La présente invention concerne le traitement d'un écho entre deux voies de transmission présentant entre elles un couplage.

En particulier, l'invention est destinée à supprimer l'écho acoustique dans un poste téléphonique ou autre terminal téléphonique du type mains-libres. Comme montré à la Fig. 1, le poste possède un ou plusieurs haut-parleurs HP ainsi qu'un ou plusieurs microphones MI, tous fixes. L'écho acoustique est le signal capté par le(s) microphone(s) du poste venant du (des) haut-parleur(s) par couplage acoustique. Ce couplage peut être dû à une transmission solidique ou aérienne ; dans ce dernier cas, l'environnement du terminal joue un rôle déterminant.

Un dispositif de traitement d'écho DT est interconnecté dans la voie de réception du poste recevant un signal reçu de la ligne téléphonique d'abonné LT en un signal diffusé par haut-parleur(s) , et dans la voie d'émission du poste transmettant un signal microphonique capté par le(s) microphone(s) et transmis en un signal émis dans la ligne LT. Le signal microphonique est la somme du signal de parole local provenant de l'abonné local et d'un écho acoustique provenant du (des) haut-parleur(s) . Pour les terminaux de transmission tels que poste mains-libres et terminal de groupe ou téléconférence, l'écho acoustique peut occasionner une gêne importante à l'interlocuteur distant, surtout en présence de grands délais de transmission entre l'abonné local et l'interlocuteur à travers le réseau téléphonique. La réduction de cet écho à un niveau satisfaisant dans le signal émis constitue la fonction principale du dispositif de traitement d'écho DT.

Classiquement, selon une première variante connue, un dispositif DT utilise la commutation de gains entre les voies pour affaiblir fortement l'écho. Des gains variables sont appliqués aux signaux de réception et d'émission pour assurer globalement un gain correcteur qui diminue la valeur du couplage acoustique. Ceci introduit une gêne

dans la conversation due à la transmission des signaux dans la ligne LT proche du mode d'alternat.

Pour éviter cela, un second type de dispositif de traitement d'écho fait appel à la technique d'identification adaptative qui réalise une annulation d'écho par soustraction d'un écho estimé à partir d'une estimation d'un modèle du couplage acoustique. Les performances de l'annulation dépendent donc directement de la qualité d'estimation du couplage acoustique. La nature du couplage acoustique exige que le modèle prenne en compte un grande nombre de réflexions acoustiques dues à l'environnement du poste.

Le dispositif doit estimer une fraction importante de la réponse impulsionnelle qui représente le couplage acoustique. Les algorithmes classiques d'identification adaptative ne fonctionnent pas sur des réponses impulsionnelles "longues" supérieures à la dizaine de millisecondes. La parole locale est vue comme un bruit par l'algorithme et perturbe fortement l'identification. L'algorithme peut aussi distordre la parole locale qui doit être transmise idéalement sans perturbation. L'environnement du poste est variable, dû par exemple au mouvement des personnes autour du poste, et l'algorithme doit "suivre ces changements" pour rester efficace.

La présente invention vise à remédier aux inconvénients ci-dessus de la technique antérieure en faisant appel à une gestion particulière de l'algorithme d'identification d'écho dans un annuleur d'écho afin que cette identification ne perturbe pas la parole locale dans le signal émis.

A cette fin, un dispositif pour traiter un écho réel entre des première et seconde voies de transmission, comprenant des moyens d'annulation d'écho recevant un premier signal dans la première voie et un second signal et l'écho réel dans la seconde voie pour produire un troisième signal contenant ledit second signal et une différence entre ledit écho réel et un écho estimé, ledit écho estimé résultant d'une identification d'écho réel par filtrage adaptatif à partir des première et troisième signaux, est caractérisé en ce qu'il comprend des moyens pour détecter dans le troisième signal ladite différence

d'écho et ledit second signal lorsque le niveau du troisième signal est supérieur à un second seuil prédéterminé, et des moyens pour commander en gain l'adaptation dans le filtrage des moyens d'annulation d'écho de manière à modifier le gain d'adaptation lorsque ledit second signal n'est pas détecté et à interdire toute modification du filtrage tant que ledit second signal est détecté.

