Beim Einsatz von kontaktlosen Chipkarten und ähnlichen, wie beispielsweise sogenannte kontaktlose Tags, wird häufig eine sogenannte ASK-Modulation eingesetzt. Man versteht hierunter ein hochfrequentes Signal, das mit in digitaler Form vorlie- genden Daten zwischen einem ersten und einem zweiten Pegel wechselt, und somit das hochfrequente Signal moduliert.

So wie bei digitalen Daten zwischen"Ja"und"Nein"oder"1" und"0"oder"high"und"low"unterschieden wird, wird zwi- schen einer hohen Amplitude und einer niedrigen Amplitude un- terschieden. Hierbei sind zur Zeit die beiden Modulationsar- ten ASK 100 und ASK 10 üblich, wobei ASK 100 einen Pegelun- terschied von 100% und ASK 10 einen Pegelunterschied von 10% bedeutet. Es sind jedoch auch andere Unterschiede möglich und die nachfolgend beschriebene Erfindung ist nicht auf diese ~ beiden üblichen Modulationsarten eingeschränkt.

Das Problem der ASK-Modulation ist darin zu sehen, daß es auch durch eine Änderung im Abstand zwischen Sender und Emp- fänger des so modulierten Signales bei Gleichbleiben der Am- plitude des ausgesendeten Signales, empfängerseitig zu einer Änderung der empfangenen Amplitude kommt, wenn der Abstand sich verändert. Gleiches gilt, wenn im Zwischenraum zwischen Sender und Empfänger Unterschiede eintreten.

Als erschwerend kommt hinzu, daß bei der Verwendung von Si- gnalen, die stets auf"Null"zurückkehren, d. h. zwischen zwei binären"einsen"kehrt das Signal auf"Null"zurück, und Si- gnalen die dies nicht vorsehen, unterschiedlich lange"0"- und"1"-Sequenzen moduliert und übertragen werden.

Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine Demodu- latorschaltung vorzusehen, mit der mit möglichst geringem Aufwand sicher der Pegelwechsel zwischen zwei Zuständen bei ASK-Modulationen erkannt wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Patentan- spruch 1 angegebenen Maßnahmen gelöst. Die angegebene Schal- tung weist den Vorteil auf, daß beim Vergleich der beiden La- despannungen der Wechsel des Modulationspegels leicht erkenn- bar ist.

Nachfolgend wir die Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeich- nung im einzelnen erläutert.

Es zeigen : Figur 1 ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, Figur 2 die Hüllkurve eines ASK-modulierten Signales, Figur 3 einen beispielhaften Verlauf der ersten und zweiten Ladespannung, Figur 4 ein zweites erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel, Figur 5 ein Beispiel einer Auswerteschaltung Figur 6 einen charakteristischen Entladeverlauf von Vref, Figur 7 eine schaltungstechnisch dimensionierte Realisierung der Erfindung und Figur 8 einen charakteristischen Ladeverlauf von Vref.

Bei dem in Figur 1 dargestellten ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel liegt eine hochgfrequente Eingangsspan- nung UHF am Eingang der Demodulatorschaltung an, der durch die beiden Eingangsanschlüsse LA und LB bezeichnet ist. In

Figur 2 ist die Hüllkurve des Amplitudenbetrags der hochfre- quenten Eingangsspannung über der Zeit aufgetragen. Wie zu sehen ist, wechselt sie zwischen einem hohen Amplitudenpegel, der mit"high"bezeichnet ist und einem niedrigen Amplitu- denpegel, der mit"low"bezeichnet ist. Diese gleichgerichte- te hochfrequente Eingangsspannung UHF liegt somit in gleich- gerichteter Form am Knoten Y an. Am Knoten Y sind parallel zwei Ladeschaltungen angeschlossen, die durch die gleichge- richtete hochfrequente Spannung geladen werden.

Die erste Ladeschaltung besteht aus dem Kondensator Cl und einer Stromquelle il, die wiederum vom Spannungsknoten V1 ab- gehend parallel geschaltet sind. Entsprechend ist die zweite Ladeschaltung aus dem Kondensator C2 und der Stromquelle i2 aufgebaut, die vom Stromknoten V2 ausgehend parallelgeschal- tet sind. Die zweite Ladeschaltung ist über einen Ladeschal- ter S1 an dem Knoten Y angeschlossen. Dieser Schalter S1 wird mit der niederfrequenten Spannung UNF, mit der die hochfre- quente Wechselspannung UHF moduliert ist, betätigt. In ein- fachster Weise ist dies mittels einer nicht dargestellten Diode möglich.

