Des dispositifs de ce genre sont utilisés couramment dans les systèmes de télécommunication. Ces dispositifs d'émission et de réception sont habituellement destinés à émettre des puissances importantes et recevoir des puissances faibles. II en est ainsi, par exemple, des systèmes de télécommunication dans lesquels les signaux sont relayés par des satellites géostationnaires.

Dans ces dispositifs, les fréquences d'émission et les fréquences de réception sont distinctes pour éviter que les signaux de réception ne soient perturbés par les signaux d'émission. II est, en outre, nécessaire de prévoir des moyens de filtrage pour que, dans chaque voie, on puisse recevoir ou émettre la fréquence désirée et éliminer la fréquence de I'autre voie. La séparation entre les signaux doit tre particulièrement soignée quand l'émission et la réception sont simultanées.

Ces dispositifs comportent, le plus souvent, une source en guide d'onde et un duplexeur à haute éjection dans les bandes respectives d'émission et de réception. Ils présentent donc un encombrement important qui ne peut convenir pour toutes les applications, notamment pour les terminaux de systèmes de télécommunication dans lesquels chaque abonné doit disposer d'un émetteur et d'un récepteur.

En particulier, les dispositifs d'émission et de réception à ondes hyperfréquences peuvent tre utilisés de façon courante, pour des usages tant domestiques que professionnels, dans des systèmes de télécommunication par satellites.

Par exemple, des systèmes de télécommunication de ce type sont développés pour des applications dites"multimédia". Dans ces systèmes, on prévoit une constellation de satellites à orbites basses, d'altitude comprise entre 800 à 1500km, ou moyennes, d'altitude comprise entre 6000 et 12000 km. Les orbites sont dites"basses ou moyennes" par opposition à des satellites géostationnaires dont l'attitude est de 36000 km. Les satellites ont pour but d'assurer une communication entre utilisateurs terrestres. Les communications ainsi transmises sont de nature multimédia, c'est-à-dire qu'elles concernent des signaux de télévision, des signaux audio, vidéo, des données numériques de toute nature, des programmes, des signaux téléphoniques ou de télécopie. Par rapport à des communications relayées par des satellites géostationnaires, la basse altitude des satellites réduit la distance de communication et donc les retards dus à la propagation, ce qui facilite l'interactivité de ces systèmes. En outre, avec des constellations, on peut optimiser la couverture par exemple en privilégiant les zones à forte densité de population, alors qu'une orbite géostationnaire privilégie les zones proches de t'équateur.

Un utilisateur terrestre ne peut communiquer avec un satellite que pendant le temps au cours duquel ce satellite est"en vue"de l'utilisateur ; cette durée est en général de l'ordre d'une vingtaine de minutes. II est donc nécessaire que, d'une part, I'antenne de l'utilisateur puisse suivre le satellite sur sa trajectoire et, d'autre part, l'utilisateur puisse commuter instantanément la communication sur le satellite suivant, qui entre dans son champ de vision, alors que le satellite précédent est en train de quitter son champ de vision.

La commutation instantanée est surtout nécessaire pour des communications interactives pour lesquelles une interruption du service, mme de courte durée, n'est pas envisageable.

Pour résoudre ce problème, on prévoit en général un dispositif d'émission et de réception à deux antennes dont l'une se déplace pour suivre le satellite avec lequel l'utilisateur communique et l'autre est en attente et pointée vers le début de la zone de vision du satellite suivant.

Les dispositifs d'émission et de réception et, notamment leurs antennes, destinés à de tels systèmes de télécommunication doivent tre particulièrement légers et de dimensions réduites pour faciliter le déplacement et l'installation sur le toit d'un immeuble (notamment une maison individuelle) et, ainsi, ménager l'esthétique.

En outre, il peut tre avantageux d'associer les deux dispositifs d'émission et de réception à une lentille de focalisation commune. Dans ce cas, ces deux dispositifs doivent coexister dans un espace limité, ce qui renforce la nécessité de faible encombrement et de faible poids de ces dispositifs.

Dans ces conditions, il est difficilement envisageable de faire appel à une configuration guide d'ondes/duplexeur à haute éjection qui est lourde et encombrante.

On fait donc appel à une technologie plus compacte dont la plus courante est appelée "micro ruban". Mais avec cette technologie, les solutions connues au problème d'isolation entre l'émission et la réception entraînent des pertes importantes qui dégradent la qualité de liaison ou obligent a surdimensionner I'antenne.

Par exemple, le document JP 10 022728 décrit une antenne à polarisation circulaire faisant appel à une telle technologie et utilisée pour un seul type de transmission, à savoir l'émission ou la réception et donc pour une seule bande de fréquence. Par conséquent un dispositif d'émission et de réception devra comprendre deux antennes de ce type avec un coupleur hybride puisque le mme type de polarisation est utilisé pour les deux bandes de fréquences.

