Schal tungsanordnung zum Betreiben von HID-Ladungslampen

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Bet re iben von Gasent ladungs lampen , insbe s ondere von Hochdruck-Gasentladungslampen, welche in elektronischen Vorschaltgeräten für entsprechende Gasentladungslampen zum Einsatz kommt . Hochdruck-Gasentladungslampen unterscheiden sich von Niederdruck-Gasentladungslampen unter anderem dadurch, dass s ie höhere Zündspannungen benötigen und s ich ihre Farbtemperatur mit der j eweils zugeführten Lampenleistung ändert . Die letztgenannte Eigenschaft hat zur Folge, daß Hochdruck-Gasentladungslampen nur schwer oder nicht dimmbar sind . Vielmehr muß zur Erhaltung der Farbtemperatur der Hochdruck-Gasentladungslampe die der j ewe iligen Lampe zugeführte Energie durch eine entsprechende Regelung konstant gehalten werden . Ein elektronisches Vorschaltgerät für Hochdruck-Gasentladungslampen muß demnach zum einen eine hohe Zündspannung erzeugen und zum anderen die Möglichkeit bieten, die der Lampe zugeführte Leistung konstant zu halten .

Bekannte elektronische Vorschaltgeräte für Hochdruck- Gasentladungslampen basieren auf einer Vollbrückenschaltung, die vier steuerbare elektronische Schalter umfaßt . Dieses Prinzip sol l nachfolgend anhand Fig . 4 erläutert werden ,

25 wobei die in Fig. 4 gezeigte Schaltung beispielsweise aus der WO-A-86/04752 bekannt ist.

Wie bereits erwähnt worden ist, umfaßt diese bekannte Schaltung zum Ansteuern einer Gasentladungslampe EL, insbesondere einer Hochdruck-Gasentladungslampe, eine Vollbrücke mit vier steuerbaren Schaltern Sl - S4, die gemäß der zuvor genannten Druckschrift insbesondere durch Bipolartransistoren gebildet sind. In dem Brückenzweig dieser Vollbrücke ist ein Serienresonanzkreis bestehend aus einer Spule Ll und einem Kondensator Cl geschaltet, wobei die anzusteuernde Gasentladungslampe EL parallel zu dem Kondensator Cl angeordnet ist. Die Vollbrücke wird mit einer Gleichspannung U ₀ gespeist. Zu den Schaltern bzw. Transistoren Sl - S4 sind Freilaufdioden parallel geschaltet, die jedoch der Einfachheit halber in Fig. 4 nicht dargestellt sind. Zum Betreiben der Gasentladungslampe EL wird in der WO-A-86/04752 vorgeschlagen, während einer ersten Betriebsphase den Schalter S4 zu schließen und die Schalter S2 und S3 zu öffnen. Desweiteren wird während dieser ersten Betriebsphase der Schalter Sl mit einer hohen Taktfrequenz abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Während der Einschaltdauer des Schalters Sl fließt ein Gleichstrom über den Schalter Sl, die Spule bzw. Drossel Ll, die Gasentladungslampe EL und den während dieser Betriebsphase stets geschlossenen Schalter S4. Durch öffnen des Transistors Sl wird der Stromfluß unterbrochen und die in der Spule Ll durch den Stromfluß zuvor aufgebaute magnetische Energie in elektrische Energie umgesetzt, die eine Gegenspannung liefert, welche bis zum nächsten Einschaltzeitpunkt des Schalters Sl den Stromfluß durch die Gasentladungslampe EL in gleicher Richtung aufrecht erhält,

wobei die in der Spule Ll gespeicherte Energie abgebaut wird. Durch erneutes Einschalten des Schalters Sl wird erneut der zuvor beschriebene Stromkreis geschlossen, so daß sich der oben erwähnte Vorgang wiederholt. Während dieser ersten Betriebsphase, in der die Schalter S2 und S3 dauerhaft geöffnet und der Schalter S4 dauerhaft geschlossen ist und der Schalter Sl hochfrequent abwechselnd geöffnet und geschlossen wird, wird die Gasentladungslampe EL stets in gleicher Richtung vom Strom durchflössen. Dies führt dazu, daß die Gasentladungslampe EL während ihres Betriebs weniger flackert und eine höhere Lichtausbeute möglich ist. Beim dauerhaften Betrieb mit der Gleichspannung U ₀ können sich jedoch im Elektrodenbereich der Gasentladungslampe EL Ablagerungen ansammeln, welche durch den stets in gleiche Richtung strömenden Elektronenfluß verursacht werden. Um diese Ablagerungen zu vermeiden, wird die Gasentladungslampe EL wiederholt niederfrequent umgepolt. Dies geschieht dadurch, daß während einer zweiten Betriebsphase nunmehr die Schalter bzw. Transistoren Sl und S4 dauerhaft geöffnet und der Schalter S3 dauerhaft geschlossen wird. Des weiteren wird während dieser zweiten Betriebsphase der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet, so daß sich im Prinzip dieselbe Betriebsweise wie während der zuvor beschriebenen ersten Betriebsphase einstellt, wobei jedoch während der zweiten Betriebsphase der Stromfluß durch die Gasentladungslampe EL umgekehrt ist.

Zusammenfassend kann demnach festgestellt werden, daß die in Fig. 4 gezeigt Vollbrücke im Prinzip mit der Gleichspannung U ₀ betrieben wird, wobei jedoch durch das niederfrequente Umpolen zwischen den Brückendiagonalen Sl -

S4 bzw. S2 - S3, d.h. durch das niederfrequente Umschalten zwischen den beiden zuvor beschriebenen ersten und zweiten Betriebsphasen, der Gasentladungslampe EL und der Drossel Ll ein niederfrequenter Wechselstrom zugeführt wird, dessen

Frequenz der Umpolfrequenz entspricht. Während der beiden Betriebsphasen wird entweder der Schalter Sl oder der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Das Größenverhältnis zwischen der Taktfrequenz, mit der die Schalter Sl bzw. S2 abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden, und der deutlich niedrigeren Umpolfrequenz sollte möglichst groß gewählt werden, und kann beispielsweise 1000:1 betragen. Je größer dieses Verhältnis ist, umso kleiner kann die Drossel bzw. Spule Ll dimensioniert werden. Aufgrund des hochfrequenten Umschaltens der Schalter Sl bzw. S2 wird ein entsprechend hochfrequenter Strom erzeugt, der durch die Drossel Ll fließt. Die zur Begrenzung des Lampenstroms dienende Drossel kann daher kleiner dimensioniert werden als im Fall, wenn sie von einem niederfrequenten Strom durchflössen werden würde.

Das Zünden der in Fig. 4 gezeigten Gasentladungslampe EL erfolgt mit Hilfe des durch die Drossel Ll und den Kondensator Cl gebildeten Serienresonanzkreises, wobei zum Zünden ein Betrieb der Gasentladungslampe EL mit einer Frequenz erforderlich ist, die in der Nähe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises liegt. Ist dies der Fall, tritt an der Gasentladungslampe EL eine Spannungsüberhöhung auf, die zum Zünden der Gasentladungslampe führt.

