(第1実施形態)
 図5は本発明の第1実施形態による放電ラン� �用電子バラストを示す。該バラストは、DC電 源回路1、電力変換回路2、負荷回路3、駆動回 路4及び周波数制御回路5を、図1のバラストと 同様に含む。

 DC電源回路1は、交流電源VinからのAC電圧をDC 電圧V ₁ に変換するように構成される。例えば、回路 1は、全波整流器10及び昇圧コンバータ11を含� ��。コンバータ11は、インダクタ12、スイッチ ング装置(例えばFET)13、ダイオード14、キャパ シタ15及び昇圧制御回路16から構成される。

 電力変換回路2は、インバータ回路20及び共� ��回路25を含む。この回路2は、インバータ回� ��20でDC電源回路1からのDC電圧V ₁ をAC電圧に変換し、共振回路25を経由して、AC 電圧を、負荷回路3に印加するように構成さ� �る。例えば、インバータ回路20は、ハーフブ リッジインバータであり、スイッチング装置 (例えばFET)21及び22を含む。共振回路25は、例� ��ばインダクタ26及びキャパシタ27及び28を含� ��。

 負荷回路3は、少なくとも放電ランプを含 む。図5の例では、負荷回路3は、電力変換回� ��2の出力と接続される誘導コイル30と、コイ� ��30に隣接した無電極放電ランプ31とを含む。 ランプ31は、不活性ガス及び金属蒸気等の放� ��ガス(例えば水銀及び希ガス)を充填された� �ガラス・バルブ又はガラス球等のエンベロ� �プを持つ。エンベロープは、透明であるか� �いはその内面に塗布された蛍光体を含む。� �お、これに限らず、本発明の負荷回路は、� �えば、図2と同様に、蛍光ランプ32及びキャ� �シタ33を含んでもよい。

 駆動回路4は、実質的に周波数制御回路5か� �の制御信号I ₅ に従って、インバータ回路20の動作周波数を� ��整するように構成される。例えば、回路4は 、分圧器41及びVCO(電圧制御発振器)40等を含む 。分圧器41は、基準電圧源E1とグランドとの� �に直列に接続される抵抗42及び43から構成さ� ��る。抵抗42及び43の接合点は、実質的に周波 数制御回路5からの制御信号I ₅ を受信するための端子Tinと、VCO40の入力端子� ��に接続される。それ故に、制御信号I ₅ に対応する端子Tinの電圧が、VCO40の入力端子� ��印加される。VCO40は、制御信号I ₅ 、即ち端子Tinの電圧に対応する発振周波数を 持つ方形波状の駆動信号を、スイッチング装 置21及び22の各ゲートに供給する。第1実施形� ��では、端子Tinの電圧が増大又は低減されれ� ��、発振周波数は、それぞれ低減又は増大さ� ��る。また、両駆動信号は、約180°の位相差� �持ち、端子H _OUT 及びH _GND と端子L _OUT 及びL _GND とに印加される。それ故に、スイッチング装 置21及び22が、制御信号I ₅ に対応する発振周波数を持つ駆動信号によっ て交互にオン及びオフされる。その結果、イ ンバータ回路20は、制御信号I ₅ に対応する周波数(即ち動作周波数)で動作す� ��。

 周波数制御回路5は、該制御信号を駆動回路 4に供給することにより、駆動回路4を介して� ��ンバータ回路20の動作周波数を調整するよ� �に構成される。例えば、回路5は、該制御信� ��を駆動回路4に供給して、インバータ回路20� ��動作周波数を開始周波数から終了周波数に� ��イープすることにより、負荷回路3に印加さ れる該AC電圧、即ち負荷電圧V ₃ を増大する。負荷電圧V ₃ は、ランプ31を始動及び再始動するための始� ��電圧及び再始動電圧よりも低い電圧からそ� ��始動電圧及び再始動電圧よりも高い電圧に� ��大される。