Le document JP 06 140835 concerne une antenne à polarisation circulaire comportant un patch pour l'émission et un patch pour la réception. Ainsi il est prévu un accès par bande de fréquence, ce qui signifie un surdimensionnement de I'antenne.

L'invention fournit un dispositif d'émission et de réception particulièrement compact qui permet une émission et une réception simultanées et assure une perturbation minimisée du signa ! reçu par le signal émis, une émission à faible perte et une réception avec un faible facteur de bruit, c'est-à-dire avec un rapport signal à bruit élevé.

Le dispositif d'émission et de réception conforme à l'invention est caractérisé en ce que les signaux d'émission et de réception présentent des polarisations circulaires de sens inverses et en ce que !'antenne du dispositif comporte un élément rayonnant à deux accès, ou lignes, orthogonales, I'une pour l'émission, et I'autre pour la réception.

Suivant un premier mode de réalisation, t'élément rayonnant est un élément compact comportant un empilement de : -une cavité de court-circuit ; -une cavité intermédiaire ; -une cavité d'adaptation ; -une section rectangulaire de guide d'onde polarisante, les trois cavités de court-circuit, intermédiaire et d'adaptation permettant de régler l'adaptation des accès en rapport avec les bandes de fréquences souhaitées, un accès étant ménagé entre la cavité de court-circuit et la cavité intermédiaire, I'autre accès étant ménagé entre la cavité intermédiaire et la cavité d'adaptation.

Suivant un deuxième mode de réalisation, t'élément rayonnant comporte au moins une pastille planaire.

Pour obtenir des polarisations circulaires en sens inverses, ! ément rayonnant planaire ne doit pas présenter une forme circulaire, mais une forme circulaire déformée, par exemple selon des chanfreins.

Les signaux d'émission et de réception étant à polarisations orthogonales, on assure déjà, de ce fait, une certaine isolation entre l'émission et la réception, de l'ordre de 20 dB.

En outre, la technologie retenue, à élément planaire de forme non circulaire et accès perpendiculaires, minimise l'encombrement et le poids de l'antenne. En particulier, le nombre d'éléments du dispositif est minimisé car il n'est pas nécessaire de prévoir soit un circulateur, qui empcherait d'utiliser deux polarisations inverses, soit un coupleur hybride 90° qui transforme les polarisations linéaires orthogonales en polarisations circulaires de sens inverses.

La minimisation du nombre de composants contribue à la minimisation du coût du dispositif.

Étant donné que les bandes de fréquences d'émission et de réception sont distinctes, I'élément rayonnant doit pouvoir fonctionner sur une bande relativement large comprenant les deux bandes utiles. Pour optimiser ce fonctionnement à large bande, dans une réalisation, on prévoit deux éléments rayonnants planaires superposés de dimensions différentes, I'un résonnant sur une fréquence correspondant à la bande d'émission, et l'autre résonnant selon une fréquence se trouvant dans la bande de réception.

Les deux éléments rayonnants sont, par exemple disposés dans une cavité, ce qui optimise la directivité de l'élément rayonnant. En effet, la cavité empche un rayonnement arrière et latéral et limite le rayonnement à un cône utile, dirigé vers la source d'émission et de réception avec laquelle communique le dispositif, notamment un satellite défilant, comme expliqué ci-dessus.

Quand on prévoit deux éléments rayonnants superposés, il est possible soit de prévoir les accès sur l'un de ces éléments, de préférence celui de position inférieure, soit de prévoir des accès sans contact avec aucun des deux éléments. Dans ce dernier cas, les accès sont, de préférence, sous t'élément rayonnant inférieur.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront avec la description de certains de ses modes de réalisation, celle-ci étant effectuée en se référant aux dessins ci-annexés sur lesquels : la figure 1 est un schéma montrant l'utilisation d'un dispositif d'émission et de réception selon l'invention dans un système de télécommunication par satellites défiants,

la figure 2 est un schéma d'une antenne comprenant deux dispositifs d'émission et de réception selon l'invention, cette antenne étant utilisée également dans un système de télécommunication par satellites, la figure 3 est un schéma d'une partie de dispositif d'émission et de réception conforme à l'invention, les figures 3a et 3b sont des schémas analogues à celui de la figure 3, mais pour des variantes correspondant à l'état antérieur de la technique, la figure 4 est un schéma en coupe d'un dispositif d'émission et de réception conforme à l'invention, la figure 5 est un schéma des circuits d'émission et de réception du dispositif conforme à l'invention, la figure 6 représente un exemple de réalisation de circuits de réception, et la figure 7 est une vue éclatée en perspective d'un autre mode de réalisation de l'élément rayonnant compact.