Aus der EP-A2-0740492 ist eine Schaltungsanordnung zum Zünden und Betreiben einer Gasentladungslampe, insbesondere

einer Hochdruck-Gasentladungslampe, bekannt. Zum Zünden bzw. Betreiben der Gasentladungslampe wird in dieser Druckschrift vorgeschlagen, mit Hilfe einer entsprechenden Steuerschaltung die in den Brückendiagonalen angeordneten Schalter Sl, S4 bzw. S2, S3 der Vollbrücke während einer ersten Betriebsphase komplementär mit einer relativ hohen Frequenz zu steuern, bis die Gasentladungslampe zündet. Anschließend schaltet die Steuerschaltung in eine zweite Betriebsphase (Nominalbetriebsphase) um, in der die Steuerschaltung die Schalter Sl - S4 der Vollbrückenanordnung komplementär mit einer relativ niedrigen Frequenz ansteuert. Zudem wird gemäß dieser Druckschrift eine Regeleinrichtung verwendet, die ausgangsseitig über eine Kapazität mit der Vollbrücke derart gekoppelt ist, daß die Vollbrücke parallel zu der Kapazität angeordnet ist. Die Regeleinrichtung dient zudem zur Spannungsversorgung der Vollbrücke und regelt insbesondere die der Gasentladungslampe zugeführte Leistung. Zu diesem Zweck wird die an den Ausgangsklemmen der Regeleinrichtung anliegende Spannung sowie der augenblicklich fließende Strom gemessen, die entsprechenden Werte werden multipliziert und der gebildete Istwert als Istwert der Lampenleistung der Regeleinrichtung zugeführt. Die zuvor erwähnte Steuerschaltung ist mit der Regeleinrichtung verbunden und gibt den Sollwert der Ausgangsleistung der

Regeleinrichtung vor, wobei die Steuerschaltung insbesondere während der oben beschriebenen ersten Betriebsphase

(Anlaufbetriebsphase) den Sollwert anhebt, damit die

Regeleinrichtung der Vollbrücke eine höhere Ausgangsleistung zuführen kann. Die Zündung der Gasentladungslampe kann durch eine Zündvorrichtung erfolgen, die mit der im Brückenzweig angeordneten Induktivität Ll gekoppelt ist. Alternativ kann

die Gasentladungslampe durch Verwendung der in Fig. 4 gezeigten und der Gasentladungslampe EL parallel geschalteten Kapazität Cl gezündet werden, die zusammen mit der Induktivität Ll einen Serienresonanzkreis bildet.

Eine weitere Schaltungsanordnung zum Zünden und Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Metallhalogen- Hochdruck-Gasentladungslampen, die aus der GB-A-2319 677 bekannt ist, ist in Fig. 5 dargestellt. Auch diese Schaltungsanordnung umfaßt vier zu einer Vollbrücke verschaltete steuerbare Schalter Sl - S4, die durch Bipolartransistoren oder Feldeffekttransistoren gebildet sein können. Im Brückenzweig dieser Vollbrückenschaltung befindet sich eine Gasentladungslampe EL sowie ein durch eine Induktivität Ll und eine Kapazität Cl gebildeter Serienresonanzkreis. Zum Starten, d.h. Zünden, der Gasentladungslampe EL wird die Vollbrücke mit Hilfe einer entsprechenden Steuerschaltung, welche die einzelnen Schalter Sl - S4 über entsprechende Brückentreiber einzeln ansteuern kann, mit einer relativ hohen Frequenz betrieben, die im Bereich 20 - 40 kHz liegen kann. Diese hohe Frequenz ist insbesondere derart gewählt, daß sie in der Nähe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises, bestehend aus der Induktivität Ll und der Kapazität Cl, liegt, so dass nach einer gewissen Zeit die Gasentladungslampe EL zündet. Das Zünden der Gasentladungslampe El kann beispielsweise durch überwachen des Lampenstroms oder durch überwachen der Lampenhelligkeit erfaßt werden. Sobald die Zündung der Gasentladungslampe EL erfaßt worden ist, wird die Vollbrücke auf eine niedrige Betriebsfrequenz, die insbesondere im Bereich 50 - 200 Hz liegen kann, umgeschaltet, um die

Lampe zu betreiben. Wie Fig. 5 entnommen werden kann, umfaßt die aus dieser Druckschrift bekannte Schaltungsanordnung zudem einen als Zünd- oder Spartransformator bezeichneten Transformator, dessen Primärwicklung L2 in Serie mit der Kapazität Cl des Serienresonanzkreises angeordnet ist, während die Sekundärwicklung in Serie mit der Gasentladungslampe EL geschaltet ist. Dieser Transformator mit den Induktivitäten L2 und L3 dient dazu, bei Auftreten eines Stromflusses durch den Kondensator Cl (was insbesondere bei Anliegen der hohen Zündfrequenz der Fall ist) eine erhöhte Spannung in der Sekundärspule L3 zu erzeugen, die an die Gasentladungslampe EL angelegt wird. Auf diese Weise kann das Zünden sowie der Betrieb der Gasentladungslampe EL erleichtert werden.

Die in Fig. 5 gezeigte Schaltungsanordnung, bei der ein Spartransformator verwendet wird, dessen Primärwicklung L2 in Serie mit der Serienresonanzkreiskapazität Cl und dessen Sekundärwicklung L3 in Serie mit der Gasentladungslampe EL geschaltet ist, hat jedoch den Nachteil, daß auch ein durch die Vollbrücke fließender Rippeistrom hochtransformiert wird und dementsprechend den Lampenstrom negativ beeinflußt. Die aus der EP-A2-0740 492 bekannte Schaltungsanordnung, welche ebenfalls zuvor diskutiert worden ist, ermöglicht zwar eine Regelung bzw. Konstanthaltung der der Vollbrücke zugeführten Leistung, benötigt jedoch hierfür eine relativ große Anzahl von Bauelementen, so daß die Schaltungsanordnung relativ komplex und teuer ist.

Aus der DE 199 16 879 Al ist eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Hochdruck-Gasentladungslampen (HID-Lampen)

bekannt, wie sie aus den Figuren 1-3 der vorliegenden Anmeldung bekannt ist. Dabei werden die Schalter Sl, S2, S3 und S4 (siehe Fig. 1) jeweils so getaktet, dass abwechselnd eine der Brückendiagonalen Sl, S4 bzw. S3, S2 aktiviert ist. Dabei besteht jede Brückendiagonale aus einem hochfrequent getakteten und einem niederfrequent getakteten Schalter.

Der hochfrequent getaktete Schalter wird dabei jeweils wieder eingeschaltet, wenn der in dem Brückenzweig fließende Strom I _L 2 einen unteren Umkehrpunkt, d.h. einen minimalen Wert, erreicht hat.

Weiterhin ist es aus der DE 199 16 878 Al bekannt, dass der niederfrequent getaktete Schalter einer aktivierten Brückendiagonale zusätzlich zu einem geöffneten hochfrequent getakteten Schalter geöffnet wird, falls der Brückenzweigstrom nach einer vorgegebenen Zeitdauer noch nicht seinen Minimalwert erreicht hat.

Die Erfindung setzt nunmehr auf diesem Gedanken des zusätzlichen öffnens des niederfrequent getakteten Schalters auf und bildet dieses Prinzip dahingehend weiter, dass der Anforderung an die moderne Schaltungstechnik genüge getan wird.

Die zuvor genannte Aufgabe wird gemäß der vorliegenden Erf indung durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst . Die Unteransprüche beschreiben j eweils bevorzugte und vorte i lha f te Aus führungs fo rmen de r vorl iegenden Erfindung .

Gemäs s einem ersten Aspekt schlägt die Erf indung vor eine

Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Gasentladungslampe, mit einer Vollbrückenschaltung, an die eine Gleichspannung

(Uo) angelegt ist und die vier steuerbare Schalter (Sl - S4) umfaßt, wobei eine Gasentladungslampe (EL) in einem Brückenzweig, der einen Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (Sl) und dem zweiten Schalter (S2) mit einem Knotenpunkt zwischen dem dritten Schalter (S3) und dem vierten Schalter (S4) verbindet, anzuordnen ist, und mit einer Steuerschaltung (1), die abwechselnd eine der beiden Brückendiagonalen aktiviert, die jeweils aus einem hochfrequent getakteten Schalter und einem niederfrequent getakteten Schalter besteht, wobei die Steuerschaltung einen hochfrequent getakteten Schalter einer Brückendiagonale immer dann schließt, wenn ein Meßsignal eine Wiedereinschaltbedingung erfüllt, wobei die Steuerschaltung auch den niederfrequent getakteten Schalter derselben

Brückendiagonale nach einem vorgegebenen Zeitraum (T2) nach dem öffnen des hochfrequent getakteten Schalters öffnet

(Figur 2b), wenn bis dahin die Wiedereinschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter noch nicht erfüllt ist, um den Brückenzweigstrom schneller absinken zu lassen, wobei das Schliessen des niederfrequent und/oder des hochfreqent getakteten Schalters zeitlich verzögert nach dem Eintritt der Wiedereinschaltbedingung des hochfrequent getakteten Schalters erfolgt.

