 8 zeigt eine Ausführungsform, bei der die Ansteuer- Schaltung ein Phase-Shift-Modul umfasst, dessen Taktein ^¬ gang an eine Quelle für den zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takt und dessen Modulationseingang an eine Quelle für das Signal bei der dritten Frequenz gekoppelt ist, wobei die Ansteuerschaltung aus- gelegt ist, die Anfangsflanke des zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Signals in Abhängigkeit des Signals bei der Modulationsfrequenz, insbesondere in Abhängigkeit eines Augenblickwerts des Signals bei der Modulationsfrequenz, zu verschieben.

Gemäß Fig. 8 wird dabei der Flankenanstieg und der Flan ^¬ kenabfall des frequenzmodulierten Signals, Kurvenzug e) , äquidistant im Takt eines hinreichend großen Mastersig ^¬ nals, Kurvenzug d) , entsprechend des Augenblickswerts des periodischen Modulationssignals fmocu Kurvenzug c) , ver ^¬ schoben .

Fig. 9 zeigt die gemessenen zeitlichen Verläufe verschie ^¬ dener Signale an einem Versuchsaufbau, bei dem die vor ^¬ liegende Erfindung umgesetzt wurde. Dabei wurde die Span- nung am Ausgang des Lastkreises, d. h. die Spannung, mit der die Lampe angesteuert wird, im Persistance-Mode ge ^¬ messen. Kurvenzug a) zeigt den zeitlichen Verlauf des Mo ^¬ dulationssignals, Kurvenzug b) das frequenzmodulierte Rechtecksignal am Eingang des Resonanzkreises, also am Mittelpunkt M der Halbbrückenanordnung und Kurvenzug c) die Spannung Ua an der Lampe La am Ausgang des Resonanzkreises. Deutlich ist die Amplitudenmodulation mit der Frequenz f _mO d zu erkennen.