Dans le système de télécommunication représenté sur la figure 1, un ensemble de satellites 10,12 circule sur une orbite 14 à une altitude d'environ 1000 à 1500 km au-dessus de la surface 16 de la terre. Chaque satellite comporte des moyens d'émission et de réception pour relayer une communication entre des usagers terrestres et des stations d'accès à des services spécifiques, tels que des banques de données. On a ainsi représenté sur la figure 1 un terminal 18 d'usager qui établit une communication interactive avec un autre usager ou une station terrestre (non représentée) par l'intermédiaire du satellite 12. Le caractère interactif de communication est symbolisé par une double flèche 20 sur le chemin des ondes électromagnétiques entre !'antenne 22 du satellite 12 et l'antenne 24 de t'abonné 18.

L'antenne 24 est, par exemple, disposée sur le toit d'une maison individuelle.

Elle comporte une surface focalisante 26, par exemple sphérique, comme représenté sur la figure 2, et deux éléments rayonnants 28 et 30 mobiles sur la surface focale 26 de l'antenne 24.

L'élément rayonnant 28 est commandé pour suivre le satellite 12 avec lequel l'usager est en vue, tandis que l'élément rayonnant 30 est dans une position d'attente. Ce dernier reste pointé vers la zone d'apparition du satellite suivant. En effet, quand le satellite 12 quitte le champ de vision de l'antenne et que le satellite suivant entre dans ce champ de vision, t'élément rayonnant 30 remplace l'élément 28 utilisé pour effectuer la communication. La commutation de t'élément 28 à l'élément 30 peut s'effectuer de façon instantanée.

Dans l'exemple représenté sur la figure 1, on prévoit chez l'usager 18, un dispositif 32 permettant de suivre les satellites, de commander l'émission et la réception des signaux et, éventuellement, de décrypter ces signaux. Ce dispositif de commande est relié à un micro-ordinateur 34 ou organe analogue à mémoire dans laquelle sont enregistrées des informations se rapportant aux positions des satellites, de façon qu'à chaque instant on puisse commander les moteurs assurant le déplacement des éléments rayonnants 28 et 30 afin que ceux-ci soient pointés de façon précise vers les satellites.

Si on utilise un micro-ordinateur, celui-ci peut également tre utilisé pour recevoir ou émettre des programmes.

Dans cet exemple d'application multimédia, on prévoit, en outre, de connecter, par l'intermédiaire d'un connecteur ou répartiteur 36, une ligne 38 téléphonique ou de télécopie et un récepteur 40 d'émissions de télévision ou de radiophonie.

On a représenté sur la figure 2 un exemple plus détaillé d'antenne 24 avec des éléments rayonnants 28 et 30. Dans cette réalisation, on prévoit une lentille fixe 42 permettant de recevoir un rayonnement hyperfréquence sur un angle solide de valeur suffisante pour collecter les signaux des satellites défilant dans la zone de vision de l'utilisateur. Cette lentille focalise les rayonnements reçus sur une surface sphérique sur laquelle se déplacent les éléments rayonnants 28 et 30. Cette lentille 42 est supportée par deux montants dont un seul, de référence 44, est visible sur la figure 2.

Les éléments rayonnants 28 et 30 sont déptaçabtes sur la surface sphérique 26 de focalisation. A cet effet, on prévoit deux moteurs et deux bras pour chacun de ces éléments. Pour simplifier, on ne décrira que les moteurs et les bras de l'élément rayonnant 28.

Pour déplacer l'élément rayonnant 28, on prévoit un premier moteur 46 solidaire d'un support inférieur 48 et dont I'arbre permet de faire tourner un bras 50 à l'extrémité duquel se trouve le second moteur 52 entraînant lui-mme un avant-bras 54 à l'extrémité duquel se trouve l'élément rayonnant 28. Pour assurer le déplacement de t'élément rayonnant 28, les moteurs 46 et 52 sont commandés par des informations fournies par le micro-ordinateur 34 ou analogue.

A chaque élément rayonnant 28,30 sont associés un circuit d'émission et un circuit de réception qui seront décrits plus loin en relation avec la figure 5.

Les terminaux 18 étant des appareils de grande diffusion, il est essentiel qu'ils soient de faible encombrement, de faible poids et d'un coût minimisé. La nécessité d'un faible encombrement et d'un faible poids est renforcée encore par le fait que les dispositifs

d'émission et de réception sont mobiles et sont associés dans un volume réduit, celui de l'antenne 24.

Cette minimisation d'encombrement, de poids et de prix doit tre compatible avec des performances élevées nécessitées par, notamment le haut débit de l'information et la simultanéité de t'émission et de la réception. De ce point de vue, l'isolation entre les signaux d'émission et de réception présente un problème difficile à résoudre, surtout dans le contexte, mentionné plus haut, de faible encombrement et de faible prix.

Dans l'exemple, la bande de réception Rx est de 11,7 à 12,45 GHz (pouvant tre étendue à 12,55 GHz), tandis que la bande d'émission Tx est de 14 à 14,3 GHz. La puissance d'émission est de quelques watts, de l'ordre de 2 à 3.