La gestion de l'annulation d'écho ne s'effectue donc que lorsque le signal capté par le(s) microphone(s) pour un terminal téléphonique du type mains-libres n'est constitué que par un écho acoustique et donc lorsque la parole de l'abonné local est absente. Pour ce faire, les moyens pour détecter doivent distinguer le second signal et un résidu d'écho dans le troisième signal de manière à signaler si le niveau détecté du troisième signal est dû à un écho mal annulé ou à un signal de parole et/ou de bruit ambiant. Les moyens pour détecter font appel à des comparaisons entre les premier et troisième signaux et des premier et second seuils selon des caractéristiques de l'invention. Au moins l'un de ces seuils peut être variable et dépendre d'un état de convergence de l'algorithme d'identification d'écho.

L'invention vise accessoirement à commander les gains des premier et troisième signaux non pas en fonction d'une comparaison des niveaux de ces signaux, mais en fonction des valeurs absolues de ces signaux, et plus particulièrement de comparaisons des enveloppes de ces signaux à des seuils prédéterminés respectifs. A cette fin, un dispositif de traitement d'écho selon l'invention comprend, en outre, un premier atténuateur variable dans la première voie pour atténuer le premier signal, un second atténuateur variable dans la seconde voie pour atténuer le troisième signal, et des moyens pour commander les atténuations dans les atténuateurs en fonction des résultats de comparaisons indépendantes entre le premier signal et un premier seuil et entre le troisième signal et le second -seuil effectuées par les moyens pour détecter.

D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de plusieurs réalisations préférées de l'invention, en référence aux

FEUILL DE RE L BE^ÊNT

dessins annexés correspondants dans lesquels :

- la Fig. 1 est un schéma de principe du traitement d'un écho acoustique dans un poste téléphonique ; - la Fig. 2 est un bloc-diagramme d'un dispositif de traitement d'écho selon une première réalisation de l'invention ; et

- la Fig. 3 est un bloc-diagramme d'un dispositif de traitement d'écho selon une seconde réalisation de l'invention.

On se réfère dans la suite à des réalisations illustrées aux Figs. 2 et 3 qui concernent le traitement d'un écho particulier, tel que l'écho acoustique entre un haut-parleur HP - ou plusieurs haut-parleurs connectés en parallèle - et un microphone MI - ou plusieurs microphones connectés en parallèle - d'un poste téléphonique ou autre terminal analogue du type main-libre. Le poste est raccordé à une ligne téléphonique LT à 4 fils selon la Fig. 2, ou à deux fils à travers un coupleur différentiel.

Le dispositif de traitement d'écho acoustique 1 comprend un première voie de transmission, dite voie de réception, qui reçoit un signal REÇU d'un abonné distant à travers le réseau téléphonique et la ligne téléphonique d'abonné LT pour retransmettre un signal DIFFUSE à diffuser par le haut-parleur HP. Une seconde voie de transmission constitue une voie d'émission de sens contraire à la voie de réception dans le dispositif 1. La seconde voie reçoit un signal microphonique MICRO qui est capté par le microphone MI et qui est composé d'un signal d'écho acoustique réel ECR et/ou d'un signal de parole PM d'abonné local. La voie de réception retransmet un signal EMIS vers la ligne téléphonique LT dans lequel le signal d'écho est très atténué, voire quasi-supprimé.