 図5の例では、周波数制御回路5は、スイ� �チ装置50、キャパシタ51、抵抗52-56、ダイオ� �ド57及び演算増幅器(オペ・アンプ)58から構� �される。スイッチ装置50は、始動信号Vstに従 って、周波数制御回路5をオン又はオフする� �例えば、周波数制御回路5はスイッチ装置50� �オフされればオンされる一方、周波数制御� �路5はスイッチ装置50がオンされればオフさ� �る。キャパシタ51及び抵抗52は、積分回路を� ��成し、基準電圧源E1の基準電圧が供給され� �。抵抗54及び55及びオペ・アンプ58は、非反� �増幅器を構成し、積分回路の出力を増幅す� �。また、ダイオード57によって、周波数制御 回路5は、非反転増幅器の出力電圧が端子Tin� �電圧以下である間作動する。詳しくは、非� �転増幅器の出力電圧は、負荷回路3がインピ� ��ダンスに変化を持たない(例えばバラストが 金属筐体(図4の反射板90)を持たない)ときに、 基準電圧源E1の電圧のみによる抵抗43の電圧� �上になるように設定される。

 駆動回路4及び周波数制御回路5の動作原理� �説明する。周波数制御回路5において、スイ� ��チ装置50が始動信号Vstに従ってオフされる� �積分回路が作動される。続いて、キャパシ� �51の電圧が積分回路の時定数に応じて増大(� �イープ)される一方、非反転増幅器の出力電� ��V ₅₈ が積分回路の出力に応じて増大される。それ により、非反転増幅器の出力と端子Tinとの間 の電位差が低減されるので、制御信号(即ち� �子Tinから引き抜かれる電流)が減少される一� ��、抵抗43を流れる電流が増大されて、抵抗43 の電圧が増大される。その結果、スイッチン グ装置21及び22のゲートに供給される駆動信� �の各発振周波数が低減される。即ち、イン� �ータ回路20の動作周波数が、積分回路の出力 に応じて、開始周波数から終了周波数に低減 (スイープ)される。それにより、負荷電圧V ₃ は、始動電圧及び再始動電圧よりも低い電圧 から始動電圧及び再始動電圧よりも高い電圧 に増大される。また、数十kHzから数MHzの範囲 内の高周波電流が誘導コイル30に供給される� ��それ故に、ランプ31は、動作周波数が終了� �波数に増大される前に点灯される。この時� �高周波プラズマ電流がランプ31内でコイル30� ��らの高周波電磁界によって発生され、ラン� ��31は紫外線又は可視光を発する。

 本発明の特徴に従って、電子バラストは� ��検出回路6、予測回路7及び補正回路8を更に� ��む。これら回路は、図1の可変抵抗VRに代え� ��、該バラストに組み込まれる。

 検出回路6は、負荷電圧V ₃ を表す検出信号(アナログ電圧信号)を予測回� ��7に供給するように構成される。図5の例で� �、回路6は、分圧器、半端整流器及び平滑キ� ��パシタ65を含む。分圧器は、抵抗61及び62か� ��構成される。半端整流器は、ダイオード63� �び64から構成される。

 予測回路7は、放電ランプの点火後における 共振回路25及び負荷回路3の組合せの共振周波 数を予測し、終了周波数を該共振周波数に変 更するための補正信号を補正回路8に供給す� �ように構成される。共振周波数は、インバ� �タ回路の動作周波数のスイープの開始から� �電ランプの点火直後の時点までの期間内に� �ける負荷電圧V ₃ を表す入力信号に基づいて、予測される。以 下、該共振周波数及び期間をそれぞれ“予測 共振周波数”及び“最大検出期間”という。

 例えば、予測回路7は、A/D変換器71、D/A変換� ��72及びMPU(マイクロプロセッサユニット)70を� ��む。A/D変換器71は、検出回路6からの検出信� ��をデジタル信号に変換し、該デジタル信号� ��MPU70のデジタル入力端子に供給するように� �成される。それにより、MPU70は、負荷電圧V ₃ を表すデジタル信号(入力信号)を受信するこ� ��ができる。D/A変換器72は、MPU70のデジタル出 力端子からの補正信号をアナログ電圧信号に 変換し、該アナログ電圧信号を補正回路8に� �給するように構成される。