L'élément rayonnant selon l'invention est du type compact et présente, pour l'émission et pour la réception, des accès sensiblement orthogonaux, le déphasage des signaux d'émission et de réception et la forme de t'élément rayonnant étant tels que les signaux d'émission et de réception, dont les fréquences sont différentes, soient polarisés circulairement en sens inverses.

Suivant un premier mode de réalisation (figure 7), t'élément rayonnant comporte un empilement des éléments suivants : -une cavité de court-circuit 220 ; <BR> <BR> <BR> -une cavité intermédiaire 221 ;<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> -une cavité d'adaptation 222 ; -une section rectangulaire de guide d'onde polarisante 223.

Les trois cavités de court-circuit, intermédiaire et d'adaptation permettent de régler l'adaptation des accès en rapport avec les bandes de fréquences souhaitées.

A cet effet, un accès 224 est ménagé entre la cavité de court-circuit et la cavité intermédiaire, I'autre accès 225 étant ménagé entre la cavité intermédiaire et la cavité d'adaptation.

Le fonctionnement peut tre décrit schématiquement par les points suivants : Les aspects mono-bande ou bi-bande sont gérés par les trois cavités de court-circuit, intermédiaire et d'adaptation.

L'interface radiative constituée par la section rectangulaire de guide d'onde polarisante 223 permet de propager deux modes TE01 et TE10 orthogonaux dans les bandes désirées. Du fait de la section rectangulaire, la vitesse de groupe des modes TE01 et TE10 diffère légèrement ce qui permet de créer un déphasage entre ces deux modes. La quadrature de phase entre les deux modes est obtenue lorsque les conditions aux limites de

la section rectangulaire 223 et sa longueur (environ kg/4) sont adéquates : I'antenne génère de la polarisation circulaire.

L'orthogonalité des accès 224 et 225 permet une isolation entre accès et t'excitation superposée de deux paires de modes TE01 et TE10 avec des conditions de quadrature opposées pour chaque paire permettant d'obtenir une double polarisation circulaire.

La cavité formée par la section rectangulaire 223 et la partie accès d'une part et la partie radiative d'autre part permet l'obtention d'une condition de quadrature de phase des modes TE01 et TE10 sur des grandes largeurs de bandes.

L'empilement comportant la cavité de court-circuit 220, ! a cavité intermédiaire 221 et la cavité d'adaptation 222 constitue une cavité qui est représentée circulaire sur la figure 7. Cette cavité peut également tre de forme sensiblement carrée. Ses côtés sont alors sensiblement perpendiculaires aux lignes d'excitation 224a et 225a qui constituent les accès respectivement 224 et 225 et par conséquent inclinés d'environ 45° par rapport à la section rectangulaire 223.

Sur la figure 7, la technologie représentée pour les accès 224 et 225 correspond à une solution triplaque, mais d'autres solutions peuvent tre choisies en fonction de l'application, telles que par exemple : -une solution coaxiale ; -une solution microstrip inversé ou non par rapport à I'axe Z du repère antenne R ; -pour l'accès inférieur 224, un couplage par fente ou iris avec un guide d'onde ; -une solution en guide d'onde pour des applications au-delà de la bande Ku ; -une solution mixte telle que chaque accès 224,225 soit réalisé suivant une des solutions précédentes.

Afin d'assurer le contact électrique entre les différents cavités présentes dans I'alignement de I'axe Z, les gravures pourront tre doubles faces avec trous métallisés. Cette dernière solution est justifiée notamment pour des applications dans des bandes de fréquences supérieures à 6 GHz (bande C).

Suivant un deuxième mode de réalisation t'élément rayonnant est de type planaire et comprend une pastille ou"patch"60 (figure 3) ayant la forme d'un cercle tronqué par des chanfreins parallèles 62 et 64. A cette pastille 60 sont associés deux accès 66 et 68 en lignes micro ruban formant un angle de 90°. Ces deux accès 66 et 68 sont

excités par des signaux déphasés de 90°. L'accès 66 correspond à la réception et est donc relié, notamment, à un amplificateur 70 à faible bruit, tandis que l'accès 68 correspond à l'émission et est donc relié, entre autres, à un amplificateur de puissance 72.

L'excitation des lignes 66 et 68 par des signaux déphasés de 90° permet d'obtenir des signaux d'émission et de réception qui sont à polarisations circulaires en sens inverses. Les polarisations orthogonales des signaux d'émission et de réception, ajoutées aux bandes de fréquences distinctes de ces signaux, permettent une isolation de l'ordre de 20 dB entre ces signaux. La technologie planaire utilisée pour réaliser l'élément rayonnant minimise son coût, son encombrement et son poids. En outre, la réalisation à deux accès directs minimise le nombre de composants et permet de se passer de coupleur hybride à large bande ou de circulateur correspondant à t'état antérieur de la technique tel que représenté par la figure 3a (utilisation d'un circulateur) et par la figure 3b (utilisation d'un coupleur hybride).