En pratique, le dispositif 1 traite les signaux précités sous forme numérique. En conséquence, le dispositif 1 comprend deux convertisseurs analogiques-numériques CR et CM matérialisant des entrées des voies de réceptio.n et d'émission, et deux convertisseurs numériques-analogiques CD et CE matérialisant des sorties des voies de réception et d'émission, respectivement. Deux amplificateurs AD et

AM peuvent être prévus entre la• sortie du convertisseur CD et le haut-parleur HP, et entre le microphone MI et l'entrée du convertisseur CM, respectivement. Les convertisseurs fonctionnent avec une fréquence d'échantillonnage Fe égale à 8 kHz pour des signaux de parole en bande étroite, ou à 16 kHz pour des signaux de parole plus fidèles en bande élargie.

Dans le dispositif 1 montré à la Fig. 2, la voie de réception comprend un détecteur d'activité vocale 2R recevant le signal numérique REÇU de la sortie du convertisseur CR et ayant une sortie reliée au haut-parleur HP à travers le convertisseur CD et l'amplificateur AD. La voie d'émission comprend, selon la Fig. 2, un soustracteur 31 et un autre détecteur d'activité vocale 2E. Une entrée directe (+) du soustracteur 31 est reliée à la sortie du microphone MI à travers l'amplificateur AM et le convertisseur CM. Une sortie du soustracteur 31 est reliée à une entrée de signal RESIDU du détecteur 2E. Le signal numérique EMIS est transmis par une sortie du détecteur 2E dans la ligne LT à travers le convertisseur CE.

Une entrée inverse (-) du soustracteur 31 est reliée à l'entrée du convertisseur CD recevant le signal DIFFUSE, à travers un circuit d'estimation d'écho 32. Le circuit d'estimation 32 reçoit également le signal RESIDU de la sortie du soustracteur 31, si bien que les circuits 31 et 32 constituent une boucle d'asservissement analogue à celle d'un annuleur d'écho 3. Toutefois, comme on le verra dans la suite, le circuit d'estimation d'écho 32 ne comprend pas qu'un simple filtre de transfert autoadaptatif.

Comme cela apparaît à la Fig. 2, le dispositif de traitement d'écho 1 comprend, en outre, trois circuits 41, 42 et 43 propres à l'invention pour commander la vitesse d'identification de l'écho dans le circuit 32 en fonction des signaux REÇU et RESIDU et de signaux logiques LR et LE établis" par les détecteurs 2R et 2E.

On rappelle qu'un filtre transversal numérique autoadaptatif, tel que celui inclus dans le circuit 32, a pour but- de produire un signal

FEUILLE DE REMPLACEMENT

d'écho ECES estimé à partir d'échantillons du signal DIFFUSE et d'échantillons du signal RESIDU afin qu'il soit le plus proche possible du signal d'écho réel ECR capté par le microphone MI et résultant du bouclage acoustique entre le haut-parleur HP et le microphone. Le filtre transversal est caractérisé par un nombre I déterminé de coefficients de corrélation h**- _n , où i est un entier désignant un coefficient d'indice compris entre 1 et I, et n est un indice entier désignant un même instant à partir d'un instant de référence. Les instants ... n-1, n, n+1,... sont en pratique à la fréquence d'échantillonnage Fe des signauxDIFFUSE et RESIDU, mais les différentes variables calculées dans les circuits 2E, 2R, 32 et 41 à 43 sont actualisées toutes les millisecondes en fonction des signaux REÇU, DIFFUSE et MICRO et donc RESIDU.

Le dispositif de traitement comprend bien entendu classiquement une base de temps, de préférence téléalimentée par le courant dans la ligne LT, pour produire divers signaux d'horloge nécessaires aux fonctionnements des circuits précités.

