Zur Verbesserung der Reichweite bzw. zur Vermeidung von Emp- findlichkeitsverlusten ist es beispielsweise in einem mobilen Telekommunikations-Endgerät bzw. Handy erforderlich, durch Anpassung der Impedanzen eine weitgehend reflexionsfreie Ver- bindung der Antenne mit der dazugehörigen Sende-/Empfangsvor- richtung zu erreichen. Zur Anpassung der komplexen Antennen- impedanz an die üblicherweise reelle Lastimpedanz der Sende- /Empfangsvorrichtung wird daher eine Vorrichtung zur Impe- danztransformation geschaltet, die eine Anpassung bzw. Impe- danztransformation durchführt.

Derartige Vorrichtungen zur Impedanztransformation sind für niederfrequente Signale hinreichend bekannt. Insbesondere bei der Verwendung von Hochfrequenzsignalen ! 400 MHz, wie sie beispielsweise in schnurlosen Telekommunikations-Endgeräten zum Einsatz kommen, sind jedoch derartige herkömmliche Impe- danz-Transformatoren nicht mehr einsetzbar. Die Betriebspara- meter derartiger Wellenleiter bzw. Wellenleiterschaltungen werden beispielsweise aus sogenannten Smith-Diagrammen bzw.

"Smith charts"gewonnen. Mittels eines derartigen Smith charts kann beispielsweise das Verhalten einer Mikrowellen- schaltung (HF-Schaltung) bestehend aus Wellenleitern hinrei- chend bestimmt werden.

Typische Vertreter derartiger Wellenleiter sind beispielswei- se der Streifenleiter bzw. stripline und der Mikrostreifen-

leiter bzw. microstrip, wie sie in den Figuren 1 und 2 darge- stellt sind.

Figur 1 zeigt hierbei eine Schnittansicht eines stripline ge- mäß dem Stand der Technik, wobei ein eigentlicher Streifen- leiter 1 in ein Dielektrikum 3 mit der relativen Dielektrizi- tätskonstante Er eingebettet ist. An den Oberflächen des Die- lektrikums 3 befinden sich zwei elektrisch leitende Masseebe- nen 2o und 2u, die üblicherweise wie der Streifenleiter 1 aus Kupfer bestehen. Die charakteristische Impedanz des stripline ist hierbei eine Funktion aus einer Streifenbreite W, einer Streifendicke t, der relativen Dielektrizitätskonstante er und einem Abstand b zwischen den Masseebenen 2o und 2u. Der Vorteil derartiger Wellenleiterstrukturen liegt darin, daß sie auf einfache Weise und automatisch hergestellt werden können, wobei die für die Mikrowellenübertragung (HF-Ubertra- gung) erforderlichen gleichförmigen Signalpfade zur Verfügung gestellt werden.

Figur 2 zeigt eine Schnittansicht eines microstrips gemäß dem Stand der Technik, wobei ein Streifenleiter 1 auf einem Di- elektrikum 3 mit einer Dicke h liegt. In ähnlicher Weise wie beim stripline ist auch die charakteristische Impedanz des microstrips eine Funktion der Streifenbreite W, der Streifen- dicke t, der relativen Dielektrizitätskonstante Er und der Höhe h des Dielektrikums 3, welche wiederum einen Abstand des Streifenleiters 1 zu einer elektrisch leitenden Masseebene 2 angibt. Auch beim microstrip besteht der Streifenleiter 1 und die Masseebene 2 aus einem metallischen Leiter z. B. Kupfer, wobei sich die Feldlinien im Dielektrikum 3 ausbreiten.

Figur 3 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild zur Veran- schaulichung einer Impedanztransformation mit einem herkömm- lichen Impedanz-Transformator IT, wobei Q eine Quelle und L eine Last darstellt, die jeweils unterschiedliche Impedanzen aufweisen. Die Quelle Q besteht beispielsweise aus einer Wechselstromquelle I und einer dazugehörigen Impedanz Zo. Die

Last L besteht beispielsweise aus einem Bipolartransistor mit dazugehöriger Schaltung. Zur Anpassung der komplexen Impedanz der Quelle Q an die beispielsweise reelle Lastimpedanz der Last L ist zwischen die Quelle Q und die Last L der Impedanz- Transformator IT geschaltet, wodurch sich vorzugsweise eine Optimierung des Wirkungsgrades ergibt.