Gemäss einem weiteren Aspekt der Erfindung wird eine Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Gasentladungslampe, insbesondere einer Hochdruck-Gasentladungslampe vorgeschlagen, mit einer Vollbrückenschaltung, an die eine Gleichspannung (Uo) angelegt ist und die vier steuerbare Schalter (Sl - S4) umfaßt, wobei eine Gasentladungslampe (EL)

in einem Brückenzweig, der einen Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (Sl) und dem zweiten Schalter (S2) mit einem Knotenpunkt zwischen dem dritten Schalter (S3) und dem vierten Schalter (S4) verbindet, anzuordnen ist, und mit einer Steuerschaltung, die abwechselnd eine der beiden Brückendiagonalen, jeweils bestehend aus einem hochfrequent getakteten Schalter und einem niederfrequent getakteten Schalter, aktiviert, wobei die Steuerschaltung (1) einen hochfrequent getakteten Schalter einer Brückendiagonale immer dann schließt, wenn ein Meßsignal eine Wiedereinschaltbedingung erfüllt, wobei die Steuerschaltung auch den niederfrequent getakteten Schalter derselben Brückendiagonale nach einem vorgegebenen Zeitraum (T2) nach dem öffnen des hochfrequent getakteten Schalters öffnet, wenn bis dahin die Wiedereinschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter noch nicht erfüllt ist, um den Brückenzweigstrom schneller absinken zu lassen.

Der Zeitpunkt des zusätzlichen öffnens und/oder der Zeitpunkt des darauf folgenden Schliessens des niederfrequent getakteten Schalters kann extern einstellbar und/oder durch die Steuerschaltung selbst adaptiv, d.h. ereignisabhängig einstellbar sein.

Der Zeitpunkt des Schliessens des niederfrequent und/oder hochfrequent getakteten Schalters kann insbesondere in einem Zeitraum liegen, der mit dem Eintritt der Wiedereinschaltbedingung des hochfrequent getakteten Schalters beginnt.

Der Zeitraum kann vorzugsweise spätestens 3uS, vorzugsweise 30OnS bis 2.5uS, nach dem Eintritt der

Wiedereinschaltbedingung des hochfrequent getakteten Schalters enden .

Der Zeitpunkt des Schliessens des niederfrequent getakteten Schalters kann nach dem Schliessen des hochfrequent getakteten Schalters liegen, wenn die Lampenspannung oder die Ausgangsspannung unter einem vorgegebenem Schwellenwert liegt.

Die Erfindung bezieht sich auch auf ein Verfahren zum Betreiben einer Gasentladungslampe, mit einer Vollbrückenschaltung, an die eine Gleichspannung (Uo) angelegt ist und die vier steuerbare Schalter (Sl - S4) umfaßt, wobei eine Gasentladungslampe (EL) in einem rückenzweig, der einen Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (Sl) und dem zweiten Schalter (S2) mit einem Knotenpunkt zwischen dem dritten Schalter (S3) und dem vierten Schalter (S4) verbindet, anzuordnen ist, und wobei abwechselnd eine der beiden Brückendiagonalen aktiviert wird, die jeweils aus einem hochfrequent getakteten

Schalter und einem niederfrequent getakteten Schalter besteht, wobei ein hochfrequent getakteter Schalter einer Brückendiagonale immer dann geschlossen wird, wenn ein Meßsignal eine Wiedereinschaltbedingung erfüllt, wobei der niederfrequent getaktete Schalter derselben

Brückendiagonale nach einem vorgegebenen Zeitraum (T2) nach dem öffnen des hochfrequent getakteten Schalters geöffnet wird (Figur 2b) , wenn bis dahin die Wiedereinschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter noch nicht erfüllt ist, um den Brückenzweigstrom schneller absinken zu lassen, wobei das Schliessen des niederfrequent und/oder des hochfrequent getakteten Schalters zeitlich (bewusst

verzögert) nach dem Eintritt der Wiedereinschaltbedingung des hochfrequent getakteten Schalters erfolgt.

Die Erfindung bezieht sich weiterhin auf ein Verfahren zum Betreiben einer Gasentladungslampe, mit einer Vollbrückenschaltung, an die eine Gleichspannung (Uo) angelegt ist und die vier steuerbare Schalter (Sl - S4) umfaßt, wobei eine Gasentladungslampe (EL) in einem Brückenzweig, der einen Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (Sl) und dem zweiten Schalter (S2) mit einem Knotenpunkt zwischen dem dritten Schalter (S3) und dem vierten Schalter (S4) verbindet, anzuordnen ist, und wobei abwechselnd eine der beiden Brückendiagonalen, jeweils bestehend aus einem hochfrequent getakteten Schalter und einem niederfrequent getakteten Schalter, aktiviert wird, wobei die Steuerschaltung (1) einen hochfrequent getakteten Schalter einer Brückendiagonale immer dann schließt, wenn ein Meßsignal eine Wiedereinschaltbedingung erfüllt, wobei auch der niederfrequent getaktete Schalter derselben Brückendiagonale nach einem vorgegebenen Zeitraum (T2) nach dem öffnen des hochfrequent getakteten Schalters geöffnet wird(Figur 2b), wenn bis dahin die Wiedereinschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter noch nicht erfüllt ist, um den Brückenzweigstrom schneller absinken zu lassen, wobei der Zeitpunkt des zusätzlichen öffnens und/oder der Zeitpunkt des darauf folgenden Schliessens des niederfrequent und/oder hochfrequent getakteten Schalters extern einstellbar ist und/oder adaptiv, d.h. ereignisabhängig eingestellt wird.

Schliesslich bezieht sich die Erfindung auch auf eine Steuereinheit, insbesondere eine integrierte Schaltung wie

einen ASIC oder Microcontroller, die zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche ausgelegt ist.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung näher beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,

Fig. 2a zeigt ein erstes Diagramm, welches zeitabhängige Spannungs- und Stromverläufe in der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung darstellt,

Fig. 2b zeigt ein zweites Diagramm, welches den zeitabhängigen Stromverlauf und Schaltzustände in der in Fig. 1 dargestellten

Schaltungsanordnung entsprechend einer Weiterbildung darstellt,

Fig. 3 zeigt ein elektronisches Vorschaltgerät, bei dem die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung eingesetzt ist,

Fig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung gemäß dem bekannten Stand der Technik, und

Fig. 5 zeigt eine weitere Schaltungsanordnung

gemäß dem bekannten Stand der Technik.

Fig. 6 zeigt ein schematisches Schaltbild zur Erläuterung der vorliegenden Erfindung,

Fig. 7 zeigt Signalverläufe, wie sie bei dieser Schaltung gemäß Fig. 6 auftreten können,

Fig. 8 zeigt Signalverläufe bei Anwendung der vorliegenden Erfindung, und

Fig. 9 zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung umfaßt steuerbare Schalter Sl - S4, die zu einer Vollbrücke verschaltet sind. An die Vollbrücke ist eine Gleichspannung U ₀ angelegt, die von einer geeigneten Gleichspannungsquelle des entsprechenden elektronischen Vorschaltgeräts, in dem die Schaltungsanordnung verwendet wird, stammt. Zu den Schaltern Sl - S4 sind jeweils Freilaufdioden parallel geschaltet, wobei der Einfachheit halber in Fig. 1 lediglich die dem Schalter Sl parallel geschaltete Freilaufdiode Dl dargestellt ist. Als Schalter Sl - S4 werden vorzugsweise Feldeffekttransistoren verwendet, die die Freilaufdioden bereits enthalten. In dem Brückenzweig der in Fig. 1 gezeigten Vollbrücke ist eine anzusteuernde Gasentladungslampe EL, insbesondere eine Hochdruck- Gasentladungslampe, angeordnet. Die in Fig. 1 gezeigte

Schaltungsanordnung ist insbesondere für den Betrieb von Metallhalogen-Hochdruck-Gasentladungslampen geeignet, die besonders hohe Zündspannungen benötigen. Wie bereits eingangs erwähnt worden ist, unterscheiden sich Hochdruck- Gasentladungslampen von Niederdruck-Gasentladungslampen insbesondere dadurch, daß sie höhere Zündspannungen benötigen und in ihrem kleineren Lampenkörper ein höherer Druck auftritt. Desweiteren weisen Hochdruck-

Gasentladungslampen eine höhere Leuchtdichte auf, wobei sich jedoch die Farbtemperatur der jeweiligen Hochdruck- Gasentladungslampe mit der zugeführten Leistung ändert.