Nachfolgend wird die Funktionsweise dieser Schaltung erläu- tert. Solange die gleichgerichtete hochfrequente Spannung UHF am Knoten Y größer als die Spannung an den Eingangsknoten V1 und V2 der Ladeschaltungen ist und der Schalter S1 geschlos- sen ist, werden die Kondensatoren Cl und C2 auf den Wert der gleichgerichteten hochfrequenten Wechselspannung UHF aufgela- den. Gleichzeitig werden die Kondensatoren Cl und C2 durch die Stromquellen il beziehungsweise i2 entladen, wobei die Zeitkonstante der beiden Ladeschaltungen so zu wählen ist, daß sie groß gegenüber der Halbperiode der hochfrequenten Eingangsspannung UHF ist, damit es an den beiden Eingangskno- ten V1 und V2 der Ladeschaltungen zu keinen wesentlichen Spannungsschwankungen (Brummen) kommt, die von den Nulldurch- gängen der hochfrequenten Wechselspannung herrühren.

Wie in Figur 2 dargestellt, soll nunmehr die Amplitude der hochfrequenten Eingangsspannung UHF sich bis zur Zeit vor tl auf dem"high"-Pegel befinden. Zum Zeitpunkt tl wechselt sie über zum"low"-Pegel. Dieser Wechsel bewirkt, daß der Schal- ter Si öffnet und die zweite Ladeschaltung und damit der Ein- gangsknoten V2 von der restlichen Schaltung abgekoppelt ist.

Sind die Zeitkonstanten der ersten und zweiten Ladeschaltung unterschiedlich gewählt, kommt es zu einem unterschiedlichen Entladen der beiden Kondensatoren Cl und C2. Dies ist bei- spielsweise dadurch möglich, daß die beiden Kondensatoren Cl und C2 gleich groß sind, die Stromquellen il und i2 jedoch unterschiedlich stark sind. Das hieraus resultierende Entla- deverhalten ist in Figur 3 dargestellt.

Wie der Figur 3 zu entnehmen ist, sinkt die Spannung am Kno- ten V2 deutlich steiler ab als die Spannung am Knoten V1. Wie in Figur 1 zu sehen ist, ist die Spannung V1 nochmals mittels eines Spannungsteilers X% auf eine Spannung auf V1 umge- setzt. Somit kommt es, wie in Figur 3 zu sehen ist, zu einem Schneiden der Entladekurven V2 und V1. Der Schnittpunkt S ist nunmehr geeignet, um den Übergang vom"high"-Pegel zum "low"-Pegel zu kennzeichnen. Mittels einer später noch be- schriebenen Auswerteschaltung ist ein solcher Schnittpunkt erfaßbar.

Gemäß Figur 4 ist eine weitere Ausgestaltung der erfindungs- gemäßen Demodulatorschaltung dargestellt. Hierbei sei zu- nächst auf die beiden Spannungsteiler Y% und Z% verwiesen, die die Spannung des Knotens V2 in zwei unterschiedliche Spannungen V2, auch als"V siglow"bezeichnet, und V2\'\'auch als"V sighigh"bezeichnet, umgesetzt.

Die Schaltung gemäß Figur 4 funktioniert grundsätzlich genau- so wie die gemäß Figur 1 beschriebene Schaltung. Es soll hier die Zeitkonstante der zweiten Ladeschaltung deutlich geringer sein als die der ersten Ladeschaltung, d. h. die Stromquelle i2 entlädt den Kondensator C2 deutlich schneller, als es die

Stromquelle il am Kondensator C1. Dies ist in Figur 6 deut- lich zu sehen. Die Signale V sighigh und V silow folgen somit ziemlich genau dem Pegelwechsel der hochfrequenten Eingangs- spannung von"high"nach"low". Es kommt, wie auch schon in Figur 3 unter Bezugnahme auf Figur 1 beschrieben, zum Schnittpunkt S zwischen dem Signal V ref und einem Signal, das dem Spannungsigal Vsighigh entspricht.

Sobald die Spannung am Spannungsknoten V2 durch das Entladen mittels der Stromquelle i2 soweit abgesunken ist, daß die Spannung unterhalb der hochfrequenten Eingangsspannung UHF liegt, schließt der Schalter S1 wieder. Das bedeutet, daß die Stromquelle i2 nunmehr über den Widerstand R1 zusätzlich den Kondensator Cl entlädt. Dies ist durch den steilerwerdenden Entladeverlauf von V ref in Figur 6 ab dem Zeitpunkt t2 er- kennbar. Kommt es nunmehr zu einem Pegelwechsel der hochfre- quenten Spannung UHF von"low"nach"high", werden die Kon- densatoren Cl und C2 der Ladeschaltungen wieder aufgeladen und es kommt, wie in Figur 8 dargestellt, zu einem Schnitt- punkt S zwischen der Kurve V ref und V siglow.