Figur 4 zeigt eine herkömmliche Microstrip-Schaltung zur Rea- lisierung des Impedanz-Transformators IT gemäß Figur 3. In Figur 4 bezeichnet I eine Wechselstromquelle mit dazugehöri- gem Widerstand R, die die Quelle Q bilden. Lastseitig befin- det sich ein Bipolartransistor T, der mit seinem Emitter auf Masse liegt. Mit P1 und P2 wird ein Tor 1 und Tor 2 des Impe- danz-Transformators IT bezeichnet, der aus einer speziell an- gepaßten Microstrip-Schaltung 1 besteht. Die Microstrip- Schaltung 1 gemäß Figur 4 besteht hierbei aus einem ersten Abschnitt mit einer Lange 11 und einer Breite wl, einem zwei- ten Abschnitt mit einer Lange 12 und eine Breite w2 und einem dritten Abschnitt mit einer Lange 13 und eine Breite w3, wo- bei die jeweiligen Längen und Breiten derart dimensioniert sind, daß sich eine optimale Anpassung des Transistors T an die Quelle Q ergibt.

Auf diese Weise lassen sich insbesondere in mobilen Telekom- munikations-Endgeräten Impedanz-Transformatoren zur Anpassung einer Antenne an eine Sende-/Empfangsvorrichtung realisieren, die bei einer vorgegebenen Frequenz optimale Ergebnisse lie- fert.

Im Laufe der Zeit haben sich jedoch insbesondere auf dem Ge- biet der mobilen Telekommunikations-Endgeräte eine Vielzahl von Ubertragungsstandards (Luftschnittstellenstandards) ge- bildet, die bei unterschiedlichen Frequenzen (z. B. 900 und 1800 MHz) arbeiten.

Zur Realisierung einer Anpassung einer jeweiligen Sende-/Emp- fangsvorrichtung an einen bestimmten Ubertragungsstandard mit

dazugehöriger Sende-/Empfangsfrequenz werden daher mehrere Impedanz-Transformatoren IT mit dazugehörigen Antennen in ei- nem Telekommunikations-Endgerät realisiert, oder das Endgerät auf einen Frequenzbereich beschränkt. Dies bedeutet jedoch einen erhöhten Platzbedarf oder eingeschränkte Funktionali- tät.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Vorrich- tung zur breitbandig abstimmbaren Impedanztransformation zu schaffen, die für eine Vielzahl von Mikrowellen-Frequenzbe- reichen verwendet werden kann und platzsparend zu realisieren ist.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die Merkmale des Pa- tentanspruchs 1 gelöst.

Insbesondere durch die Verwendung eines Wellenleiters mit ei- ner vorbestimmten effektiven Geometrie in Verbindung mit ei- nem steuerbaren Verbindungselement zum Verändern der effekti- ven Geometrie des Wellenleiters kann eine Impedanztransforma- tion in einem großen Frequenzbereich erfolgen, weshalb bei- spielsweise in einem Telekommunikations-Endgerät eine Viel- zahl von Frequenzbereichen benutzt werden können, in denen die jeweiligen Luftschnittstellenstandards (DECT, GSM, UMTS, ...) zur Anwendung kommen.

Vorzugsweise besteht das steuerbare Verbindungselement aus einem mechanischen Mikroschalter oder aus einem mechanischen Mikromotor mit angeschaltetem Kurzschlußschieber, die auf dem gleichen Substrat oder diskret neben dem Wellenleiter ausge- bildet sind. Auf diese Weise ergibt sich eine äußerst platz- sparende Realisierung für den Mehrfrequenz-Impedanz-Transfor- mator, wobei Impedanzen kontinuierlich oder schrittweise an- gepaßt werden können.

Der Wellenleiter besteht vorzugsweise aus einer stripline oder einem microstrip, wodurch sich die Herstellung des Impe-

danz-Transformators auf einem Substrat automatisch und auf einfache Art und Weise realisieren läßt.