Elektronische Vorschal tgeräte für Hochdruck-

Gasentladungslampen sollten daher einerseits hohe Zündspannungen bereitstellen und andererseits eine Konstanthaltung der zugeführten Leistung ermöglichen.

Mit dem Brückenzweig der in Fig. 1 dargestellten Vollbrücke ist ein Serienresonanzkreis gekoppelt, der eine

Induktivität Ll und eine Kapazität Cl umfaßt, wobei die Kapazität Cl an einen Anzapfungspunkt der Induktivität Ll angreift und über einen weiteren steuerbaren Schalter S5 parallel zu dem Schalter S4 geschaltet ist. Darüber hinaus ist eine Glattungs- oder Filterschaltung vorgesehen, die eine weitere Induktivität L2 und eine weitere Kapazität C2 aufweist, wobei diese Bauelemente wie in Fig. 1 gezeigt verschaltet sind. An die Vollbrücke ist zudem ein Widerstand Rl angeschlossen, der als Strommeß- oder Shunt- Widerstand dient.

Der zuvor erwähnte Serienresonanzkreis mit der Induktivität Ll und der Kapazität Cl dient in Kombination mit der

weiteren Kapazität C2 insbesondere zum Zünden der Gasentladungslampe EL. Zu diesem Zweck wird der Serienresonanzkreis in Resonanz angeregt, d.h. eine der Resonanzfrequenz entsprechende Frequenz der Lampe oder ein Vilefaches davon (Harmonische) zugeführt. Die Anregung des Resonanzkreises erfolgt durch abwechselndes Schalten der Schalter S3 und S4. Dies soll nachfolgend näher erläutert werden.

Zum Zünden der Gasentladungslampe EL werden zwei unmittelbar in Serie geschaltete Schalter, beispielsweise die Schalter Sl und S2, mit Hilfe einer geeigneten Steuerschaltung geöffnet und der Schalter S5, der sich in Serie mit der Kapazität Cl befindet, geschlossen. Die anderen beiden Schalter, beispielsweise die Schalter S3 und S4, der Vollbrücke werden abwechselnd geöffnet und geschlossen, wobei dies mit einer relativ hohen Frequenz (ca. 150 kHz) erfolgt. Die Schaltfrequenz wird langsam in Richtung auf die Resonanzfrequenz des durch die Induktivität Ll und die Kapazität Cl gebildeten Serienresonanzkreises abgesenkt. Die Zündspannung der Gasentladungslampe EL wird in der Regel bereits vor Erreichen der Resonanzfrequenz erreicht. In diesem Fall wird die Schaltfrequenz für die Schalter S3 und S4 auf dieser Frequenz gehalten bis die Lampe EL zündet. Die an der rechten Hälfte von Ll abfallende Spannung wird aufgrund des durch die Induktivität Ll realisierten Spartransformatorprinzips beispielsweise im Verhältnis 1:2 auf die linke Hälfte, die mit der Gasentladungslampe EL gekoppelt ist, hochtransformiert, wobei die an der linken Hälfte der Induktivität Ll auftretende Spannung die tatsächliche Zündspannung für die Gasentladungslampe EL bildet, die über die Kapazität C2 an die Lampe angelegt

wird. Um das Zünden der Gasentladungslampe EL zu erfassen, wird die an dem Anzapfungspunkt der Induktivität Ll abfallende Spannung gemessen, welche proportional zur Zündbzw. Lampenspannung Uj : _L ist, da nach dem. Zünden der Lampe EL diese dämpfend auf den Serienresonanzkreis einwirkt. Nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL wird der Schalter S5 für den nachfolgenden Normalbetrieb geöffnet.

Ergänzend ist zu bemerken, daß der Schalter S5 für die Funktionsfähigkeit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nicht unbedingt erforderlich ist. Vielmehr könnte der Schalter S5 auch nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL geschlossen bleiben oder grundsätzlich durch eine entsprechende überbrückung ersetzt sein. Mit Hilfe des Schalters S5, der nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL geöffnet wird, ist jedoch ein saubererer Betrieb der Gasentladungslampe EL möglich. Des weiteren ist zu bemerken, daß die Zündspule Ll insbesondere derart ausgelegt ist, daß sie im nachfolgend noch näher erläuterten Normalbetrieb in der Sättigung arbeitet und somit den Rest der Schaltung nicht beeinflußt. Dies kann beispielsweise dadurch erreicht werden, daß als Zündspule Ll eine Spule mit einem Eisenkern verwendet wird, der im Normalbetrieb in der Sättigung betrieben wird, so daß die Spule Ll nach dem Zünden der Gasentladungslampe EL im Normalbetrieb lediglich eine vernachlässigbare Induktivität bildet. Im Normalbetrieb ist somit lediglich die ebenfalls im Brückenzweig vorgesehene Induktivität L2 strombegrenzend wirksam.

Nachfolgend soll der nach dem Zünden der Gasentladungslampe EL initiierte Normalbetrieb näher erläutert werden, wobei

während des Normalbetriebs die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bzw. Vollbrücke in einem sog. Discontinuous-Modus betrieben wird. Prinzipiell wird die in Fig. 1 gezeigte Vollbrücke mit den steuerbaren Schaltern Sl S4 auf an sich bekannte Art und Weise während des Normalbetriebs betrieben, d.h. die beiden Brückendiagonalen mit den Schaltern Sl und S4 bzw. S2 und S3 werden abwechselnd aktiviert und deaktiviert und somit die entsprechenden Schalter der beiden Brückendiagonalen abwechselnd bzw. komplementär zueinander ein- und ausgeschaltet, wobei zudem bei Aktivierung der Brückendiagonale mit den Schaltern Sl und S4 der Schalter Sl hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird, während entsprechend bei Aktivierung der Brückendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 der steuerbare Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird. D.h. die Vollbrücke wird mit einer relativ niedrigen Frequenz, die insbesondere im Bereich 80 - 400 Hz liegen kann, umgepolt, während der Schalter Sl oder S2 der jeweils aktivierten Brückendiagonale zudem hochfrequent, beispielsweise mit einer Frequenz von ca. 90 kHz, abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird. Dieses hochfrequente Ein- und Ausschalten der Schalter Sl oder S2 erfolgt mit Hilfe eines hochfrequenten pulsweitenmodulierten Steuersignals einer entsprechenden Steuerschaltung, welches mit Hilfe der aus den Bauelementen L2 und C2 bestehenden Filter- oder Glättungsschaltung gesiebt wird, so daß an der Gasentladungslampe EL lediglich der lineare Mittelwert des über den Brückenzweig fließenden Zweigstroms i _L2 anliegt. Mit Hilfe des pulsweitenmodulierten Steuersignals kann die der Vollbrücke zugeführte Leistung konstant gehalten werden, was - wie eingangs erwähnt worden ist - insbesondere für den

Betrieb von Hochdruck- Gasentladungslampen wichtig ist. Der niederfrequente Anteil des der Gasentladungslampe El zugeführten Stroms wird durch Umschalten bzw. Umpolen der beiden Brückendiagonalen, d.h. durch Umschalten von Sl und S4 auf S2 und S3, erzeugt. über den rechten Brückenzweig mit den Schaltern S3 und S4 wird in diesem Fall die Lampe EL niederfrequent auf die Versorgungsspannung U ₀ oder auf Masse gelegt, so daß an den Anschlußklemmen der Lampe EL im wesentlichen lediglich der niederfrequente Anteil anliegt.

Gemäß dem zuvor erwähnten niederfrequenten Discontinuous- Modus wird der steuerbare Schalter Sl bzw. S2 der jeweils aktivierten Brückendiagonale immer dann geschlossen, wenn der über die Induktivität L2 fließende Zweigstrom i _L2 sein Minimum erreicht hat. Mit "Minimum" wird dabei der untere Umkehrpunkt des Stroms \ _L2 verstanden, wobei dieses Minimum durchaus auch im leicht negativen Stromwertbereich liegen kann.

