Zum Schalten induktiver Verbraucher werden bekanntermaßen Leistungsendstufen mit Transistoren, insbesondere MOSFET- Transistoren, als Leistungsschalter verwendet. Beim Abschal- ten der Transistoren muss die in dem induktiven Verbraucher gespeicherte Energie entweder über eine Zenerung der Endstufe oder über eine Freilaufdiode abgebaut werden, wobei für Las- ten mit hoher induktiver Energie möglicherweise eine Frei- laufdiode verwendet wird. Ein Nachteil derartiger Endstufen besteht darin, dass diese erhebliche elektromagnetische Stö- rungen erzeugen. Dies wird bekanntermaßen durch die schnellen Spannungsänderungen am Ausgang der Leistungsschalter und durch schnelle Stromänderungen in der Zuleitung hervorgeru- fen.

Aus DE 198 55 604 Cl ist ein Verfahren zur Ansteuerung einer Leistungsendstufe bekannt, das zu einer Verringerung der e- lektromagnetischen Störungen beim Schalten führt. Bei diesen bekannten Steuerverfahren wird die Leistungsendstufe während eines Schaltvorgangs nacheinander mit unterschiedlichen Stromwerten angesteuert. So erfolgt zu Beginn eines Schalt- vorgangs jeweils eine Ansteuerung mit einem relativ großen Steuerstrom, um die gewünschte Schaltgeschwindigkeit zu er- reichen. Anschließend erfolgt dann jeweils eine Ansteuerung mit einem geringeren Stromwert, um die Änderungsrate (Slew- Rate) am Ausgang der Leistungsendstufe und damit auch die e- lektromagnetischen Störungen zu begrenzen. Die Dimensionie- rung der beiden während eines Schaltvorgangs aufeinander fol-

genden Stromwerte zur Ansteuerung der Leistungsendstufe er- folgt hierbei im Rahmen eines Kompromisses zwischen dem Ziel einer möglichst hohen Schaltgeschwindigkeit einerseits und dem Ziel möglichst geringer elektromagnetischer Störungen an- dererseits.

Nachteilig an dem vorstehend beschriebenen bekannten Ansteu- erverfahren für eine Leistungsendstufe ist zum einen, dass es die Tatsache vernachlässigt, dass Strom und Spannung bei ei- nem induktiven Verbraucher nicht in Phase liegen, so dass die Änderungsrate der Spannung von der Änderungsrate des Stroms abweichen kann. Es wäre deshalb wünschenswert, bei der An- steuerung der Leistungsendstufe sowohl die Änderungsrate der Spannung als auch die Änderungsrate des Stromes einstellen zu können.

Ein weiterer Nachteil des vorstehend beschriebenen bekannten Ansteuerverfahrens für eine Leistungsendstufe besteht darin, dass die aufeinander folgende Ansteuerung mit nur zwei Strom- werten während jedes Schaltvorgangs zwar einen relativ guten Kompromiss zwischen der gewünschten Schaltgeschwindigkeit ei- nerseits und der gewünschten Vorbeugung vor elektromagneti- schen Störungen andererseits ermöglicht, jedoch im stationä- ren Endzustand des Schaltelementes nach Beendigung des jewei- ligen Schaltvorgangs zu einem möglicherweise unbefriedigenden Durchgangs-bzw. Sperrwiderstands führt.

Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, das vorste- hend beschriebene bekannte Ansteuerverfahren dahingehend zu verbessern, dass die Änderungsraten des Stroms und der Span- nung getrennt beeinflusst werden können und darüber hinaus nach einem Schaltvorgang ein möglichst geringer Durchgangswi- derstand bzw. ein möglichst großer Sperrwiderstand erreicht wird.

Die Erfindung wird, ausgehend von den vorstehend beschriebe- nen bekannten Ansteuerverfahren für eine Leistungsendstufe

gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, durch die kennzeich- nenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Die Erfindung umfasst die allgemeine technische Lehre, ein e- lektrisches Schaltelement wie beispielsweise eine Leistungs- endstufe jeweils während eines Schaltvorgangs nacheinander mit mindestens drei verschiedenen Steuersignalen anzusteuern.