 MPU70は、入力端子IN1及びIN2を更に有し、入� �端子IN1及びIN2を介して、それぞれ始動信号Vs t及び非反転増幅器の出力電圧V ₅₈ を受信する。電圧V ₅₈ は、入力端子IN2の内蔵A/D変換器を介して受信 される。また、MPU70は記憶装置を含み、これ� ��、予測共振周波数を得るためのプログラム� ��に加えて、第1及び第2テーブルを格納する� �第1テーブルは、制御信号I ₅ から得られる電圧V ₅₈ のデジタル値と、該デジタル値に対応するイ ンバータ回路20の動作周波数との種々の組合� ��を含む。第2テーブルは、インバータ回路20� ��動作周波数(VCOの発振周波数)と該動作周波� �に対応する端子Tinの電圧のデジタル値との� �々の組合せを含む。

 第1実施形態では、図6に示すように、MPU70は 、直線近似によって予測共振周波数を得るよ うに構成される。即ち、MPU70は、最大検出期� ��内の特定の期間の間、A/D変換器71を介して� �負荷電圧V ₃ を表すデジタル信号V1-Vnを受信し、また入力� ��子IN2を介して、デジタル信号V1-Vnと同期し� �電圧V ₅₈ のデジタル値をそれぞれ得る。これらデジタ ル値は、第1テーブルによって、それぞれ動� �周波数f1-fnに変換される。要するに、動作周 波数f1-fnは、VCO40の発振周波数を調整するた� �の制御信号I ₅ から引き出される。また、MPU70は、信号V1-Vn� �動作周波数f1-fnとの各組合せに直線近似を使 い、電力変換回路2の実質的な最大AC電圧Vmax� �の該直線の交点に対応する周波数から、予� �共振周波数を得る。図6の例では、予測共振� ��波数は交点に対応する周波数である。図6の 近似式において、“y”及び“x”は、それぞ� ��負荷電圧及び動作周波数であり、“a”及び “b”の各々は係数である。また、MPU70は、第 2テーブルから、特定の、端子Tinの電圧(VCOの� ��力電圧)のデジタル値を得て、D/A変換器72を� ��して該デジタル値を補正回路8に供給する。 つまり、補正信号が供給される。該特定のデ ジタル値は、第2テーブルにおいて、予測共� �周波数に実質的に等しい動作周波数に対応� �る。

 補正回路8は、該終了周波数を予測共振周波 数に変更するように構成される。例えば、回 路8は、ボルテージホロワ80、抵抗81及びダイ� ��ード82から構成され、抵抗81及びダイオード 82を介して端子Tinに補正電圧を供給する。補� ��電圧は、予測共振周波数に対応する端子Tin� ��電圧である。要するに、回路8は、端子Tinの 電圧が補正電圧以上であるときにダイオード 82をオンして、端子Tinの電圧が補正電圧と等� ��くなるように端子Tinから電流I ₈ を引き抜くように構成される。

 検出回路6、予測回路7及び補正回路8の動作� ��説明する。図7及び8に示すように、スイッ� �装置50が始動信号Vstに従って“t1”でオフさ� ��ると、インバータ回路20の動作周波数が、� �動回路4及び周波数制御回路5を通じて、開始 周波数fsから低減される。その後、特定の期� ��の間、MPU70は、A/D変換器71を介して、負荷電 圧V ₃ を表すデジタル信号V1-Vnを受信し、また入力� ��子IN2を介して、デジタル信号V1-Vnと同期し� �電圧V ₅₈ のデジタル値をそれぞれ得る。続いて、MPU70� ��、信号V1-Vnと第1テーブルから得られる動作� ��波数f1-fnとの各組合せに直線近似を使い、� �大AC電圧Vmaxとの該直線の交点に対応する周� �数、即ち予測共振周波数を得る。続いて、MP U70は、第2テーブルから、予測共振周波数に� �応する端子Tinの電圧のデジタル値を得て、D/ A変換器72を介して補正回路8に該デジタル値� �供給する。補正回路8は、“t2”で、予測共� �周波数に対応する端子Tinの電圧を端子Tinに� �給する。これにより、終了周波数fe0は、予� �共振周波数feに変更される。続いて、インバ ータ回路20の動作周波数は、駆動回路4及び周 波数制御回路5を通じて、予測共振周波数feま で低減される。