Dans l'exemple connu représenté sur la figure 3a, on prévoit une pastille plane circulaire tronquée 74 présentant un accès relié à la sortie de l'amplificateur de puissance 721 (circuit d'émission) par t'intermédiaire d'un circulateur 76. L'accès 78 est également relié à la voie de réception, c'est-à-dire à un amplificateur faible bruit 701, par l'intermédiaire du mme circulateur 76.

Dans l'exemple de la figure 3b, on prévoit un 616ment rayonnant planaire 80 de forme circulaire non tronquée présentant deux accès 82 et 84 orthogonaux reliés à deux bornes, respectivement 86 et 88, d'un coupleur hybride 90 comportant deux autres bornes, respectivement 92 et 94. La borne 92 est connectée à t'entrée d'un amplificateur faible bruit 702, et la borne 94 est reliée à la sortie de I'amplificateur de puissance 722. De façon en soi connue, le coupleur hybride 90° permet de transformer des polarisations linéaires orthogonales, sur ses bornes 92 et 94, en des polarisations circulaires en sens inverses sur ses bornes 86 et 88. Ainsi, sur les accès 82 et 84, les signaux présentent des polarisations circulaires de sens inverses. Le coupleur hybride 90 est de préférence du type large bande.

A cet effet, on prévoit, aussi de façon en soi connue, une ou plusieurs branches supplémentaires 96 en micro ruban.

On va maintenant décrire en relation avec la figure 4 un mode de réalisation de dispositif d'émission et de réception à pastille planaire pouvant tre utilisé de préférence avec le mode de réalisation de la figure 3.

Dans cet exemple, on prévoit deux pastilles planaires superposées, respectivement 98 et 100. Chacune de ces pastilles a une forme correspondant à celle représentée sur la figure 3, c'est-à-dire la forme d'un cercle chanfreiné. Toutefois, les

dimensions de ces pastilles sont difFérentes. L'une d'elles, la pastille inférieure 98, présente des dimensions correspondant à une résonance dans la bande de réception et la pastille supérieure a des dimensions plus faibles correspondant à une résonance dans la bande d'émission (les plus hautes fréquences).

Les deux pastilles présentent une disposition relative telle qu'elles présentent le mme axe central (perpendiculaire à leurs plans) et que leurs chanfreins sont parallèles.

Les accès 102 sont disposés sous la pastille inférieure 98. Sur la figure 4 un seul accès est visible. Ces accès sont en ligne micro ruban ou triplaque suspendue. Ils sont connectés aux circuits de filtrage et aux amplificateurs faible bruit ou de puissance par l'intermédiaire de lignes micro ruban ou triplaques. Dans l'exemple, les moyens de filtrage et d'adaptation sont également en ligne micro ruban ou triplaque.

Les pastilles ainsi que les accès sont disposés dans une cavité cylindrique 110 ouverte vers le haut et présentant un fond 112.

Cette cavité 110 limite le cône d'émission et de réception des ondes hyperfréquences afin que ce cône soit relativement étroit, dirigé vers le satellite 12.

Le fond de la cavité est relié à un canal 114 d'axe perpendiculaire à I'axe 116 de la cavité cylindrique 110. Dans ce canal est disposé un substrat 118 portant, d'une part, les lignes d'accès 102 et, d'autre part, des circuits de filtrage et d'adaptation en lignes micro rubans ou triplaques 120. Le substrat comporte aussi, à l'extrémité du canal 114 opposée à la cavité 110, des éléments actifs tels que des transistors 122 d'amplificateur (s). La partie d'extrémité du canal 114 comportant les transistors 122 en technique planaire micro ruban est séparée des circuits 120, de préférence en technique planaire triplaque suspendue, par l'intermédiaire d'une paroi d'étanchéité 124.

L'extrémité du canal 114 comprend une borne 128 pour les signaux de réception et une borne 130 pour les signaux d'émission.

L'ouverture supérieure 132 de la cavité 110 est fermée par un capot protecteur 134 en matière plastique telle que du"téflon"ou de I'ABS.

En variante (non représentée), les accès sont sur l'une des pastilles, par exemple celle de référence 98.

II est également possible de prévoir une seule pastille avec des accès sur cette pastille ou à distance de cette dernière.

On va maintenant décrire en relation avec la figure 5, une autre disposition se rapportant au filtrage et à I'amplification qui permet de minimiser le bruit, notamment celui engendré par le filtrage tout en permettant de diminuer le coût de réalisation des circuits. En outre, les pertes sont minimisées.

L'émission et la réception étant effectuées simultunément, l'éliminution, par filtrage, des fréquences d'émission dans les circuits de réception ainsi que t'étimination, par filtrage, des fréquences de réception, dans les circuits d'émission doivent tre particulièrement efficaces.