In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung handelt es sich bei den Steuersignalen um Stromsignale mit unterschied- lichen Stromwerten, die beispielsweise den Gate-Lade-Strom eines MOSFET-Transistors vorgeben. Das Schaltelement wird hierbei also jeweils während eines Schaltvorgangs nacheinan- der mit mindestens drei verschiedenen Stromwerten angesteu- ert, wobei vorzugsweise vier verschiedene Stromwerte während eines Schaltvorgangs aufeinander folgen. Der erste Stromwert ist hierbei vorzugsweise relativ groß, um eine möglichst schnelle Schaltgeschwindigkeit zu erreichen. Der zweite Stromwert ist dagegen vorzugsweise relativ klein und bestimmt die Änderungsrate (Slew-Rate) des Stroms, während der dritte Stromwert vorzugsweise die Änderungsrate (Slew-Rate) der Spannung bestimmt. Bei einem Einschaltvorgang ist der zweite Stromwert vorzugsweise betragsmäßig kleiner als der dritte Stromwert, wohingegen der zweite Stromwert bei einem Aus- schaltvorgang vorzugsweise betragsmäßig größer ist als der dritte Stromwert.

Schließlich erfolgt die Ansteuerung des Schaltelementes wäh- rend eines Schaltvorgangs vorzugsweise noch mit einem vierten Stromwert, wobei der vierte Stromwert vorzugsweise betragsmä- ßig größer ist als die vorangehenden Stromwerte, um nach ei- nem Schaltvorgang einen möglichst geringen Durchgangswider- stand bzw. einen möglichst großen Sperrwiderstand zu errei- chen.

Jeder Schaltvorgang des Schaltelementes teilt sich also bei dem erfindungsgemäßen Ansteuerverfahren in mindestens drei

Phasen auf, in denen die Ansteuerung des Schaltelementes mit unterschiedlichen Steuersignalen bzw. Stromwerten erfolgt.

Der Wechsel zwischen den einzelnen Phasen kann hierbei wäh- rend eines Schaltvorgangs jeweils zeitgesteuert erfolgen, in- dem jede Phase eine vorgegebene Zeitdauer aufweist.

In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung erfolgt der Wechsel zwischen den einzelnen Phasen während eines Schalt- vorgangs jedoch in Abhängigkeit von dem gemessenen Fort- schritt des Schaltvorgangs. Hierzu kann beispielsweise der durch das Schaltelement fließende Strom gemessen werden, der sich bereits während eines Schaltvorgangs ändert, so dass der aktuelle Wert des durch das Schaltelement fließenden Stroms eine Information über den Fortschritt des Schaltvorgangs be- inhaltet. Es besteht auch die Möglichkeit, die am Ausgang des Schaltelementes anliegende Spannung zu messen, die sich eben- falls bereits während eines Schaltvorgangs ändert, so dass auch der aktuelle Wert der Spannung am Ausgang des Schaltele- mentes eine Information über den Fortschritt des Schaltvor- gangs beinhaltet. In diesem Zusammenhang ist zu erwähnen, dass Strom und Spannung am Ausgang des Schaltelementes bei einem induktiven Verbraucher mit einer Freilaufdiode nicht in Phase liegen, sondern gegeneinander phasenverschoben sind. In der bevorzugten Ausführungsform erfolgt deshalb sowohl eine Messung des durch das Schaltelement fließenden Stroms als auch eine Messung der Spannung am Ausgang des Schaltelemen- tes, um aus diesen beiden Messsignalen Informationen über den Fortschritt des Schaltzustandes ableiten zu können.

Die Bestimmung des Fortschritt des Schaltvorgangs aus den während des Schaltvorgangs ermittelten Messsignalen erfolgt vorzugsweise durch Vergleich mit einem oder mehreren vorgege- benen Schwellenwerten.