 第1実施形態では、終了周波数fe0が、放電 ランプの点火後の共振回路25及び負荷回路3の 組合せの共振周波数feに自動的に変更される� ��それ故に、インバータ回路の動作周波数の� ��イープの終了周波数fe0をマニュアルで調整� ��ることなく、点火後の放電ランプの動作を� ��定に維持することができる。また、図1の可 変抵抗VRは不要である。

 代替例において、図9に示すように、予測回 路7は、直線近似に代えて、信号V1-Vnと動作周 波数f1-fnとの各組合せに曲線近似を使うよう� ��構成される。例えば、y=a・exp(b・x)+c、y=a・x ² +b・x+c、又はy=a/x+bなどの近似式を使用するこ とができ、ここで、“a”、“b”及び“c”の 各々は係数である。近似式、特定の期間、及 び信号V1-Vnと動作周波数f1-fnとの組合せの数� �、始動モードの実際の共振特性に基づいて� �予測共振周波数と実際の共振周波数との差� �減らすように選択される。

 一例において、電子バラストは、負荷電圧V ₃ を表すデジタル信号Vnを受信した直後に積分� ��路出力のスイープ速度を低下させる。この� ��では、予測回路7及び補正回路8の動作時間� �延長することができる。

 (第2実施形態)
 図10は本発明の第2実施形態による放電ラン� ��用電子バラストの予測説明図である。第2実 施形態におけるバラストは、第1実施形態に� �けるそれとほぼ同様に構成され、予測共振� �波数を得るためのオペレーションによって� �徴付けられる。明瞭のため、同様の要素に� �、第1実施形態で表されたのと同じ符号が割� ��当てられる。

 図10に示すように、予測回路7のMPU70は、実� �化率を計算し、特定の相関関係と同じ相関� �係を該実変化率と持つ共振周波数(予測共振� ��波数)から、共振回路25及び負荷回路3の組合 せの共振周波数を得るように構成される。実 変化率は、特定の期間の最初と最後に得られ る負荷電圧V ₃ を表す入力信号の変化率であり、(Vd-Vs)/δfに� ��り与えられる。特定の相関関係は、特定の� ��間の最初と最後に予め得られた負荷電圧を� ��す入力信号の変化率(δV ₀ /δf)と、該組合せの予め得られた共振周波数( fe0)との間の相関関係である。また、図11に示 すように、特定の相関関係は、負荷回路3が� �ンピーダンスに変化を持たない(例えばバラ� ��トが金属筐体(図4の反射板90)を持たない)と� ��に予め得られる。特定の期間は、インバー� ��回路の動作周波数のスイープの開始から放� ��ランプの点火前の時点までの期間(fs-fd)であ る。第2実施形態では、予測共振周波数が、� �振回路25及び負荷回路3の組合せの共振周波� �として使用される。

 第2実施形態では、第1実施形態と比較し� �、負荷電圧を表す入力信号のサンプリング� �を低減することができ、それにより予測共� �周波数を得るための演算時間を短縮するこ� �ができる。その結果、補正回路8を迅速に作� ��させることができる。

 (第3実施形態)
 図12は本発明の第3実施形態による放電ラン� ��用電子バラストの予測説明図である。第3実 施形態におけるバラストは、第1実施形態に� �けるそれとほぼ同様に構成され、予測共振� �波数を得るためのオペレーションによって� �徴付けられる。明瞭のため、同様の要素に� �、第1実施形態で表されたのと同じ符号が割� ��当てられる。

 図12に示すように、予測回路7のMPU70もま� �、共振回路25及び負荷回路3の組合せの共振� �波数を得るように構成される。即ち、MPU70は 、インバータ回路の動作周波数のスイープの 開始に負荷電圧(Vs1)を表す入力信号を受信す� ��。また、MPU70は、特定の相関関係と同じ相� �関係を該入力信号と持つ共振周波数(予測共� ��周波数)から、該組合せの共振周波数を得る 。特定の相関関係は、動作周波数のスイープ の開始に予め得られた負荷電圧(Vs0)を表す入� ��信号と、該組合せの予め得られた共振周波� ��(fe0)との間の相関関係である。また、特定� �相関関係は、負荷回路3がインピーダンスに� ��化を持たない(例えばバラストが金属筐体を 持たない)ときに予め得られる。第3実施形態� ��は、予測共振周波数が、共振回路25及び負� �回路3の組合せの共振周波数として使用され� ��。