Zur Betrachtung des Stromverlaufs soll nachfolgend davon ausgegangen werden, daß zunächst die Brückendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 aktiviert ist, während die Brückendiagonale mit den Schaltern Sl und S4 deaktiviert ist. D.h. die Schalter S2 und S3 sind geschlossen, während die Schalter Sl und S4 geöffnet sind. Zum Zeitpunkt des Schließens der Schalter S2 und S3 beginnt durch die Induktivität L2 ein Strom i _L 2 zu fließen, der gemäß einer Exponentialfunktion ansteigt, wobei im hier interessierenden Bereich ein quasi-linearer Anstieg des Stroms ^A 2 zu erkennen ist, so daß nachfolgend der Einfachheit halber von einem linearen Anstieg bzw. Abfall des Stroms ii2 gesprochen wird. Durch öffnen des Schalters

52 wird dieser Strom i _L2 unterbrochen, wobei - wie bereits erwähnt worden ist - der Schalter S2 insbesondere hochfrequent und unabhängig vom Schaltzustand des Schalters

53 abwechselnd geöffnet und geschlossen wird. Das öffnen des Schalters S2 hat zur Folge, daß der Strom i _L2 zwar vorerst über die Freilaufdiode Dl des geöffneten Schalters Sl in die gleiche Richtung weiter fließt, aber kontinuierlich abnimmt und sogar schließlich einen negativen Wert erreichen kann.

Dies ist insbesondere solange der Fall bis die Elektronen aus der Sperrschicht der Freilaufdiode Dl ausgeräumt worden sind. Das Erreichen dieses unteren Umkehrpunktes des Strom ii ₂ wird überwacht und der Schalter S2 nach Erkennen dieses unteren Umkehrpunktes wieder geschlossen, so daß der Strom wieder ansteigt. D.h. daß hochfrequente Einschalten des Schalters S2 erfolgt immer dann, wenn der untere Umkehrpunkt des Stroms i _L 2 erreicht worden ist. Das öffnen des Schalters S2 kann im Prinzip beliebig gewählt werden, wobei der Zeitpunkt des öffnens des Schalters insbesondere entscheidend für die Leistungszufuhr der Gasentladungslampe EL ist, so daß durch geeignetes Einstellen des öffnungszeitpunkts die der Lampe zugeführte Leistung geregelt bzw. konstant gehalten werden kann. Als Schaltkriterium kann hierfür beispielsweise die Zeit oder der Maximalwert des Zweigstroms i _L2 herangezogen werden. Durch die Maßnahme, daß der jeweils hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltete Schalter Sl bzw. S2 jeweils im unteren Umkehrpunkt des Stroms i _L 2, d.h. in der Nähe des Stromwerts Null, wieder eingeschaltet wird, wird der jeweilige Feldeffekttransistor Sl bzw. S2 geschont, d.h. vor Zerstörung geschützt, und es können

Feldeffekttransistoren als Schalter Sl bzw. S2 verwendet werden, die verhältnismäßig lange Ausräumzeiten für die entsprechende Freilaufdiode aufweisen. Dies soll nachfolgend näher erläutert werden.

Bevor der Schalter S2 geschlossen wird, liegt über ihm eine Spannung an, die im vorliegenden Fall ca. 400 Volt beträgt. Wird der Schalter S2 geschlossen, bricht diese Spannung zusammen, d.h. sie fällt sehr rasch von 400 Volt auf 0 Volt ab. Die besondere Eigenschaft eines Feldeffekttransistors ist es jedoch, daß der Strom bei Aktivierung des entsprechenden Feldeffekttransistors bereits zu fließen beginnt, ehe die entsprechende Spannung auf 0 Volt abgefallen ist. In diesem kurzen Zeitabschnitt zwischen Anstieg des für den Feldeffekttransistor fließenden Stroms und dem Erreichen der Spannung 0 Volt wird durch das Produkt des Stroms und der Spannung eine dem jeweiligen Feldeffekttransistor zugeführte Leistung gebildet, die den Feldeffekttransistor zerstören kann. Daher ist es vorteilhaft, den Feldeffekttransistor bei einem geringstmöglichen Stromfluß, insbesondere in der Nähe des Stromwerts Null, zu schalten.

Des weiteren ist zu beachten, daß der über die Induktivität L2 fließende Strom i _L 2 über die Freilaufdiode von Dl fließt, wenn der Schalter Sl offen ist und auch der Schalter S2 noch offen ist. Wird der Schalter S2 geschlossen und der Schalter Sl geöffnet, dauert es eine bestimmte Zeitspanne, bis die Elektronen aus der Sperrschicht der Freilaufdiode Dl ausgeräumt werden konnten. Während dieser Zeit ist der Feldeffekttransistor Sl praktisch in einem leitenden Zustand. Das bedeutet, daß der Feldeffekttransistor S2

während einer relativ kurzen Zeitspanne bis zum Ausräumen der Sperrschicht der Freilaufdiode Dl, die dem

Feldeffekttransistor Sl zugeordnet ist, an der vollen Betriebsspannung U ₀ , die ca. 400 Volt beträgt, anliegt, wodurch es ebenfalls zu der zuvor beschriebenen überbelastung und ggf- sogar Zerstörung des Feldeffekttransistors S2 kommen kann. Aufgrund der zuvor vorgeschlagenen Vorgehensweise, nämlich dem Einschalten des Schalters S2 immer dann, wenn der über die Induktivität L2 fließende Strom i _L2 sein Minimum erreicht hat, ist der zuvor anhand der Ausräumzeit des Schalters bzw. Feldeffekttransistors Sl beschriebene Effekt nahezu unbeachtlich, so daß für die Schalter Sl - S4 auch Feldeffekttransistoren verwendet werden können, die relativ lange Ausräumzeiten für die damit verbundenen Freilauf dioden aufweisen. Es gibt zwar bereits Schaltelemente mit sehr kurzen Ausräumzeiten, wie z. B. den sog. IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) , wobei diese Bauelemente jedoch sehr teuer sind. Mit Hilfe der vorliegenden Erfindung kann somit auf die Verwendung derartig teurer Bauelemente verzichtet werden.

Für die zuvor beschriebene Vorgehensweise ist erforderlich, daß der augenblickliche Wert des Stroms i _L2 sowie der Zeitpunkt des Erreichens seines Umkehrpunkts bekannt ist.

Der augenblickliche Wert des Stroms beispielsweise durch Messen der an dem Widerstand Rl abfallenden Spannung bestimmt werden. Der untere Umkehrpunkt des Stroms i _L2 wird vorzugsweise durch eine transformatorisch an der Spule L2 abgegriffene Spannung bestimmt. Zu diesem Zweck kann eine (in Fig. 1 nicht dargestellte) Wicklung oder Spule

transformatorisch mit der Spule L2 gekoppelt werden, die zu einer Differenzierung des über die Spule L2 fließenden Stroms i _L2 führt und somit eine Aussage über den Umkehrpunkt des Stroms i _L 2 zuläßt.

Der untere Umkehrpunkt kann auch durch andere Rückführsignale, bspw. der Mittenpunktspannung am Verbindungspunkt der Schalter Sl und S2 indirekt erfasst werden. Von Bedeutung ist allein, dass der Zeitpunkt des unteren Minimums des Brückenzweigstroms erfassbar ist. Quantative Aussagen zu diesem Strom sind dagegen für die Bestimmung des Einschaltzeitpunkts des hochfrequent getakteten Schalters nicht erforderlich.

Der Normalbetrieb der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung soll nachfolgend anhand des in Fig. 2 dargestellten Diagramms erläutert werden, wobei in Fig. 2 zeitabhängig der Verlauf der am Knotenpunkt zwischen den Schaltern Sl und S2 anliegenden Spannung Ui, der Lampenspannung U _EL und des über die Spule L2 fließenden Stroms i _L2 dargestellt ist. Insbesondere ist in Fig. 2 der Fall dargestellt, daß während einer ersten Zeitspanne Tl der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung die Brückendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 aktiviert ist, wohingegen während einer anschließenden Zeitspanne T2 die Brückendiagonale mit den Schaltern Sl und S4 aktiviert ist. D.h. während der Zeitspanne Tl ist der Schalter S3 dauerhaft geschlossen, und die Schalter Sl und S4 sind dauerhaft geöffnet. Des weiteren wird während dieser Zeitspanne Tl der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Aus Fig. 2 ist insbesondere ersichtlich, daß der Schalter S2 stets geschlossen wird, wenn der über

die Spule L2 fließende Strom i _L2 seinen unteren Umkehrpunkt, d.h. seinen minimalen Wert, erreicht hat, so daß sich der impulsartige Verlauf der Spannung U ₁ ergibt. Die Steilheit der Flanken des Stroms i _L2 ist durch die Induktivität der Spule L2 bestimmt. Durch Verändern des Spitzenwert des Stroms i _L2> d.h. des Zeitpunkts des öffnens des Schalters S2, kann der Strommittelwert des Stroms i _L2 verändert und somit die der Lampe EL zugeführte Leistung und deren Farbtemperatur geregelt bzw. konstant gehalten werden. Der hochfrequente Verlauf des Stroms i _L 2 wird durch die Bauelemente L2 und C2 geglättet, so daß sich der in Fig. 2 gezeigte geglättete Verlauf der an die Gasentladungslampe EL angelegten Spannung u _EL ergibt .