So wird der durch das Schaltelement fließende Strom jeweils während des Schaltvorgangs vorzugsweise mit einem vorgegebe-

nen Strom-Grenzwert verglichen, wobei das Steuersignal bzw. der Stromwert zur Ansteuerung des Schaltelementes beim Über- oder Unterschreiten des Strom-Grenzwertes verändert wird.

In ähnlicher Weise besteht auch die Möglichkeit, die während eines Schaltvorgangs am Ausgang des Schaltelementes anliegen- de Spannung mit mindestens einem Spannungs-Schwellenwert zu vergleichen und die Ansteuerung des Schaltelementes beim Ü- ber-oder Unterschreiten des Spannungs-Schwellenwertes zu verändern.

Andere Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprü- chen gekennzeichnet oder werden nachstehend zusammen mit der Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfin- dung anhand der Figuren näher erläutert. Es zeigen : Fig. 1 eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur Ansteue- rung eines Schaltelements für einen Elektromo- tor, Fig. 2 ein Zeitdiagramm zur Verdeutlichung des zeitli- chen Verlaufs von Gate-Strom, Drain-Strom und Drain-Spannung bei der in Figur 1 dargestellten Anordnung, Fig. 3a-3c das erfindungsgemäße Ansteuerverfahren in Form eine Flussdiagramms, wobei Fig. 3a die Vorein- stellungen zeigt, wohingegen Fig. 3b einen Ein- schaltvorgang und Fig. 3c einen Ausschaltvor- gang wiedergibt.

Die in Figur 1 in Form eines schematischen Blockschaltbildes dargestellte Anordnung dient zum Ansteuern eines Elektromo- tors 1, wobei der Elektromotor 1 mit beliebiger Polarität an- gesteuert werden kann, um einen Betrieb in beiden Drehrich- tungen zu ermöglichen.

Im folgenden wird zunächst der strukturelle Aufbau der Schal- tung beschrieben, um anschließend die Funktionsweise der Schaltung anhand des in Figur 2 dargestellten Zeitdiagramms und des in den Figuren 3a bis 3b wiedergegebenen Flussdia- gramms zu erläutern.

Der Elektromotor 1 weist zwei Anschlüsse auf, wobei der erste Anschluss des Elektromotors 1 über einen Transistor Tl in Form eines MOSFET-Transistors mit einer Batterie UBAT verbun- den ist, während der zweite Anschluss des Elektromotors 1 ü- ber einen Transistor T4 an Masse GND angeschlossen ist. Bei einem Durchschalten der Transistoren T1 und T4 wird der E- lektromotor 1 also mit Spannung beaufschlagt und dreht sich somit in einer vorgegebenen ersten Drehrichtung.

Darüber hinaus ist der erste Anschluss des Elektromotors 1 ü- ber einen Transistor T3 mit Masse GND verbunden, während der zweite Anschluss des Elektromotors 1 über einen Transistor T2 mit der Batterie UBAT verbunden ist. Bei einem Durchschalten der Transistoren T2 und T3 wird der Elektromotor 1 also mit einer umgekehrten gepolten Spannung beaufschlagt und dreht sich deshalb in einer vorgegebenen zweiten Drehrichtung.

Die Ansteuerung der Transistoren T3 und T4 kann in herkömmli- cher Weise erfolgen und spielt für die Erfindung keine weite- re Rolle. Es ist jedoch auch möglich, die Transistoren T3 und T4 ebenfalls in der erfindungsgemäßen Weise anzusteuern.

Es wird darauf hingewiesen, dass die in Figur 1 dargestellte Schaltung spiegelbildlich aufgebaut ist, wobei die Schal- tungsanordnung zur Ansteuerung des Transistors T1 nahezu i- dentisch mit der Schaltungsanordnung zur Ansteuerung des Transistors T2 ist. Im folgenden wird deshalb zur Vereinfa- chung nur der Teil der in Figur 1 dargestellten Schaltung be- schrieben, der zur Ansteuerung des Transistors Tl dient, wo- bei für den zur Ansteuerung des Transistors T2 dienenden Teil

der Schaltung jeweils dieselben Bezugszeichen verwendet wer- den.