A cet effet, on prévoit, dans chaque circuit, des filtres planaires et une amplification et un filtrage à plusieurs étages. L'atténuation, ou éjection, du filtre qui est le plus proche de l'élément rayonnant présente une valeur qui est une fraction de l'atténuation nécessaire pour éliminer les fréquences à supprimer. Dans un exemple, le taux de éjection total nécessaire pour éliminer les fréquences d'émission (ou de réception) est de l'ordre de 50 dB et la éjection du filtre du premier (ou dernier) étage n'est que de l'ordre de 14 dB.

Cette dernière valeur est calculée en fonction du point de compression du premier transistor (amplificateur) en réception (ou du facteur de bruit du dernier transistor, amplificateur, en émission), de la puissance à émettre, ou de l'isolation entre les deux ports de la source (élément rayonnant).

L'amplification apportée par le premier étage d'amplification est de préférence celle qu'on peut obtenir avec un transistor à très faible bruit.

De cette manière, le bruit vu par l'élément rayonnant est minimisé. En effet, ce bruit dépend surtout du bruit apporté par l'étage d'amplification et le filtre les plus proches de cet élément. Par contre, le bruit apporté à l'élément rayonnant par les étages plus éloignés d'amplification et de filtrage n'interviennent que de façon atténuée, car ce bruit est diminué en proportion du gain des étages d'amplification intermédiaires se trouvant entre l'élément rayonnant et le filtre générateur de bruit.

En outre, les filtres planaires à éjection modérée peuvent tre réalisés de façon aisée, à coût modéré, car les substrats utilisés peuvent tre d'un bas prix de revient.

On sait, en effet, qu'un filtrage en technique micro ruban planaire (ou triplaque suspendue) nécessite, pour des taux de réjection élevés, des substrats en alumine relativement onéreux, alors que pour des taux de éjection plus faibles, on peut utiliser des substrats meilleur marché, par exemple à base de PTFE, comme on le verra plus loin.

Dans t'exempte représenté sur la figure 5, le circuit de réception comprend une première partie 140 disposée entre l'accès 142 de la pastille 144 de l'élément rayonnant et une extrémité d'un câble 146. Une seconde partie 148 est disposée entre I'autre extrémité du câble 146 et le démodulateur (non représenté) du circuit de réception.

L'accès 142 est connecté directement à t'entrée d'un premier filtre 150 du type passe bande pour les fréquences de réception et du type coupe bande pour les fréquences d'émission. Pour ces fréquences d'émission, il présente une caractéristique de réjection

relativement modérée, 14 dB. Pour la fréquence de réception, t'atténuation (ou perte) est de faible valeur, de l'ordre de 0,2 dB. Ce premier filtre 150 est relié à l'entrée d'un premier étage amplificateur 152, à un seul transistor dans l'exemple. Cet amplificateur 152 présente un gain de 8 dB dans l'exemple. II est à noter que ce gain de 8 dB n'est pas le gain maximal qu'on pourrait obtenir avec un transistor. Mais, dans l'exemple, on minimise le bruit au léger détriment du gain, comme on le verra plus loin en relation avec la figure 6.

Cette première partie 140 du circuit de réception comporte aussi un deuxième couple filtre-étage d'amplification, à savoir un filtre 154 dont l'entrée est reliée à la sortie du premier amplificateur 152 et un deuxième amplificateur 156 constitué aussi, dans l'exemple, par un seul transistor. Le filtre 154 présente une éjection de 10 dB pour les fréquences d'émission et une légère réjection, 0,2 dB, pour les fréquences de réception.

L'étage 156 d'amplification présente un gain de 10 dB.

Dans cet exemple, le signal d'émission parasite à la sortie de !'étage 156 est inférieur à 10 dBm.

Le câble 146-qui, dans l'exemple, introduit une atténuation de 1,5 dB-est relié à la seconde partie 148 de filtrage et d'amplification qui comprend un troisième couple filtre 158-amplificateur 160. Le filtre 158 reçoit le signal fourni par le câble 146 et délivre un signal au troisième amplificateur 160. L'atténuation du filtre 158 pour les fréquences d'émission est de 26,5 dB et t'atténuation pour les fréquences de réception, de 1,8 dB. L'étage d'amplification 160 présente deux transistors et son gain est de 18 dB.

A la sortie de !'étage 160, on obtient un signal complètement filtré des signaux parasites d'émission. Cette sortie est reliée, de façon classique, à un mélangeur 162 recevant sur une autre entrée un signal d'oscillateur local a 10,75 GHz. La sortie du mélangeur 162 est reliée au démodulateur de réception par l'intermédiaire d'un filtre passe- bas 166.