Nach Ablauf der Zeitspanne Tl, werden die Schalter S2 und S3 dauerhaft geöffnet, und der Schalter S4 wird dauerhaft eingeschaltet. Analog zum Schalter S2 während der

Zeitspanne Tl wird nunmehr der Schalter Sl hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet, so daß sich der in Fig.

2 gezeigte Verlauf der Spannungen ui und U _EL sowie des Stroms i _L 2 ergibt. Wie bereits erwähnt worden ist, wird mit Hilfe einer Steuerschaltung wiederholt zwischen den Betriebsphasen während der Zeitspannen Tl und T2 umgeschaltet, wobei diese

Umpolfrequenz insbesondere im Bereich 80 - 400 Hz liegen kann, während die hochfrequente Taktfrequenz des Schalters S2 (während der Zeitspanne Tl) bzw. des Schalters Sl

(während der Zeitspanne T ₂ ) im Bereich um 90 kHz liegen kann.

Durch das niederfrequente Umschalten bzw. Umpolen zwischen den Brückendiagonalen Sl - S4 und S2 - S3 entsteht zwangsläufig ein Brummen, welches aufgrund seiner niedrigen

Frequenz an sich relativ leise und nicht störend ist. Durch die steilen Flanken am Umschaltzeitpunkt zwischen den Zeitspannen Tl und T2 entstehen jedoch Oberwellen, die sich störend auswirken. Aus diesem Grunde ist die Steuerschaltung, welche die Schalter Sl - S4 ansteuert, vorteilhafter Weise derart auszugestalten, daß sie die Stromspitzen des Stroms i _L 2 vor und nach dem Umschalten zwischen den Betriebsphasen Tl und T ₂ reduziert. Dies kann beispielsweise durch eine spezielle Software oder durch eine spezielle Anpassung der Hardware der Steuerschaltung 5 geschehen, die die letzten Stromspitzen während der Zeitspanne Tl sowie die ersten Stromspitzen während der Zeitspanne T ₂ reduziert, um auf diese Weise die Flanken beim Umschalten zwischen den Betriebsphasen Tl und T ₂ abzuflachen. In diesem Fall ergibt sich der in Fig. 2 gestrichelt dargestellte Verlauf des Stroms i^ _∑ bzw. der Lampenspannung u _EL . Aus dieser gestrichelten Darstellung ist ersichtlich, daß vor und nach dem Umschaltzeitpunkt die Stromspitzen geringfügig gegenüber dem ursprünglichen Verlauf reduziert sind und somit ein etwas weicherer übergang der Lampenspannung U _EL erzielt wird.

Bei der eben beschriebenen Steuerung läuft nach dem öffnen des hochfrequent geschalteten Schalters der Strom weiter über die Freilaufdiode und nimmt dabei relativ langsam ab, wenn der zweite Schalter der gerade aktivierten Brückendiagonalen weiterhin geschlossen bleibt. Dies führt zu einem kleineren Stromspitzenwert und dementsprechend auch zu einer kleineren Verlustleistung. Allerdings kann es vorkommen, daß zu einem Zeitpunkt, zu dem die Elektronen aus den Sperrschichten der Freilaufdioden ausgeräumt worden sind und somit der untere Umkehrpunkt des Stromes i _L2

erreicht worden ist, dieser noch nicht ausreichend abgefallen ist und somit die Schalter beim Schließen immer noch einer hohen Belastung ausgesetzt sind. Um diese Belastungen auszuschließen, können in einer Weiterbildung die Schalter entsprechend dem Diagramm in Fig. 2b gesteuert werden.

Dieses Diagramm zeigt den Stromverlauf i _L2 und den Zustand des zweiten und des dritten Schalters 2, 3 während der Zeitspanne Tl. Die beiden anderen Schalter sind in diesem Zeitraum Tl geöffnet. Während einer ersten Phase [tau]l sind beide Schalter geschlossen und der Strom i _L2 steigt kontinuierlich an. Wie bei der eben beschriebenen Steuerung ist während einer zweiten Phase [tau]2 ₂ , deren Beginn durch das Erreichen eines Maximalwerts von i _L2 oder durch eine vorgegebene Dauer von [tau] 1 bestimmt sein kann, der zweite Schalter S2 geöffnet und i _L2 nimmt langsam ab. Zusätzlich wird nun allerdings ab einem vorgegebenen Zeitpunkt nach dem öffnen des zweiten Schalters S2 in einer dritten Phase X3 auch der dritte Schalter S3 geöffnet. Der Strom fließt nun über die beiden Freilaufdioden des ersten und des vierten Schalters und nimmt nun stärker ab als während der zweiten Phase [tau] 2. Damit kann sichergestellt werden, daß i _L 2 auch tatsächlich einen negativen Wert erreicht, bevor die Sperrschichten der Freilaufdioden ausgeräumt sind. Erreicht i _L 2 den unteren Umkehrpunkt, werden beide Schalter wieder geschlossen und die Steuerung befindet sich wieder im Zustand der ersten Phase [tau]l. Das öffnen des dritten Schalters S3 - also die dritte Phase [tau] 3 - entfällt allerdings, wenn der Strom i _L2 vorher schon auf Null abgesunken ist, da in diesem Fall keine hohen Belastungen beim öffnen Schalter

auftreten. Stattdessen wird sofort mit der ersten Phase [tau] l, fortgefahren und der zweite Schalter S2 wieder geöffnet. Das niederfrequente Umschalten zwischen den beiden Brückendiagonalen erfolgt analog zu dem vorherigen Ausführungsbeispiel, wobei auch hier vorteilhaft die Stromspitzen des Stroms i _L2 vor und nach dem Umschalten zwischen den Betriebsphasen Tl und T ₂ reduziert werden können .

Es ist eine bekannte Eigenschaft von Hochdruck- Gasentladungslampen, daß diese bis zur vollständigen Erwärmung ein relativ schlecht kontrollierbares und instabiles Verhalten aufweisen. Die vollständige Erwärmung tritt dabei etwa nach 1 - 2 Minuten ein. In der

Aufwärmphase kann die Spannung über der Lampe geringer als im Normalbetrieb sein. Würde man in der Aufwärmphase das Vorschaltgerät wie im zuvor beschriebenen Normalbetrieb betreiben, so würde die verringerte Lampenspannung zur Folge haben, daß ein Strom i _L2 mit entsprechend geringer Steilheit di _L2 /dt über die Induktivität L2 fließt, so daß ggf. der Umkehrpunkt von i _L 2 mit Hilfe des zuvor erwähnten transformatorischen Abgriffs nicht zuverlässig detektiert werden kann. Daher ist es vorteilhaft, während der Aufwärmphase, d.h. nach dem Zünden und vor dem eigentlichen Normalbetrieb, auch die Schalter S3 und S4 analog zu den Schaltern Sl und S2 hochfrequent zu takten, wobei niederfrequent zwischen den Brückendiagonalen Sl - S4 und S2 S3 umgeschaltet wird, d.h. es wird niederfrequent zwischen zwei Zuständen umgeschaltet, wobei in dem ersten Zustand die Schalter Sl und S4 hochfrequent getaktet und die Schalter S2 und S3 geöffnet sind, während im zweiten Zustand die Schalter S2 und S3 hochfrequent getaktet und

die Schalter Sl und S4 geöffnet sind. Durch diese Maßnahme wird erreicht, daß auch über die Freilaufdioden der Schalter S4 und Sl ein Strom über die Spule L2 fließt, wodurch in der transformatorisch mit dieser Spule L2 gekoppelten und in Fig. 1 nicht gezeigten Wicklung, die zur Erfassung des Umkehrpunkts des Stromes i _L 2 vorgesehen ist, eine höhere Spannung erzeugt wird, so daß eine sichere Erfassung oder überwachung des Stroms i _L 2 möglich ist. Insbesondere kann der Umschaltzeitpunkt exakt überwacht werden. Der Wechsel von der Aufwärmphase in den Normalbetrieb erfolgt nach Erreichen der Betriebstemperatur der Lampe beispielsweise nach überschreiten einer Schwelle (ca. 45V) durch die Lampenspannung, wobei bevorzugt bis zum tatsächlichen Umschalten noch eine bestimmte Zeitspanne zugewartet wird.