Der Unterschied zwischen dem zur Ansteuerung des Transistors Tl verwendeten Schaltungsanordnung und der zur Ansteuerung des Transistors T2 verwendeten Schaltungsanordnung besteht lediglich darin, dass die für die Ansteuerung des Transistors T2 verwendete Schaltungsanordnung in PMOS-Technik realisiert ist, wohingegen die Schaltungsanordnung zur Ansteuerung des Transistors T1 in NMOS-Technik realisiert ist, so dass zu- sätzlich eine Ladungspumpe 2 erforderlich ist.

Der Gate-Eingang des Transistors T1 ist über eine steuerbare Stromsenke 3 mit Masse verbunden, wobei die Stromsenke 3 wäh- rend eines Ausschaltvorgangs des Transistors Tl einen Strom zieht, der von einer Steuereinheit 4 vorgegeben wird, wie noch detailliert beschrieben wird.

Weiterhin ist der Gate-Eingang des Transistors T1 mit einer steuerbaren Stromquelle 5 verbunden, die während eines Ein- schaltvorgangs einen Gate-Strom treibt, der durch die Steuer- einheit 4 vorgegeben wird, wie ebenfalls noch detailliert zu beschreiben ist.

Die steuerbare Stromquelle 5 ist mit einer Spannungsversor- gungseinheit 6 verbunden, die wiederum an Masse GND ange- schlossen ist.

Die Steuerung des Einschaltvorgangs bzw. des Ausschaltvor- gangs des Transistors T1 erfolgt durch eine Logikeinheit 7, wobei von der Steuereinheit jedoch der aktuelle Fortschritt des Schaltvorgangs berücksichtigt wird.

Zur Ermittlung des aktuellen Fortschritts des Schaltvorgangs ist zum einen ein Stromsensor 8 vorgesehen, der nur schema- tisch dargestellt ist und den durch den Transistor T1 flie- ßenden elektrischen Strom IcRAiN misst.

Ausgangsseitig ist der Stromsensor 8 mit einer Vergleiche- reinheit 9 verbunden, die jeweils während eines Schaltvor- gangs den durch den Transistor T1 fließenden Strom IMIN mit einem vorgegebenen Strom-Grenzwert ITH vergleicht, um den ak- tuellen Fortschritt des Schaltvorgangs zu ermitteln. Die Vergleichereinheit 9 gibt deshalb ein Zustandssignal an die Steuereinheit 4, das angibt, ob der durch den Transistor T1 fließende Strom oberhalb oder unterhalb des Strom-Grenzwertes ITH liegt.

Zur Ermittlung des aktuellen Fortschritts des Schaltvorgangs ist weiterhin ein Spannungssensor 10 vorgesehen, der die Source-Spannung am Ausgang des Transistors T1, d. h. zwischen dem Transistor T1 und dem Elektromotor 1, misst.

Ausgangsseitig ist der Spannungssensor 10 mit einer Verglei- chereinheit 11 verbunden, die die gemessene Source-Spannung des Transistors T1 mit zwei vorgegebenen Spannungs- Grenzwerten UTH1 und UTH2 vergleicht. Ausgangsseitig gibt die Vergleichereinheit 11 ein Zustandssignal an die Steuereinheit 4 weiter, das angibt, ob die Source-Spannung des Transistors über oder unter den beiden Spannungs-Grenzwerten UTH1 und UTH2 liegt.

In Abhängigkeit von den durch die Vergleichereinheiten 9 und 11 erzeugten Zustandssignalen und in Abhängigkeit von der Lo- gikeinheit 7 steuert die Steuereinheit 4 dann die steuerbare Stromquelle 5 bzw. die steuerbare Stromsenke 3 so an, dass sich der gewünschte Gate-Strom für den Transistor T1 ein- stellt.

Im folgenden wird nun unter Bezugnahme auf das in Figur 2 dargestellte Zeitdiagramm und das in den Figuren 3a bis 3b dargestellte Flussdiagramm die Funktionsweise der erfindungs- gemäßen Schaltung geschrieben.