Les coefficients h*** _n à h-** _n représentent une fonction de corrélation h _n à l'instant n, dont la convolution avec le signal DIFFUSE, représenté par les échantillons de celui-ci aux I instants précédant l'instant n, forme le signal d'écho estimé ECES. Lorsque le signal estimé ECES a atteint environ 90 % du signal d'écho réel ECR, et donc que le signal RESIDU est quasiment nul - en l'absence de signal de parole microphonique PM=0 -, le filtre a "convergé". Ainsi, le filtre est caractérisé par une fonction de transfert qui définit un temps de convergence entre l'instant où les coefficients h-*- sont initialement à zéro et l'instant où ces coefficients atteignent des valeurs limites correspondant à un signal RESIDU=ECR-ECE, dit également signal d'erreur, ayant une amplitude minimale. L'invention vise ainsi principalement à influer sur ce temps de convergence, et plus précisément sur "l'état de convergence" ETAT du filtre traduisant un état plus ou moins éloigné des coefficients de corrélation h ¹ par

FEUILLE DE REMPLACEMENT

rapport à leur valeur limite. Si les circuits 41, 42 et 43 augmentent les incréments des coefficients h ¹ , le temps de convergence diminue et la convergence s'accélère ; ceci est exécuté lorsque le signal RESIDU est élevé, notamment lors d'une prise de parole après un long silence. Au contraire, les circuits 41, 42 et 43 décident de diminuer les incréments des coefficients h---, c'est-à-dire d'augmenter lé temps de convergence, lorsque le signal RESIDU est très proche de son amplitude minimale.

Le circuit d'estimation d'écho 32 estime ainsi l'écho ECES par un algorithme classique d'identification adaptative d'écho, comme le gradient stochastique normalisé à la variance. Pour obtenir une atténuation suffisante de l'écho ECR nécessaire au bon fonctionnement du dispositif, l'écho ECR pouvant être supérieur au niveau de parole microphonique locale PM, il faut identifier le couplage acoustique entre les transducteurs HP et MI sur une réponse impulsionnelle de plusieurs dizaines de millisecondes. Une telle longueur implique un mécanisme particulier de contrôle de l'algorithme d'identification propre à l'invention.

L'algorithme est piloté par un paramètre GADAPT fourni par le circuit 43. Le paramètre GADAPT est un facteur multiplicatif du gain normalisé, dépendant de la variable ETAT. La valeur de ce facteur, lorsqu'elle est différente de zéro, contrôle la vitesse d'adaptation, et lorsqu'elle est égale à zéro, bloque l'identification.

En entrée reliée à la voie de réception, le circuit 32 comprend des moyens pour estimer la variance Var(DIFFUSE) du signal DIFFUSE. Puis une unité arithmétique dans le circuit 32 calcule chacun des coefficients de corrélation h**- _n du filtre à chaque instant n selon la relation : h*-- _n = h--- _n __.ι + GADAPT(ETAT) .DIFFUSE _n _ι.RESIDU _n / (Var(DIF où RESIDU _n = MICRO _n -(DIFFUSE _n _- _L *h _n _ ₁ ) , le signe * indiquant l'opération de convolution.

Les détecteurs d'activité vocale 2R et 2E détectent la présence

FEUSLLE DE REMPLACEMENT

de signaux dans les voies de réception et d'émission par rapport à des seuils respectifs SR et SE. Les détecteurs 2R et 2E sont indépendants.

Toutefois, au moins l'un des détecteurs, tel que le détecteur 2E dans la voie de réception selon la Fig. 2, a le seuil de décision respectif SE qui dépend de l'état de convergence du filtre dans le circuit 32. Cet état de convergence désigné par une variable ETAT est défini plus précisément dans la suite. Cette variable ETAT peut évoluer de manière continue ou de manière discrète. On supposera dans la suite que la variable ETAT évolue de manière discrète et a huit valeurs entières 1 à 8.