Weiterhin kann der Impedanz-Transformator eine Impedanzanpas- sungs-Erfassungsvorrichtung zum Erfassen einer Impedanzanpas- sung und eine Impedanzanpassungs-Steuervorrichtung zum Steu- ern der steuerbaren Verbindungselemente in Abhängigkeit von der erfaßten Impedanzanpassung aufweisen, wodurch eine auto- matisierte bzw. geregelte Impedanzanpassung an die jeweiligen Gegebenheiten ermöglicht wird. Somit läßt sich beispielsweise ein mobiles Telekommunikations-Endgerät realisieren, das je- weils eine Luftschnittstelle mit bestem Empfang (Senden) au- tomatisch auswählt und die Antenne an die veränderten Sende- /Empfangsbedingungen impedanzmäßig anpaßt.

In den weiteren Unteransprüchen sind weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispie- len unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben.

Es zeigen : Figur 1 eine Schnittansicht eines stripline gemäß dem Stand der Technik ; Figur 2 eine Schnittansicht eines microstrip gemäß dem Stand der Technik ; Figur 3 eine schematische Blockdarstellung einer Schaltung mit einem herkömmlichen Impedanz-Transformator ; Figur 4 eine technische Realisierung der Schaltung gemäß Figur 3 mittels einer herkömmlichen Microstrip- Schaltung ;

Figur 5 eine schematische Darstellung des Impedanz-Trans- formators gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel in einem ersten Zustand ; Figur 6 eine graphische Darstellung der Eingangsanpassung des Impedanz-Transformators gemäß Figur 5 ; Figur 7 ein Smith-Diagramm des Impedanz-Transformators ge- mäß Figur 5 ; Figur 8 eine schematische Darstellung des Impedanz-Trans- formators gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel in einem zweiten Zustand ; Figur 9 eine graphische Darstellung der Eingangsanpassung des Impedanz-Transformators gemäß Figur 8 ; Figur 10 ein Smith-Diagramm des Impedanz-Transformators ge- mäß Figur 8 ; Figur 11 eine schematische Darstellung eines Teils eines Im- pedanz-Transformators gemäß einem zweiten Ausfüh- rungsbeispiel ; Figur 12 eine schematische Darstellung eines Teils eines Im- pedanz-Transformators gemäß einem dritten Ausfüh- rungsbeispiel ; Figur 13 eine schematische Darstellung eines Teils eines Im- pedanz-Transformators gemäß einem vierten Ausfüh- rungsbeispiel ; und Figuren 14A und 14B schematische Darstellungen eines Teils eines Impedanz-Transformators gemäß einem fünftenAusführungsbeispiel.

Figur 5 zeigt eine schematische Darstellung einer Vorrichtung zur breitbandig abstimmbaren Impedanztransformation IT (nach- folgend als Impedanz-Transformator bezeichnet) gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel in einem ersten Zustand.

Der Impedanz-Transformator IT dient hierbei einer optimalen Impedanzanpassung einer Eingangsimpedanz Z1 = 50 Ohm an einem Tor P1 an eine Ausgangsimpedanz Z2 = 100 Ohm an einem Tor P2, wobei die Signalfrequenz f = 3,5 GHz beträgt. Gemäß Figur 5 besteht der Wellenleiter 1 aus einer mäanderförmig ausgebil- deten microstrip-Struktur, die sich zwischen den Toren P1 und P2 befindet und darüber hinaus mit Masse verbunden ist. Zu- sätzlich besitzt die mäanderförmige microstrip-Struktur 1 ei- ne Vielzahl von steuerbaren Verbindungselementen S1, S2, S3, S4, S5 und S6, die einen Kurzschluß der jeweiligen Mäander in der microstrip-Struktur 1 ermöglichen. Auf diese Weise kann eine für die Impedanzanpassung effektive Geometrie des Ge- samt-Wellenleiters bzw. microstrips 1 beliebig angepaßt wer- den. Anstelle der mäanderförmigen Struktur sind auch andere Strukturen möglich, wie z. B. schlangen-, zick-zack-, spiral- förmige, usw. Strukturen, sofern sie eine platzsparende Geo- metrie des Wellenleiters ermöglichen.