So zeigt das Zeitdiagramm in Figur 2 einen Ein-und Aus- schaltvorgang des Transistors T1. Die Schaltzeiten des Tran- sistors sind klein gegenüber der Zeitkonstante der Last. Zwi- schen den Zeitpunkten t, und t5 zeigt das Diagramm einen Ein- schaltvorgang des Transistors T1 und zwischen den Zeitpunkten t6 und tlo einen Ausschaltvorgang des Transistors Tl, während der Transistor T4 statisch eingeschaltet ist. Zwischen den Zeitpunkten t5 und t6 ist der Transistor T1 dagegen durchge- schaltet, während der Transistor T1 ab dem Zeitpunkt tio ge- sperrt ist.

In Figur 2 ist oben der zeitliche Verlauf des Gate-Stroms des Transistors Tl dargestellt, wobei erkennbar ist, dass sich jeder Schaltvorgang in vier Phasen mit unterschiedlichen Gate-Strömen aufteilt.

Im folgenden werden zunächst die einzelne Phasen während ei- nes Einschaltvorgangs zwischen den Zeitpunkten t, und t5 be- schrieben. In der ersten Phase des Einschaltvorgangs zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 nimmt der Gate-Strom zunächst einen relativ großen Wert Is1 an, um eine möglichst schnelle Schaltgeschwindigkeit zu erreichen. In der zweiten Phase des Einschaltvorganges zwischen den Zeitpunkten t2 und t3 nimmt der Gate-Strom dann auf einen relativ kleinen Wert IA ab, um die Änderungsrate (Slew-Rate) des Ausgangsstroms zu begren- zen. In der dritten Phase des Einschaltvorgangs zwischen den Zeitpunkten t3 und t4 nimmt der Gate-Strom dann wieder auf einen etwas größeren Wert IB zu, wobei der Wert IB die Ände- rungsrate (Slew-Rate) der Ausgangsspannung bestimmt. Schließ- lich nimmt der Gate-Strom für den Transistor T1 in der vier- ten Phase des Einschaltvorgangs zwischen den Zeitpunkten t4 und t5 auf einen relativ großen Wert Icpi zu, wobei dieser Stromwert Icpi hinreichend groß ist, um den Transistor voll- ständig aufzusteuern und dadurch nach Beendigung des Schalt- vorgangs einen möglichst geringen Durchgangswiderstand zu er- reichen.

Im folgenden werden nun die einzelnen Phasen des Ausschalt- vorgangs des Transistors T1 zwischen den Zeitpunkten t6 und tlo beschrieben, wobei sich die folgenden Angaben jeweils auf eine umgekehrte Polarität des Gate-Stroms beziehen. In der ersten Phase des Ausschaltvorgangs zwischen den Zeitpunkten t6 und t7 nimmt der Gate-Strom zunächst einen relativ großen Wert Is2 an, um eine möglichst große Schaltgeschwindigkeit zu erreichen. In der zweiten Phase des Ausschaltvorgangs zwi- schen den Zeitpunkten t7 und t8 sinkt der Gate-Strom dann auf einen kleineren Wert IB ab, wobei dieser Wert die Änderungs- werte (Slew-Rate) der Ausgangsspannung des Transistors T1 be- stimmt. In der dritten Phase des Ausschaltvorgangs zwischen den Zeitpunkten t8 und tg sinkt der Gate-Strom dann auf einen noch kleineren Wert IA ab, wobei dieser Wert IA die Ände- rungsrate (Slew-Rate) des Drain-Stroms des Transistors T1 be- stimmt. In der vierten Phase des Ausschaltvorgangs zwischen den Zeitpunkten t9 und tlo nimmt der Gate-Strom des Transis- tors T1 dann schließlich wieder einen relativ großen Wert ICP2 an, um den Transistor Tl möglichst vollständig zuzusteuern und dadurch nach dem Ende des Ausschaltvorgangs einen mög- lichst großen Sperrwiderstand zu erreichen.