Die Diode D3 sorgt dafür, daß zwischen Vl und V2 jeweils nur eine Spannungsdifferenz entsprechend dem Spannungsabfall über dieser Diode D3 besteht. Somit wird die Spannung an beiden Knotenpunkten auch bei großen Modulationshüben wie beispiels- weise ASK 100, bei der die Amplitude der hochfrequenten Ein- gangsspannung in die Nähe von 0 Volt beim Pegel"low"ge- langt, parallel geführt. Auf diese Weise ist es auch bei die- sen hohen Modulationssprüngen sichergestellt, daß stets ein einwandfreier Schnittpunkt zwischen V sighigh und V ref er- mittelbar ist.

In Figur 5 ist eine mögliche Auswerteschaltung für die Signa- le V ref entsprechend V1, V2 entsprechend V sighigh und V2\'\'entsprechend V siglow, dargestellt. Hierbei wird V1 je- weils an den negativen Eingang von zwei Differenzverstärkern gelegt und V sighigh beziehungsweise V siglow jeweils an den

positiven Eingang. Die Ausgänge der Differenzverstärker wie- derum sind, wie dargestellt, auf ein RS-Flipflop geschaltet.

Am Ausgang des RS-Flipflops wird dann ein Signal entsprechend einem"high"-Pegel oder einem"low"-Pegel ausgegeben. Es sind jedoch auch andere Auswerteschaltungen denkbar.

Figur 7 zeigt die Schaltungstechnische Realisierung der Er- findung in einer üblichen CMOS-Technologie. Hierbei liegt auch die Eingangswechselspannung an den Eingangsanschlüssen LO und LD an. Die Dioden D1 bis D2 der vorangegangenen Aus- führungsbeispiele sind in dieser Technologie entsprechend mit Transistoren N4, N5 und N11 gebildet.

Im Anschluß an die Gleichrichterschaltung ist ein Tiefpaß- Vorfilter zur Unterdrückung der Trägerfrequenz vorgesehen.

Im Gegensatz zu der Ladeschaltung der vorhergehenden Ausfüh- rungsbeispiele ist eine schwebende Stromspiegelschaltung aus den p-Kanal Transistoren P1 und PO vorgesehen. Diese Stom- spiegelschaltung lädt die Kondensatoren Cl und C2, an denen die Stromsenken aus den n-Kanal Transitoren N8 und N10 ange- schlossen ist. Das Verhältnis des von der Stromspiegelschal- tung gelieferten Ladestroms zum Entladestrom bestimmt die je- weilige Ladezeitkonstante der Kondensatoren Cl und C2. Die Wiederstände R4, R5 und R7 realisieren die bereits im Zusam- menhang mit den vorhergehenden Ausführungsbeispielen erläu- terten Spannungsteiler, die die der Fensterschaltung zuge- führten Signale vrefdem, vsighigh und vsiglow liefern.

Die zuvor erwähnten Dioden N24 und N25 entkoppeln die Span- nungen V1 und V2, sobald die Eingangsspannung unter den Span- nungspegel von V1 bzw. V2 sinkt.

Die Diode N11 hat die gleiche Funktion wie die zuvor erläu- terte Diode D3.

Zusätzlich zu den früheren Ausführungsbeispielen ist vorgese- hen, daß bei Erkennung eines hohen Modulationsgrades am Aus- gangssignal pausex ein entsprechendes Steuersignal demodenx am Gatter NA6 zugeführt wird. Dieses betreibt die zwei paral- lelen Stomsenken N1 und N0, die in Reihe mit dem Stromspiegel P4 geschaltet sind. Der Stromspiegel P4 ist wiederum parallel zu den Stromspielschaltungen Pl und PO geschaltet, wodurch der Ladestrom der Kondensatoren um ein vielfaches erhöht wird. Dies gewährleistet eine unverminderte Detektionsband- breite, da der eingeschwungene Zustand auch bei Aussteuerung mit großem Hub beschleunig Wiederhesgestellt wird.

Die Auswertung der Signale vrefdem, vsighigh und vsiglow er- folg ansonsten analog zu den vorhergehenden Ausführungsbei- spielen.

Die Dimensionierungsgrößen der Schaltung sind der Schaltung direkt entnehmbar.

Die Erfindung ist insgesamt jedoch nicht auf das Dimensionie- rungsbeipiel eingeschränkt.

Bezugszeichenliste V1 erster Eingangsknoten V2 zweiter Eingangsnoten Cl Kondensator C2 Kondensator I1 Stromquelle I2 Stromquelle D1 Gleichrichterschaltung D2 Gleichrichterschaltung Y Ausgangsknoten Sl Entkoppeleinricht (Schalter)