Fig. 3 zeigt den Einsatz der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung in einem elektronischen Vorschaltgerät zum Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Hochdruck-

Gasentladungslampen .

Eingangsseitig weist das elektronische Vorschaltgerät ein Funk-Entstörfilter mit einem Symmetriertransformator L4, L5 sowie Kondensatoren C3 und C4 auf, die an einen stromführenden Leiter L, einen Nullleiter und einen Erdleiter eines Versorgungsspannungsnetzes angeschlossen sind. Mit dem Funk-Entstörfilter ist ein 5 Gleichrichter verbunden, der Dioden D5 - D8 umfaßt. An diesen Gleichrichter schließt sich eine Schaltung an, die als Hochsetzsteller fungiert und Widerstände R2 - R6, Kondensatoren C5 und C6, eine Diode D9 einen Transformator L6, L7, einen Feldeffekttransistor Sβ sowie eine von einer

Versorgungsspannung VCC versorgte integrierte Steuerschaltung 4 aufweist, welche insbesondere den Feldeffekttransistor S6, der als ein Schalter dient, mit Hilfe eines pulsweitenmodulierten Signals abhängig von der am Widerstand R3 abgegriffenen Spannung ansteuert. Auf diese Weise wird erreicht, daß die Zeiten, in denen der Transistor S6 leitend ist, während einer Netzhalbwelle so gesteuert werden, daß die Hüllkurve des aufgenommenen Stroms im wesentlichen sinusförmig ist. Diese Ausgangsspannung wird mit Hilfe der Diode D9 gleichgerichtet und mit Hilfe des Kondensators C6 gesiebt, so daß die bereits anhand Fig. 1 erläuterte Versorgungsgleichspannung U ₀ für die zum Betreiben der Gasentladungslampe EL vorgesehene Schaltungsanordnung bereitgestellt wird. Ausgangsseitig umfaßt das in Fig. 3 gezeigte elektronische Vorschaltgerät die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung, wobei die sich entsprechenden Bauteile mit identischen Bezugszeichen versehen sind, so daß auf eine Wiederholung der Beschreibung dieser Bauteile verzichtet werden kann. Ergänzend ist jedoch zu bemerken, daß in Fig. 3 auch die bereits zuvor erwähnte Wicklung L3 dargestellt ist, die mit der im Brückenzweig der Vollbrücke befindlichen Induktivität L2 transformatorisch gekoppelt ist und zur Detektierung des Umkehrpunkts des Stroms i _L 2 (vergl. Fig. 1) dient.

Desweiteren ist in Fig. 3 die zentrale Steuerschaltung 1 dargestellt, welche von einer Versorgungsspannung VDD gespeist wird und einerseits mit Hilfe der Spule L3 den Umkehrpunkt des Stroms i _L2 sowie mit Hilfe der am Widerstand Rl abgegriffenen Spannung die augenblickliche Höhe der Stroms i _L 2 erfaßt. Des weiteren überwacht diese Steuerschaltung 1, die insbesondere als anwenderspezifische

integrierte Schaltung Application Specific Integrated Circuit, ASIC) ausgestaltet sein kann, die am Anzapfungspunkt der Spule Ll des Serienresonanzkreises anliegende Spannung, mit deren Hilfe das Zünden der Gasentladungslampe EL erfaßt werden kann. Die Ausgänge der Steuerschaltung 1 sind mit Brückentreibern 2 und 3 gekoppelt, die jeweils zur Ansteuerung der Feldeffekttransistoren Sl und S2 bzw. S3 und S4 dienen. Der ebenfalls als Schalter dienende Feldeffekttransistor S5, welcher in Serie mit der Resonanzkreiskapazität Cl geschaltet ist, wird direkt von der Steuerschaltung 1 angesteuert.

In Figur 6 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. Bekanntlich setzt die Erfindung voraus, dass bei einer Vollbrückenschaltung mit vier Schaltern (in Fig. 6 nunmehr A, B, C und D genannt)- wechselweise eine der Brückendiagonalen A, B bzw. C, D aktivierbar ist, indem jeweils einer der Schalter A, B bzw. C, D hochfrequent und der jeweils andere derselben Brückendiagonale niederfrequent getaktet wird.

Während in dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1 und 5 beispielhaft erläutert wurde, dass dort die Schalter Sl und S3 hochfrequent getaktet sind, wird nunmehr Bezug nehmen auf Fig. 6 das Beispiel erläutert, dass die Schalter A, C jeweils hochfrequent und die Schalter B, D jeweils niederfrequent getaktet sind.

Insbesondere für die Schalter (hier A, C) , die hochfrequent getaktet werden, werden in jüngster Zeit Feldeffekttransistoren (FETs) mit einer schnellen Bodydiode, d.h. einer Bodydiode mit kurzer Ausräumzeit eingesetzt. Aus

Kostengründen werden auf der niederfrequenten Seite (in dem Beispiel von Fig. 6 die Schalter B, D) normale Feldeffekttransistoren eingesetzt, die also keine Diode mit schneller Ausräumzeit aufweisen. Indessen kann auch auf der niederfrequenten Seite ein Feldeffekttransistor mit Bodydiode mit kurzer Ausräumzeit vorgesehen sein.

Dabei kann folgender Ablauf entstehen:

In einer Phase 1 ist sowohl der Schalter A wie auch der Schalter B eingeschaltet, wobei vorausgesetzt ist, dass bei diesem Beispiel gerade die Brückendiagonale A, B aktiviert ist. Es fließt also wie in Fig. 6 gezeigt ein Strom von der Versorgungsspannung V _bus über den Schalter A durch den Lastkreis mit der Lampe und dann über den eingeschalteten Schalter B auf Masse. Dabei steigt der Strom durch den Brückenzweig mit der Lampe kontinuierlich an, bis eine Ausschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter A erreicht ist. Nach Erreichen der Ausschaltbedingung wird der Schalter A ausgeschaltet, während der niederfrequent getaktete Schalter B weiterhin eingeschaltet ist. Dabei kommt es zu einem Stromfluß in einer Phase 2, in der also die Spule L den Strom durch die Lampe und durch den weiterhin geschlossenen Schalter B weitertreibt. Dieser Strom nimmt kontinuierlich ab, bis er seinen Umkehrpunkt erreicht, wobei dann normalerweise bei Erreichen des Umkehrpunkts des Brückenstroms der Schalter A wieder eingeschaltet wird und der Prozess mit der Phase 1 wiederum beginnt.

Wenn dagegen nach einem vorgegebenen Zeitpunkt der Strom in der Phase 2 noch nicht auf sein Minimum abgesenkt wird, wird erfindungsgemäß der zusätzlich zu dem offenen Schalter A auch

der Schalter B geöffnet, so dass der Stromverlauf gemäß Phase 3 entsteht. In dieser Phase fließt der Strom nunmehr durch die Bodydioden der Schalter C und D und sinkt somit beschleunigt auf seinen Minimumwert ab. Diese Phase 3 wird nunmehr solange dauern, bis die Bodydioden der Schalter C, D ausgeräumt sind. Dabei kann indessen das Problem entstehen, dass die Bodydioden der Hochfrequenzseite (Schalter A, C) kürzere Ausräumzeiten haben als die Bodydioden der Schalter B, D, d.h. der Schalter des niederfrequent getakteten Zweigs.