Im folgenden wird nun beschrieben, wie während des Einschalt- vorgangs der Wechsel zwischen den einzelnen Phasen des Ein- schaltvorgangs erfolgt, wobei auf den in Figur 2 mittig dar- gestellten zeitlichen Verlauf des Drain-Stroms und den in Fi- gur 2 unten dargestellten Verlauf der Source-Spannung des Transistors T1 Bezug genommen wird.

So erfolgt der Wechsel von der ersten Phase des Einschaltvor- gangs zu der zweiten Phase des Einschaltvorgangs dann, wenn der Drain-Strom IDRAIN den vorgegebenen Strom-Grenzwert ITH ü- berschreitet, was in dem dargestellten Beispiel zum Zeitpunkt t2 der Fall ist. Der Wechsel von der zweiten Phase des Ein- schaltvorganges zu der dritten Phase des Einschaltvorganges erfolgt dagegen dann, wenn die Source-Spannung des Transis- tors Tl den vorgegebenen ersten Spannungs-Grenzwert UTH1 über-

schreitet, was hier zum Zeitpunkt t3 der Fall ist. Schließ- lich erfolgt der Wechsel von der dritten zur vierten Phase des Einschaltvorganges dann, wenn die Source-Spannung USOURCE des Transistors T1 den vorgegebenen zweiten Spannungs- Grenzwert UTH2 überschreitet.

Im folgenden wird nun der Wechsel zwischen den einzelnen Pha- sen des Ausschaltvorganges des Transistors Tl beschrieben. So erfolgt der Wechsel von der ersten Phase zur zweiten Phase des Einschaltvorganges dann, wenn die Source-Spannung des Transistors Tl den vorgegebenen zweiten Spannungs-Grenzwert UTH2 unterschreitet, was hier zum Zeitpunkt t7 der Fall ist.

Der Wechsel von der zweiten Phase zur dritten Phase des Aus- schaltvorgangs erfolgt dagegen dann, wenn die Source-Spannung USOURCE den ersten Spannungs-Grenzwert UTH1 unterschreitet, was zum Zeitpunkt t8 der Fall ist. Schließlich erfolgt der Wech- sel von der dritten zur vierten Phase des Ausschaltvorganges hier zum Zeitpunkt tg, wenn der Drain-Strom IDRAIN den vorgege- benen Strom-Grenzwert ITH unterschreitet.

Im folgenden wird nun unter Bezugnahme auf das in den Figuren 3a bis 3c dargestellte Flussdiagramm das Betriebsverfahren der in Figur 1 dargestellten Schaltung erläutert.

Zu Beginn erfolgt zunächst ein Einstellungsvorgang, der in Figur 3a dargestellt ist, wobei im Rahmen des Einstellungs- vorgangs die Werte des Gate-Stroms in den einzelnen Phasen des Ein-bzw. Ausschaltvorgangs bestimmt werden.

So erfolgt in den beiden ersten Schritten des Einstellungs- vorgangs zunächst die Bestimmung des Gate-Stroms IS1 für die erste Phase des Einschaltvorgangs, wobei dieser Stromwert die Einschaltdauer beeinflusst und deshalb in Abhängigkeit von der gewünschten Einschaltdauer ToN bestimmt wird.

In den nächsten beiden Schritten des Einstellungsvorgangs wird dann der Gate-Strom IS2 für die erste Phase des Aus-

schaltvorgangs bestimmt, wobei dieser Stromwert die Aus- schaltdauer beeinflusst und deshalb in Abhängigkeit von der gewünschten Ausschaltdauer TOFF festgelegt wird.

Anschließend wird dann in den beiden nächsten Schritten der Gate-Strom IA für die zweite Phase des Einschaltvorgangs und die dritte Phase des Ausschaltvorgangs bestimmt, wobei dieser Stromwert IA die Änderungsrate (Slew-Rate) für die Source- Spannung des Transistors T1 beeinflusst und deshalb in Abhän- gigkeit von der maximal zulässigen Änderungsrate SRU für die Source-Spannung bestimmt wird.