Le premier détecteur 2R calcule l'enveloppe ER du signal reçu et la compare au seuil SR qui est supposé constant, bien que, selon une autre variante, il puisse dépendre de la variable ETAT. Si on désigne par !, _< ____ un niveau moyen de parole, par exemple - 40 dB par rapport à la valeur crête dans un codeur d'un convertisseur analogique-numérique CR, CM, le seuil SR est de préférence égal à L^g - 6 dB. Le seuil L_\__ est choisi pour éviter les distorsions au cours des conversions analogiques-numériques dans les convertisseurs CR et CM. La variable d'enveloppe reçue ER est déduite de l'opération récurrente suivante effectuée par le détecteur 2R :

ER _n = ER _n _ι + (|RECU _n | - ER _n _ ₁ )/256

Une valeur 256 de la constante d'intégration est choisie afin d'obtenir un lissage convenable de l'enveloppe ER du signal REÇU et d'éviter toute variation brusque dans celle-ci. En fonction du signal ER, le détecteur 2R fournit un signal logique LR dont l'état "1" indique la présence d'un signal de parole dans la voie de réception, en sortie du convertisseur analogique-numérique CR, soit LR="1" si ER > SR. Le second détecteur 2E effectue des opérations similaires à celles du détecteur 2R, excepté que le seuil SE en dB dépend de la variable ETAT fournie par une sortie du circuit de détermination d'état de

convergence 42, selon le tableau suivant :

ETAT 1 2 3 4 5 6 7 8 9 SE dB+40 L B+6 LdB+4 LdB+ ² L B L β-2 L _dB -4 L _dB -8 Pour l'état le plus convergent, ETAT = 8, le seuil SE est égal à SR = L-JB - 6- La valeur ETAT=9 n'a pas d'existence réelle, mais est nécessaire en raison de la relation LE(ETAT+2)="0" qui est présentée plus loin à propos de l'évolution de la variable ETAT.

L'enveloppe EE du signal RESIDU dans la voie d'émission, et le signal logique correspondant LE indiquant à l'état "1" la présence d'un signal de parole en émission sont déduits des relations suivantes : EE _n = EE _n _! + (|RESIDU _n | - EE _n _!)/256 ; LE(ETAT)="1" si EE _n > SE(ETAT). Les signaux d'enveloppe ER et EE sont appliqués au circuit détecteur de parole 41, et les signaux logiques LR et LE sont appliqués aussi bien au circuit de détermination d'état de convergence 42 qu'au circuit de contrôle de gain d'adaptation 43.

Le signai logique LE produit par le détecteur 2E indique à l'état "1" la présence d'un signal RESIDU sans distinguer dans celui-ci les deux signaux composants, une différence d'écho ECR-ECES et le signal de parole microphonique PM. Si LE="1" est dû à un écho acoustique mal annulé ECR-ECES≠O, l'identification de l'écho doit être améliorée et par suite l'algorithme dans les circuits 42 et 43 doit être poursuivi. Si par contre, LE="1" est dû à la présence effective d'un signal de parole microphonique PM, le circuit 41 bloque, selon l'invention, l'identification d'écho dans le circuit 42 ; en effet, si, au contraire, un tel blocage n'est pas réalisé comme selon la technique antérieure, les coefficients du filtre dans l'annuleur continueraient à évoluer, ce qui distordrait la parole PM et par conséquent perturberait l'identification de l'écho lui-même suite à la boucle d'asservissement.

Deux méthodes sont envisagées selon l'invention pour détecter de la parole microphonigue locale PM dans le signal RESIDU, lorsque

FEUILLE DE REMPLACEMENT

LE="1".

Selon une première méthode de détection, on remarquera que les enveloppes des signaux REÇU et RESIDU sont toujours corrélées à court terme positivement. Ainsi, une corrélation à court terme des enveloppes très faible, par exemple ^' en-dessous d'un seuil prédéterminé fixe C0, indique la présence de la parole locale. La première méthode peut être réalisée de la façon suivante. Le circuit 41 calcule des variables CCR et CCE en fonction des signaux d'enveloppe ER et EE délivrés par les détecteurs 2R et 2E selon les relations récurrentes suivantes : CCR _n = CCR _n _ι + (ER _n -CCR _n _ ₁ )/2048 ; CCE _n = CCE _n _ι + (EE _n -CCE _n _ ₁ )/2048 afin d'en déduire un coefficient de corrélation tel que : Cn = C _n -ι + t(ER _n -CCR _n )(EE _n -CCE _n ) - C _n _!]/256.