L'atténuation des fréquences parasites qui est effectuée par chacun des filtres est accordée au gain de l'amplificateur associé de façon telle que cette atténuation soit suffisante pour empcher la délinéarisation, ou saturation (ou compression), du (des) transistor (s) de I'amplificateur par le signal parasite d'émission. II est donc nécessaire que chaque filtre soit disposé en amont de l'amplificateur associé. Par"en amont", on entend ici que le filtre doit tre plus proche de l'élément rayonnant que l'amplificateur du mme couple.

Le facteur de bruit global du circuit de réception est, pour l'essentiel, celui du premier étage de filtrage 150 et d'amplification 152.

Le câble coaxial 146, ainsi que les câbles coaxiaux correspondants 170 et 172 pour le circuit d'émission, forme, dans l'exemple, une boucle autour des moteurs qui peut s'enrouler ou se relâcher selon le déplacement des bras.

La seconde partie 148 du circuit de réception (ainsi que la partie correspondante du circuit d'émission) se trouve, dans l'exemple, à la base de l'antenne, c'est-à-dire à proximité du socle 48 (figure 2).

La première partie 142 du circuit de réception est réalisée en technologie dite "hybride sans réglage", c'est-à-dire que les éléments actifs tels que les transistors sont déposés directement sur un substrat, sans boîtier, et que le substrat présente des conducteurs planaires, par exemple réalisés par photogravure. Cette réatisation permet de minimiser encore plus le facteur de bruit, c'est-à-dire de maximiser le rapport signal à bruit.

Le poids et l'encombrement sont aussi minimisés.

Par contre, la partie du circuit 148 se trouvant au pied de I'antenne, qui est plus éloignée de l'élément rayonnant, peut tre réalisée de façon plus classique en technologie intégrée telle que la technologie dite"MMIC" ("Microwave monolithic integrated circuit", c'est-à-dire circuit intégré monolithique hyperfréquences). En effet, comme on I'a déjà indiqué, le bruit introduit par cet étage 148 intervient peu dans le facteur de bruit global. De mme, les pertes du filtre 158 de taux de éjection plus élevé (26,5 dB dans t'exempte), qui évite la compression ou la délinéarisation des transistors de t'étage 160, interviennent aussi de façon moins critique que pour la partie 140.

Dans la partie 140, les substrats sont, par exemple, des substrats RO 3006 ou RO 4003 distribués par la Société Rogers Corporation. Ils sont constitués par une matrice en matière organique souple telle que le PTFE (polytétra-fluoréthylène) renforcée par des micro fibres de verre et dans laquelle sont noyées des particules de céramique permettant d'augmenter la constante diélectrique et donc de diminuer la taille des circuits.

Ce substrat est recouvert, d'un côté, par une couche de cuivre qui constitue la masse, tandis que I'autre côté est également recouvert de cuivre photogravable pour réaliser les circuits.

Le circuit d'émission est analogue au circuit de réception. L'accès 180 d'émission de la pastille 144 est relié à la sortie d'un premier filtre 182 dont t'entrée est connectée à la sortie d'un étage d'amplification 184. L'atténuation du filtre 182 est de 14 dB pour les fréquences de réception et de 0,2 dB pour les fréquences d'émission. Le gain de l'amplificateur 184 est de 8 dB.

L'entrée de l'amplificateur 184 est reliée à la sortie d'un filtre 186 recevant le signal de sortie d'un étage d'amplification 188. L'atténuation du filtre 186 est de 10 dB pour

les fréquences de réception et de 0,2 dB pour les fréquences d'émission. Le gain de !'étage d'amplification 188 est de 8 dB.

L'autre partie du circuit d'émission se trouve également au pied de I'antenne, au voisinage du support 48 (figure 2), et comporte un filtre 190 relié au cable 170 ou 172 par t'intermédiaire d'un commutateur 173. Le filtre 190 reçoit le signal de sortie d'un étage d'amplification 192 à quatre transistors. L'atténuation du filtre 190 est de 30 dB pour les fréquences de réception et de 1,8 dB pour les fréquences d'émission. Le gain de l'amplificateur 192 est de 32 dB.

L'entrée de l'amplificateur 192 est reliée à la sortie d'un mélangeur 194 par l'intermédiaire d'un filtre 196. Le mélangeur présente deux entrées qui, de façon classique, sont reliées d'une part, au modulateur d'émission (non montré), et d'autre part, à un oscillateur local d'émission à 13,05 GHz.

Pour ce circuit d'émission, I'avantage de la division en étages est que le dernier étage, directement connecté à l'accès 180, présente des faibles pertes du fait du faible taux de éjection du filtre 182 et du relativement faible gain de t'étage 184.

Le câble 172 est connecté aux circuits associés au deuxième élément rayonnant (non montré). Autrement dit, la partie du circuit d'émission à commutateur 173, filtre 190, amplificateur 192, filtre 196 et mélangeur 194 est commune aux deux éléments rayonnants. Par contre, les autres parties du circuit sont individuelles à chaque élément rayonnant.