Daraufhin wird dann in den nächsten beiden Schritten der Gate-Strom IB für die dritte Phase des Einschaltvorgangs und die zweite Phase des Ausschaltvorgangs bestimmt, wobei dieser Stromwert IB die Änderungsrate (Slew-Rate) der Source- Spannung beeinflusst und deshalb in Abhängigkeit von der ma- ximal zulässigen Änderungsrate SRU der Source-Spannung be- stimmt wird.

Ferner wird noch der Gate-Strom Icpi für die vierte Phase des Einschaltvorgangs festgelegt, wobei dieser Wert den Durch- gangswiderstand des Transistors Tl nach Beendigung des Ein- schaltvorgangs beeinflusst und deshalb in Abhängigkeit von dem gewünschten Durchgangswiderstand RD festgelegt wird.

Schließlich wird noch der Gate-Strom ICP2 für die vierte Phase des Ausschaltvorgangs bestimmt, wobei dieser Wert den Sperr- widerstand Rs des Transistors Tl nach Beendigung des Aus- schaltvorgangs beeinflusst und deshalb in Abhängigkeit von dem gewünschten Sperrwiderstand festgelegt wird.

Im folgenden wird nun das Flussdiagramm in Figur 3b erläu- tert, das einen Einschaltvorgang des Transistors T1 zeigt. So wird der Gate-Strom Is, solange beibehalten, bis der gemesse- ne Drain-Strom IDRAIN des Transistors T1 den vorgegebenen Strom-Grenzwert ITH überschreitet, woraufhin dann der Gate-

Strom IA für die zweite Phase des Einschaltvorgangs einge- stellt wird.

Anschließend wird dieser Gate-Strom IA solange beibehalten, bis die Source-Spannung USOURCE des Transistors T1 den vorgege- benen ersten Spannungs-Grenzwert UTH1 überschreitet, woraufhin dann der Gate-Strom IB für die dritte Phase des Einschaltvor- gangs eingestellt wird.

Anschließend wird dieser Wert IB dann solange beibehalten, bis die Source-Spannung USOURCE auch den zweiten vorgegebenen Spannungs-Grenzwert UTH2 überschreitet, woraufhin dann der Gate-Strom Icpi für die vierte Phase des Einschaltvorgangs eingestellt wird.

Im folgenden wird nun das in Figur 3c dargestellte Flussdia- gramm erläutert, das einen Ausschaltvorgang des Transistors Tl wiedergibt.

So wird zunächst in der ersten Phase des Ausschaltvorgangs der Gate-Strom Is2 eingestellt, wobei dieser Stromwert solan- ge beibehalten wird, bis die Source-Spannung USOURCE den zwei- ten Spannungs-Grenzwert UTH2 wieder unterschreitet, woraufhin dann der Stromwert IB für die zweite Phase des Ausschaltvor- ganges eingestellt wird.

Dieser Stromwert IB wird dann in der zweiten Phase des Aus- schaltvorganges zwischen den Zeitpunkten t7 und t8 solange beibehalten, bis die Source-Spannung USOURCE auch den vorgege- benen ersten Spannungs-Grenzwert UTH1 unterschreitet, worauf- hin dann der Gate-Strom auf den vorgegebenen Stromwert IA für die dritte Phase des Ausschaltvorgangs eingestellt wird.

Dieser Wert IA für den Gate-Strom wird solange beibehalten, bis der Drain-Strom IDRAIN des Transistors T1 den vorgegebenen Strom-Grenzwert ITH unterschreitet, woraufhin dann der Gate-

Strom auf den Stromwert ICP2 eingestellt wird, um den Transis- tor Tl möglichst vollständig zuzusteuern.

Die Erfindung ist nicht auf das vorstehend beschriebene be- vorzugte Ausführungsbeispiel beschränkt. Vielmehr ist eine Vielzahl von Varianten und Abwandlungen denkbar, die eben- falls von dem Erfindungsgedanken Gebrauch machen und deshalb in den Schutzbereich fallen.