In Figur 5 sind alle steuerbaren Verbindungselemente Sl bis S6 geschlossen, wodurch sich für den ersten Impedanztransfor- mationspfad TL1 eine Lange von 1 = 6,006 mm bei einer Breite von W = 1 mm ergibt. In gleicher Weise ergibt sich für den zweiten Impedanztransformationspfad TL2 eine Lange von 1 = 32,53 mm bei einer Breite von W = 1 mm. Der Wellenleiter 1 besteht hierbei aus einem microstrip gemäß Figur 2 mit ei- ner relativen Dielektrizitätskonstante Er = 1, 0 für das Di- elektrikum 3, wobei die Höhe für das Dielektrikum 3 h = 1 mm und die Streifendicke t = 0,001 mm beträgt.

Die steuerbaren Verbindungselemente S1 bis S6 bestehen vor- zugsweise aus mechanischen Mikroschaltern, die sich unmittel- bar auf dem Substrat 3 befinden bzw. darauf ausgebildet sind.

Es können jedoch auch diskrete Mikrorelais verwendet werden, wobei jedoch die Auswirkungen der dafür benötigten Zufüh- rungsdrähte bei der Ansteuerung der steuerbaren Verbindungs- elemente S1 bis S6 berücksichtigt werden müssen. Insbesondere bei einer Realisierung der elektromechanischen steuerbaren Verbindungselemente S1 bis S6 mittels Silizium-Federzungen ergibt sich jedoch die in Figur 5 dargestellte schematische Darstellung als entsprechende Draufsicht.

Figur 6 zeigt eine graphische Darstellung der Eingangsanpas- sung des Impedanz-Transformators IT im ersten Zustand bei ge- schlossenen bzw. geschalteten steuerbaren Verbindungselemen- ten S1 bis S6. Gemäß Figur 6 ergibt sich eine minimale Dämp- fung bei einer Frequenz f von 3,5 GHz, weshalb der Impedanz- Transformator IT gemäß Figur 5 eine optimale Impedanzanpas- sung für eine Frequenz f = 3,5 GHz liefert. Dies entspricht bei einem Telekommunikations-Endgerät beispielsweise einem ersten Luftschittstellenstandard, wobei die Signale mit 3,5 GHz übertragen werden.

Figur 7 zeigt eine graphische Darstellung eines Smith-Dia- gramms bzw. smith charts des Impedanz-Transformators IT gemäß Figur 5, welches eines der wesentlichen Werkzeuge zur Beur- teilung einer Impedanztransformation darstellt. Das smith chart wird beispielsweise zur Bestimmung einer Impedanz sowie einer Admittanz bei verschiedenen Lasten verwendet. Kapaziti- ve oder induktive Reaktanzen von kurzgeschlossenen Ubertra- gungsleitungen oder kleinen Abschnitten der Wellenleiter kön- nen hierdurch abgeschätzt werden. Das in Figur 7 dargestellte smith chart entspricht hierbei der in Figur 6 dargestellten Eingangsanpassung mit einem maximalen Frequenzbereich von 1 GHz bis 4 GHz. Der Schnittpunkt mit der Wellenachse gibt hierbei die optimale Anpassung für die imaginäre Impedanz Z1 an die reelle Impedanz Z2 wieder und liegt bei f = 3,5 GHz.

Figur 8 zeigt den Impedanz-Transformator IT gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel in einem zweiten Schaltungszustand, bei

dem alle steuerbaren Verbindungselemente S1 bis S6 offen ge- schaltet sind. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen gleiche oder ähnliche Komponenten wie in Figur 5, weshalb auf eine detail- lierte Beschreibung nachfolgend verzichtet wird.