On a représenté sur la figure 6 un exemple de réalisation particulièrement simple et efficace de la première partie 140 de circuit de réception. La première partie (182, 184,186,188) du circuit d'émission peut tre réalisée de façon analogue ; on ne la décrira donc pas en détail.

Une caractéristique importante de cette réalisation est celle des filtres 150 et 154.

On sait que ces filtres doivent présenter des caractéristiques passe-bande à faible perte pour les fréquences de réception, et de coupe-bande à forte atténuation pour les fréquences d'émission.

Chacun de ces filtres comprend au moins un élément conducteur planaire, formé par une gravure qui, dans 1'exemple, est transversale à la gravure 200 de propagation du courant. On voit ainsi que le filtre 150 comporte une première gravure métallique rectangulaire allongée 202 perpendiculaire à la gravure métallique 200, et se termine en circuit ouvert classique. Le filtre 150 comporte aussi une seconde gravure 204 ou stub en dérivation sur la ligne 200. Ce stub 204 se termine par un"pseudo court-circuit",

ce court-circuit étant simulé par un large tronçon capacitif 206. Dans ce dernier cas, on évite ainsi une connexion avec la masse par trou (s) métallisé (s).

Le stub 202 se terminant en circuit ouvert doit présenter une longueur I telle qu'il présente à sa jonction avec la ligne principale 200 un circuit ouvert pour les fréquences d'émission et un court-circuit pour les fréquences de réception.

Cette longueur ! doit tre un multiple de l/2 pour les longueurs d'onde I correspondant aux fréquences de réception et un multiple de l/4 pour les longueurs d'onde correspondant aux fréquences d'émission.

Pour atteindre cet objectif, la longueur I est choisie à une valeur de Id/4, j étant une longueur d'onde correspondant à une fréquence fd égale à la différence ft-fr entre deux fréquences ft et fr, ft étant une fréquence de la bande d'émission et fr, une fréquence de la bande de réception. Les fréquences fd, ft et fr sont, en outre, choisies pour satisfaire aux relations suivantes : ft = (2m+ 1) fd fr= 2mfd.

Dans ces formules, m est un nombre entier positif.

De cette manière, la longueur I est un multiple de I/4 pour les fréquences d'émission et est un multiple de I/2 pour les fréquences de réception. Dans ces conditions, l'élément 202 constitue un court-circuit pour les fréquences de réception et un circuit ouvert pour les fréquences d'émission.

Le stub 204, terminé par le large tronçon capacitif 206 simulant un court- circuit à la jonction 204-206, doit présenter une longueur I'choisie de façon telle que t'élément constitue un court-circuit pour les fréquences d'émission et un circuit ouvert pour les fréquences de réception. On choisira une longueur 1'de Id/4, Id correspondant à une fréquence fd = ft-fr, avec : ft = 2mfd, et fr= (2m-1) fd.

Quel que soit le mode de réalisation, on obtient bien le résultat recherché, à savoir la forte atténuation des fréquences d'émission et la transmission sans perturbation des fréquences de réception.

Dans l'exemple pour lequel la bande Rx est de 11,7 à 12,45 GHz et la bande Tx est de 14 à 14,3 GHz, dans le cas du stub 204 terminé par un pseudo court-circuit, on peut choisir les fréquences fr, ft et fd de valeurs suivantes : fr = 11,75 GHz ft= 14,1 GHz

fd ft-fr = 2, 35 GHz<BR> <BR> <BR> fr 5fd, et ft = 6fd.

Pour l'élément 202 terminé en circuit ouvert, on choisira, au contraire, des fréquences fr, ft et fd, telles que fr soit un multiple pair de fd et ft un multiple impair de fd.

II est à noter qu'on peut utiliser soit ément de filtrage 202 seul, sans l'élément de filtrage 204-206, soit l'élément de filtrage 204-206 seul, sans ferment 202, soit, enfin, comme représenté, les deux éléments de filtrage simultanément.

L'étage amplificateur 152 comporte un transistor 208 ainsi que des gravures pour l'adaptation d'impédance et ! a polarisation des électrodes. Le transistor 208 est, dans l'exemple, un transistor de type FHX13X de la marque Fujitsu. Sa grille est reliée à la ligne 200 par l'intermédiaire d'une gravure rectangulaire 210. Les polarisations sont appliquées à des gravures de formes carrées, 212 pour la polarisation de grille et 214 pour la polarisation de drain.

L'étage 152 est relié à t'étage de filtrage 154 par t'intermédiaire d'un condensateur 216 d'adaptation et de découplage entre les tensions de polarisation sur les plots 212 et 214.

La source du transistor 208 est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une inductance 220, jouant le rôle d'une contre-réaction et constituée par un ruban ou fil de câblage ou connexion. La valeur de cette inductance 220 est optimisée de façon à minimiser le bruit. On a constaté que cette minimisation du bruit peut entraîner une diminution du gain ; mais cette diminution est faible et n'altère pas les performances d'amplification.