In diesem Fall wird sich also die Mittenpunktspannung U _x beim hochfrequent getakteten Zweig schneller kommutieren als die Mittenpunktspannung U _γ bei dem niederfrequent getakteten Zweig. Das kann das Problem verursachen, dass auf der hochfrequent getakteten Schaltseite die Wiedereinschaltbedingung für den jeweils aktivierten hochfrequent getakteten Schalter erreicht wird und der Schalter eingeschaltet wird, während die Bodydiode auf dem niederfrequent getakteten Brückenzweig noch nicht vollständig ausgeräumt ist. Somit kommt es beim Stand der Technik zu einem sogenannten harten Schalten des Transistors auf der niederfrequent getakteten Seite, da gemäß dem Stand der Technik das Wiedereinschalten des zusätzlich geöffneten Schalters auf der niederfrequent getakteten Seite zeitgleich zu dem Wiedereinschalten des Schalters derselben aktivierten Brückendiagonale kommt, der hochfrequent getaktet ist. Unter einem harten Schalten ist dabei zu verstehen, dass das Einschalten des niederfrequent getakteten Schalters der aktivierten Brückendiagonale nicht leistungslos erfolgt.

Die Erfindung setzt nunmehr an diesem Problem an und stellt eine Technologie vor, wie dieses harte Schalten verhindert

werden kann.

Erfindungsgemäß wird nunmehr insbesondere das Wiedereinschalten des zusätzlich geöffneten niederfrequent getakteten Schalters einer Brückendiagonale über das Eintreten der Wiedereinschaltungbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter hinaus verzögert.

Zwischen dem Auslösen des Schaltvorgangs durch eine die Wiedereinschaltungbedingung erkennende Steuereinheit und dem tatsächlichen physikalischen Schaltvorgang, d.h. dem Stromtragen des Schalters, liegen schaltungsinhärente Verzögerungen, die bspw. von Treiberschaltungen verursacht werden und typischerweise in einer Grössenordnung zwischen 0,lμS und lμS liegen können.

Gemäss der Erfindung wartet die Steuereinheit gezielt eine vorbestimmte, insbesondere programmierte Zeitdauer nach dem Eintreten der Wiedereinschaltungbedingung ab, bevor sie den Einschaltvorgang durch Ausgeben eines Schaltsignals auslöst, wobei das eigentliche Schliessen des Schalters dann wie oben erläutert mit einer weiteren Verzögerung eintritt. Das Schaltsignal erscheint somit an einem Ausgang der Steuereinheit erst nach Ablauf der Verzögerungszeit.

Diese vorbestimmte Zeitdauer ist in der Steuereinheit selbst „hinterlegt" und somit nicht das Produkt externer Verzögerungseffekte, die auf Grund unterschiedlicher Bestückung nicht definitiv berechenbar sind.

Vorzugsweise wird natürlich das Auslösen des Wiedereinschaltens sowohl des hochfrequent getakteten

Schalters wie auch des niederfrequent getakteten Schalters (falls dieser geöffnet wurde, um wie oben erläutert den Strom schneller absinken zu lassen) einer aktivierten Brückendiagonale durch die Steuereinheit über das Eintreten der Wiedereinschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter hinaus verzögert.

Wenn die Wiedereinschaltbedingung das Erreichen des Minimums des Brückenzweigstroms ist (was durch überwachung des Brückenzweigstroms oder einer davon abhängigen Größe erfolgen kann) , wird also das Wiedereinschalten sowohl des hochfrequent getakteten Schalters wie auch des zusätzlich geöffneten niederfrequent getakteten Schalters einer aktivierten Brückendiagonale auf einen Zeitraum verschoben, der zeitlich nach dem Erreichen des Umkehrpunkts (Minimumwerts) des Brückenzweigstroms liegt.

Auch andere Wiedereinschaltbedingungen, wie bspw. das Ansteigen der Mittenspannung am Verbindungspunkt zweier Schalter einer Halbbrücke über eine vorgegeben Schwelle hinaus .

Dies ist schematisch in Fig. 8 dargestellt, wo ersichtlich ist, dass die Einschaltbedingung bereits erreicht ist, das synchrone Einschalten der Schalter A, B (für den Fall der aktivierten Brückendiagonale A, B) durch die Steuereinheit aber mit einer Verzögerung von beispielsweise 0,5 μs ausgelöst wird. Durch diese Verzögerung der Auslösung des Schaltvorgangs ist sichergestellt, dass die MittelpunktSpannungen U _x bzw. U _γ (s. Figur 6) beim tatsächlichen Einschalten der beiden Schalter A, B bzw. C, D auf gleichem Potential liegen. Dazu kommt es nicht mehr zu

dem harten Schalten des niederfrequent getakteten Schalters.

Um dieses leistungslose Schalten zu erreichen, kann ein Verzögerungswert beispielsweise zwischen 300 ns und 2,5 μs, vorzugsweise indessen unter 1 μs eingestellt werden.

Der Zeitpunkt des Schliessens des niederfrequent getakteten Schalters kann nach dem Schliessen des hochfrequent getakteten Schalters liegen, wenn die Lampenspannung, die Ausgangsspannung oder eine andere im Ausgangskreis überwachte Spannung wie z.B. die Mittenpunktspannung auf der Seite des niederfrequent getakteten Schalters (bei niederfrequenter Taktung der Schalter B und D ist dies die Mittenpunktspannung Uy) unter einem vorgegebenem Schwellenwert liegt. Da die Mittenpunktspannung U _x zur Erkennung der Wiedereinschaltbedingung auch überwacht wird, kann durch überwachung der Mittenpunktspannung U _γ auf einfache Weise bestimmt werden.

Zusätzlich zum Zeitpunkt des Wiedereinschaltens des niederfrequent getakteten Schalters kann erfindungsgemäß auch der Zeitpunkt des öffnens des niederfrequent getakteten Schalters (also der übergang von der Phase 2 auf die Phase 3 in Fig. 6) einstellbar sein.

Sowohl die Einstellung der Verzögerungszeit des Auslösens des Wiedereinschaltens sowie die Einstellung des Zeitpunkts Ausschaltens des niederfrequent getakteten Schalters kann beispielsweise der Steuereinheit von außen, beispielsweise abhängig von der Art der verwendeten Transistoren vorgegeben sein. Insbesondere die Verzögerung des Wiedereinschaltens des niederfrequent getakteten Schalters nach dem Eintreten in die

Wiedereinschaltbedingung für den hochfrequent getakteten Schalter kann programmierbar sein.

Wie durch einen Vergleich der Figuren 1 und 9 deutlich wird, ist in Figur 9 der Schalter S5 weggelassen und sozusagen dauerhaft überbrückt. Weiterhin ist der Kondensator Cl des Serienresonanzkreises bestehend aus dem Spartransformator Ll und eben diesem Kondensator Cl mit einem Ende mit Masse verbunden.

Dafür ist ein Zusatzkondensator CN vorgesehen, der einerseits mit dem Verbindungspunkt zwischen der Induktivität Ll und der

Kapazität Cl des Serienresonanzkreises verbunden ist.

Andererseits ist der Zusatzkondensator CN an dem Verbindungspunkt zwischen den Schaltern Sl und S2 bzw. dem

Verbindungspunkt zwischen der Induktivität L2 sowie der

Kapazität C2 der Glättungs- bzw. Filterschaltung vorgesehen

(die im übrigen einen eigenen Serienresonanzkreis bildet) .

Alternativ kann wie in Fig. 9 strichliniert dargestellt die Zusatzkapazität CN ^λ auch zwischen einem Verbindungspunkt zwischen der Induktivität Ll und der Kapazität Cl des Serienresonanzkreises und einem Verbindungspunkt des dritten und vierten Schalters S3 bzw. S4 verbunden sein. Diese Zusatzkapazität CN ^λ , die also alternativ oder zusätzlich der bereits erläuterten Zusatzkapazität CN vorgesehen sein kann, ist somit parallel zu dem in Fig. 9 rechten Zweig des Spartransformators Ll geschaltet. Die bereits erläuterte Zusatzkapazität CN ist dagegen parallel zu der Gasentladungslampe EL und dem linken Zweig des Spartransformators Ll geschaltet, in dem die Zündspannung

transformiert wird.