Un signal logique, PD = "1" est transmis par le circuit 41 au circuit 42, lorsque de la parole PM est détectée, ce qui se traduit par C _n < CO. Par exemple, le seuil CO est égal à -10 " ^*

Selon une deuxième méthode de détection de parole microphonique, on évalue le module DH du vecteur de correction dh pour 1'algorithme d'identification normalisé à chaque étape, soit à l'instant n : h _n = h _n _ι+dh. La corrélation à court terme de l'enveloppe du module DH avec l'enveloppe ER du signal REÇU est également comparée à un seuil prédéterminé pour savoir si le signal RESIDU est dû à une variation d'écho ou à une parole locale. Une valeur élevée de la corrélation indique une variation d'écho, et une faible valeur indique la présence d'une parole locale. Dans ce cas, la liaison EE entre les circuits 2E et 41 est remplacée par une liaison DH entre les circuits 32 et 41, comme indiqué au trait pointillé à la Fig. 2.

Comme déjà dit, l'état de convergence, ETAT, fourni par le circuit 42 indique la proximité du vecteur h _n estimé à un vecteur h' _n idéal qui représente le début de la réponse impulsionnelle du couplage acoustique. Cet état de convergence évolue indirectement en fonction des valeurs instantanées des signaux REÇU et RESIDU. Ces valeurs

instantanées ne sont pas utilisables directement : le signal RESIDU peut être dû aussi bien à un écho acoustique mal annulé qu'à de la parole locale.

Idéalement, l'écho acoustique ECR ne doit pas déclencher le détecteur d'activité vocale 2E dont le seuil SE dépend de la variable ETAT. S'il le déclenche, c'est-à-dire si LE="1" et PD="0", la variable ETAT doit être diminuée, afin de diminuer la sensibilité du détecteur 2E et donc augmenter le seuil SE, et ainsi relancer à terme l'adaptation par le circuit 43. Au contraire, si l'écho acoustique ECR ne déclenche pas le détecteur 2E, c'est-à-dire si LE="0", pour un seuil SE à un état supérieur, par exemple ETAT+2 lorsque la variable ETAT a une évolution discrète, alors la variable ETAT est augmentée progressivement a in de diminuer le seuil SE et de faire converger le vecteur h _n vers le vecteur idéal h' _n . Lorsque la variable ETAT évolue pas à pas, les deux situations précédentes sont représentées par l'incrémentation effectuée toutes les millisecondes des valeurs T_ et T+ de deux compteurs internes au circuit 42 comme suit : si PD="0" et LR="1" et ^' si LE(ETAT)="1" , alors T_ = T_ + 1 et T+=0 ; si LR="1" et si LE(ETAT+2)="0", alors T+ = T ₊ + 1, PD étant donc à "0".

Les comptes T_ et T+ sont limités à un compte maximum TMAX entraînant la remise à zéro des deux compteurs et la modification de la variable ETAT, ici comprise entre 0 et 9. si T_ > TMAX, alors ETAT=ETAT-1, T+=0, et T_=0 ; si T+ > TMAX, alors ETAT=ETAT+1, T+=0, et T_=0.

Les temporisations assurent la stabilité de la variable ETAT, et doivent être limitées pour permettre une reprise de convergence suffisamment rapide. En pratique, la modification de la variable ETAT intervient toutes les 400 mises à jour des autres variables, soit TMAX=400 ms. Dès que de la parole -est détectée, PD="1", le premier compteur est

remis à zéro : T_="0".