Aufgrund der Öffnung der steuerbaren Verbindungselemente S1 bis S6 erhöht sich die Länge des Impedanztransformatorpfades TL1 von 6,006 mm (Figur 5) auf nunmehr l = 10,506 mm und die Länge des Impedanztransformatorpfades TL2 von 32,53 mm (Figur 5) auf 1 = 56,83 mm. Die Breite W des Microstrips 1 sowie die relative Dielektrizitätskonstante Er sind in gleicher Weise unverändert wie die Höhe h des Dielektrikums 3 und die Dicke t des Streifenleiters.

Figur 9 zeigt eine graphische Darstellung der Eingangsanpas- sung des Impedanz-Transformators gemäß Figur 8, wobei dieser im geöffneten Zustand, d. h. bei maximaler Länge der mander- förmigen Microstrips 1 eine minimale Dämpfung bei der Fre- quenz von 2 GHz aufweist. In gleicher Weise zeigt Figur 10 das dazugehörige smith chart in einem Frequenzbereich von 1 GHz bis maximal 4 GHz, woraus sich eine optimale Anpassung bei einer Frequenz von 2 GHz ableiten läßt.

Demzufolge ermöglicht die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Impedanztransformation eine optimale Impedanzanpassung in ei- nem Frequenzbereich von 2,0 bis 3,5 GHz, wobei im wesentli- chen die effektive Geometrie eines Wellenleiters 1 verändert, d. h. verlängert, wird. In gleicher Weise kann jedoch auch ei- ne Breite W des Microstrips bzw. Striplines verändert werden, wodurch sich ebenfalls eine Anderung der Impedanztransforma- tion ergibt.

Gemäß Figuren 5 und 8 kann demzufolge der erfindungsgemäße Impedanz-Transformator IT eine nicht dargestellte Impedanzan- passungs-Erfassungsvorrichtung sowie eine nicht dargestellte Impedanzanpassungs-Steuervorrichtung aufweisen, wobei die Im- pedanzanpassungs-Erfassungsvorrichtung eine jeweilige Impe-

danzanpassung zwischen einem Tor P1 und einem Tor P2 erfaßt.

In Abhängigkeit von dieser erfaßten Impedanzanpassung bzw.

Impedanzfehlanpassung kann daraufhin die Impedanzanpassungs- Steuervorrichtung die steuerbaren Verbindungselemente S1 bis S6 derart ansteuern, daß jederzeit eine optimale Anpassung sichergestellt ist.

Bei Verwendung einer derartigen Vorrichtung zur breitbandig abstimmbaren Impedanztransformation in einem mobilen Telekom- munikations-Endgerät kann demzufolge die Impedanzanpassungs- Erfassungsvorrichtung eine Fehlanpassung beispielsweise einer Antenne zu einer Sende-/Empfangsvorrichtung für einen be- stimmten Frequenzbereich des Luftschnittstellenstandards (DECT, GSM, UMTS,...) erfassen und durch die Ansteuerung der steuerbaren Verbindungselemente (Mikroschalter) automatisch eine adaptive und optimale Impedanzanpassung herbeiführen.

Ein derartiges Telekommunikations-Endgerät kann demzufolge automatisch oder bedienergesteuert für eine Vielzahl von Fre- quenzbereichen (für jeweilige Luftschnittstellenstandards) impedanzmäßig angepaßt werden.

Figur 11 zeigt eine schematische Darstellung eines Teils ei- nes Impedanztransformatorpfades TL gemäß einem zweiten Aus- führungsbeispiel, wobei der Wellenleiter 1 wiederum eine mä- anderförmige bzw. U-förmige Geometrie eines microstrips auf- weist. Im Gegensatz zur Figur 5 und Figur 8 ist jedoch der Wellenleiter 1 nicht durchgehend ausgebildet, sondern besteht aus einer Vielzahl von Wellenleiterstücken, die über eine Vielzahl von steuerbaren Verbindungselementen S1, S1 und S1"miteinander verbunden sind. Gemäß Figur 11 werden die Verbindungselemente S1, S1 und S1 gemeinsam angesteuert, wobei die steuerbaren Verbindungselemente S1 und S1 ge- schlossen sind, sofern das steuerbare Verbindungselement S1 offen ist, und umgekehrt. Auf diese Weise erhält man eine verbesserte effektive Geometrie für den Wellenleiter 1, da kurze Anschlußstücke, die nicht benötigt werden, vollständig vom Wellenleiter 1 abgekoppelt werden. Vorzugsweise sind die

steuerbaren Verbindungselemente Sl, S1 und S1 durch Sili- zium-Federzungen ausgebildet, wie es beispielsweise als Sili- zium-Mikrorelais bekannt ist.