Lorsque la variable ETAT évolue de manière continue, les deux situations précédentes sont représentées par la valeur T _c d'un compteur interne au circuit 42, qui est déterminé de la manière suivante : si LR="1" et si LE(ETAT)="1", alors T _C =T _C +1 ; si T _c > TMAX alors la variable ETAT est décrémentée. : ETAT=ETAT-1 ; si LR="1" et si LE(ETAT)="0", alors la variable ETAT est incrémentée : ETAT=ETAT+1 et T _c =0. De même, si de la parole est détectée, PD="1", alors T _c =0. Le circuit de contrôle de gain d'adaptation 43 stoppe l'adaptation en présence d'une parole locale PM pour éviter de la distordre, c'est-à-dire dès que le détecteur 2E est déclenché, soit LE=-"1" et PD="1". cet arrêt momentané de l'adaptation n'est possible que parce que l'écho acoustique ECR à lui seul ne déclenche pas le détecteur 2E. Le filtre dans le circuit 32 doit ainsi atténuer suffisamment cet écho, et le dispositif 1 fonctionne d'autant mieux que l'état de convergence est élevé. Lorsque l'état de convergence est mauvais, par exemple ETAT=1, à la mise en marche du dispositif, les contraintes de blocage sont très lâches pour arriver rapidement aux meilleurs états de convergence. Un processus de temporisation, utilisant le compte T d'un compteur interne inclus dans le circuit 43, est prévu pour éviter de reprendre l'adaptation pendant des courts silences de la parole microphonique locale PM. En estimant que les silences entre syllabes sont inférieures à T0=200 ms, on s'affranchit de ce problème. Le circuit 43 effectue les opérations suivantes : si LE(ETAT)="1" alors T=0, sinon si LR="1" alors T=T+1 ; si T > TO et LR="1", l'adaptation est valide et GADAPT dépend de la variable ETAT suivant le tableau suivant, sinon, lorsque l'adaptation n'est pas valide, GADAPT est mis à zéro. Théoriquement, l'écho résiduel ECR-ECES après convergence est proportionnel au gain d'adaptation de l'algorithme d'identification GADAPT. Ce gain est donc fonction de l'état, de convergence ETAT, et

FEUILLE DE REMPLACEMENT

diminue lorsque ce dernier augmente.

Par exemple, lorsque la variable ETAT évolue pas à pas, les valeurs de GADAPT sont les suivantes :

ETAT 1 2 3 4 5 6 7 8 GADAPT 0,25 0,25 .0,125 0,125 0,0625 0,0625 0,03125 0,031 25

Bien que le dispositif de traitement d'écho selon la Fig. 2 ait été décrit particulièrement pour son insertion dans un poste téléphonique, en extrémité- d'une ligne téléphonique d'abonné, ce dispositif peut être .introduit en tant que suppresseur d'écho dans toute ligne téléphonique, par exemple à proximité d'un transformateur ou coupleur différentiel entre une section de ligne à 4 fils et une section de ligne à 2 fils. L'écho est alors directement la contribution du signal transmis dans un sens dans le signal transmis dans l'autre sens à travers le transformateur ou coupleur différentiel.

En se référant maintenant à la Fig. 3, un dispositif de traitement d'écho comporte, outre les circuits 2R, 2E, 31, 32 et 41 à 43 décrits ci-dessus, également deux ensembles à circuit de contrôle de niveau de signal vocal 5R, 5E et atténuateur variable 6R, 6E, associés respectivement aux voies de réception et d'émission et coopérant avec un circuit de commande d'atténuations 7.

Les circuits 5R et 6R sont connectés en série entre la sortie du détecteur d'activité vocale 2R et les entrées du convertisseur numérique-analogique CD et du circuit d'estimation d'écho 32. Les circuits 5E et 6E sont connectés en série entre la sortie de signal RESIDU du détecteur 2E et l'entrée du convertisseur numérique-analogique CE.

Le circuit 5E est un circuit de contrôle automatique du niveau d'émission qui "normalise" le niveau de signal EMIS via le convertisseur CE de manière à assurer à l'interlocuteur distant un niveau d'écoute correct ; en effet 1'interlocuteur distant ne dispose pas forcément

d'un moyen de réglage de niveau d'écoute, tel que le circuit 5R. Dans le cas d'un poste mains-libres, le positionnement du locuteur par rapport au(x) microphone(s) MI peut faire varier de façon importante le niveau capté par le(s) microphone(s) MI. Le circuit 5E ajuste en conséquence automatiquement le niveau de signal transmis en ligne au moyen d'une boucle de contre-réaction de gain variable GE variant en dépendance des comparaisons du niveau signal sortant de l'atténuateur

6E et de deux seuils de niveau prédéterminés.