Die Erfindung wurde vorstehend anhand eines mäanderförmig ausgebildeten Wellenleiters 1 beschrieben. Sie ist jedoch nicht darauf beschränkt. Figur 12 zeigt eine schematische Darstellung eines Teiles eines Impedanztransformatorpfades TL gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel, wobei der Wellenlei- ter 1 in Form eines microstrips oder striplines geradlinig ausgebildet ist. Gemäß Figur 12 befinden sich die Mikroschal- ter S1, S2,... zwischen dem Wellenleiter 1 und einem Masse- anschluß, wodurch zwar die tatsächliche Geometrie des Wellen- leiters 1 unverändert bleibt, jedoch eine für die Impedanzan- passung effektive Geometrie je nach Schalterstellung der steuerbaren Verbindungselemente verändert wird. Genauer ge- sagt verkürzt sich die effektive Lange des Wellenleiters 1 mit zunehmender Anzahl von geschlossenen Verbindungselementen S1, S2,..., wodurch sich wiederum eine Anpassung bzw. Impe- danztransformation einstellen läßt.

Figur 13 zeigt eine schematische Darstellung eines Teiles ei- nes Impedanztransformatorpfades TL gemäß einem vierten Aus- führungsbeispiel. Gemäß diesem vierten Ausführungsbeispiel besteht der Wellenleiter 1 aus einer Vielzahl von Wellenlei- terteilstücken la, lb und lc, die über die steuerbaren Ver- bindungselemente S1 uns S2 miteinander verbunden werden kön- nen. Demzufolge läßt sich die effektive Geometrie des Wellen- leiters 1 wiederum durch Schalten der steuerbaren Verbin- dungselemente beliebig verändern, wodurch sich eine äußerst flexible Impedanztransformation ergibt.

Figuren 14A und 14b zeigen eine schematische Darstellung ei- nes Teils eines Impedanztransformatorpfades TL gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel, wobei Figur 14A eine schemati- sche Draufsicht und Figur 14B eine Schnittansicht darstellt.

Gemäß diesem fünften Ausführungsbeispiel wird anstelle von

Mikroschaltern ein Mikromotor SM in Verbindung mit einem dar- an angeschalteten Kurzschlußschieber K verwendet, der sowohl über eine leitende Oberfläche des microstrips 1 als auch über eine daneben liegende Masseleitung GND gleitet und diese mit- einander verbindet. Figur 14B zeigt eine schematische Schnittansicht des fünften Ausführungsbeispiels, wobei der mechanische Mikromotor SM an der Oberfläche des Substrats 3 neben dem Streifenleiter 1 angeordnet ist, der sich zwischen zwei Massebahnen GND befindet und über den Kurzschlußschieber K kurzgeschlossen wird. Zur Realisierung des Wellenleiters befindet sich an der unteren Seite des Substrats bzw. Dielek- trikums 3 die Masseebene 2. Auf diese Weise erhält man eine kontinuierliche Veränderung der effektiven Geometrie des Wel- lenleiters 1, wodurch eine kontinuierliche Impedanzanpassung ermöglicht wird.

Die Erfindung wurde vorstehend anhand von microstrips und striplines für den Wellenleiter beschrieben. Sie ist jedoch nicht darauf beschränkt und umfaßt vielmehr alle weiteren Planartechnologien mit Streifenleitern wie zum Beispiel sus- pended substrate stripline, koplanare Wellenleiter, finline Wellenleiter sowie Hohlleiter und Koaxialstrukturen.

Vorzugsweise werden für die steuerbaren Verbindungselemente elektromechanische Mikroschalter und Mikromotoren mit Kurz- schlußschiebern verwendet. Es können jedoch auch elektroni- sche Schalter wie z. B. Feldeffekttransistoren und derglei- chen verwendet werden.