Le circuit de contrôle du niveau d'écoute 5R assure une fonction analogue au circuit 5E, en dépendance de l'atténuation du signal REÇU entre 1'interlocuteur distant et le locuteur local à travers le réseau téléphonique. Toutefois, le gain GR produit par le circuit 5R est réglable par le locuteur, classiquement par l'intermédiaire d'un potentiomètre inclus dans le circuit 5R. Les valeurs des gains GR et GE sont délivrées sous forme numérique au circuit de contrôle d'atténuations 7 afin de calculer une atténuation globale constante :

A = N-GR-GE en dB, où N est une constante qui dépend du poste téléphonique et qui assure la stabilité d'écoute de celui-ci. Dans la suite, les valeurs de gains, atténuations et niveaux de signal sont exprimées en dB.

L'atténuation globale A est égale à la somme des atténuations variables AR et AE transmises sous forme numérique par le circuit 7 aux atténuateurs 6R et 6E, soit A = AR+AE. Cette atténuation A est appliquée sur le couplage acoustique afin de diminuer le niveau d'écho

ECR tout en assurant une stabilité entre les signaux REÇU et EMIS, quel que soit l'état de convergence, ETAT.

Le circuit 7 reçoit également les signaux logiques LR et LE fournis respectivement par les détecteurs d'activité vocale 2R et 2E, dont l'un au moins, le signal LE, dépend de l'état de convergence ETAT.

Les valeurs d'atténuation AR et AE sont calculées par le circuit

7 selon les quatre relations suivantes :

- si-LR="l" et LE(ETAT)="0", c'est-à-dire si l'interlocuteur distant parle seul, alors AR et AE tendent respectivement et rapidement vers 0 et A ; - si LR="0" et LE(ETAT)="1", c'est-à-dire si le locuteur local parle seul, donc sans écho, MICRO = PM, alors AR et AE tendent respectivement et rapidement vers A et 0 ;

- si LR="1" et LE(ETAT)="1", c'est-à-dire si l'interlocuteur et le locuteur parlent,. donc avec un écho, alors AR et AE tendent lentement vers A/2 ;

- si LR="0" et LE(ETAT)="0", c'est-à-dire si ni l'interlocuteur ni le locuteur parle, alors AR et AE tendent lentement vers A/2. Le contrôle des atténuations dans les atténuateurs GR et GE effectué par le circuit 7 dépend donc, selon l'invention, des seuils SR et SE(ETAT) dans les détecteurs 2R et 2E, et ne dépend pas d'une comparaison entre les signaux dans les voies, ici les signaux REÇU et RESIDU, comme selon la technique antérieure. En outre, la valeur de l'atténuation globale A ne dépend pas des performances de l'annuleur d'écho 3, c'est-à-dire du niveau de ECR-ECES, mais des enveloppes des signaux de voie dans les détecteurs 2R et 2E et particulièrement des valeurs de ces signaux.

Selon la Fig. 3, les niveaux des signaux sortant des voies sont alors les suivants :

DIFFUSE = RECU+GR-AR en dB EMIS = RESIDU+GE-AE en dB.

Les réalisations illustrées aux Figs 2 et 3 comprennent des circuits numériques intégrés qui sont distincts pour effectuer les différentes fonctions inhérentes aux traitements de l'écho et du gain des signaux REÇU et EMIS. Toutefois, la ^' plupart des circuits effectuant des calculs, tels que les circuits 32, 41, 42, 43 et 7, peuvent être regroupés sous la forme d'un microprocesseur.

FEUILLE DE REMP ACEMENT