 第3実施形態では、負荷電圧を表す入力信 号が動作周波数のスイープの開始にのみ取得 されるので、予測共振周波数を得るための演 算時間をより短縮することができる。その結 果、補正回路8をより迅速に作動させること� �できる。このため、第3実施形態は、高速出� ��スイープの積分回路を含むバラストにも適� ��可能である。

 (第4実施形態)
 図13は本発明の第4実施形態による放電ラン� ��用電子バラストの予測説明図である。第4実 施形態におけるバラストは、第1実施形態に� �けるそれとほぼ同様に構成され、予測共振� �波数を得るためのオペレーションによって� �徴付けられる。明瞭のため、同様の要素に� �、第1実施形態で表されたのと同じ符号が割� ��当てられる。

 図13に示すように、予測回路7のMPU70もま� �、共振回路25及び負荷回路3の組合せの共振� �波数を得るように構成される。即ち、MPU70は 、制御信号から、特定の電圧(Vm)に等しい負� �電圧を表す入力信号に対応する、インバー� �回路20の動作周波数(fm)を引き出す。また、MP U70は、特定の相関関係と同じ相関関係を該動 作周波数と持つ共振周波数(予測共振周波数)� ��ら、該組合せの共振周波数を得る。特定の� ��圧は、放電ランプの始動電圧及び再始動電� ��よりも低い電圧である。特定の相関関係は� ��制御信号から予め引き出された、特定の電� ��に等しい負荷電圧を表す入力信号に対応す� ��、インバータ回路20の動作周波数と、該組� �せの予め得られた共振周波数(fe0)との間の相 関関係(δfc)である。また、特定の相関関係は 、負荷回路3がインピーダンスに変化を持た� �い(例えばバラストが金属筐体を持たない)と きに予め得られる。第4実施形態では、予測� �振周波数は、fm-δfcによって与えられ、共振� ��路25及び負荷回路3の組合せの共振周波数と� ��て使用される。

 第4実施形態では、予測共振周波数がfm-δf cによって与えられるので、予測共振周波数� �簡単な演算によって得ることができる。

 (第5実施形態)
 図14は本発明の第5実施形態による放電ラン� ��用電子バラストの予測説明図である。第5実 施形態におけるバラストは、第1実施形態に� �けるそれとほぼ同様に構成され、予測共振� �波数を得るためのオペレーションによって� �徴付けられる。明瞭のため、同様の要素に� �、第1実施形態で表されたのと同じ符号が割� ��当てられる。

 図14に示すように、予測回路7のMPU70もま� �、共振回路25及び負荷回路3の組合せの共振� �波数を得るように構成される。即ち、MPU70は 、制御信号から、放電ランプの点火直後の時 点での負荷電圧を表す入力信号に対応する、 インバータ回路20の動作周波数(fi)を引き出す 。また、MPU70は、特定の相関関係と同じ相関� ��係を該動作周波数と持つ共振周波数(予測共 振周波数)から、該組合せの共振周波数を得� �。特定の相関関係は、制御信号から予め引� �出された、放電ランプの点火直後の時点で� �負荷電圧を表す入力信号に対応する、イン� �ータ回路20の動作周波数(fi0)と、該組合せの� ��め得られた共振周波数(fe0)との間の相関関� �(δfc)である。また、特定の相関関係は、負� �回路3がインピーダンスに変化を持たない(例 えばバラストが金属筐体を持たない)に予め� �られる。第5実施形態では、予測共振周波数� ��、fi-δfcによって与えられ、共振回路25及び� ��荷回路3の組合せの共振周波数として使用さ れる。放電ランプの点火は、負荷電圧を表す 入力信号のレベルの低下によって検出される 。

 第5実施形態では、予測共振周波数がfi-δf cによって与えられるので、予測共振周波数� �簡単な演算によって得ることができる。

 (第6実施形態)
 図15は本発明の第6実施形態による放電ラン� ��用電子バラストの概要図である。第6実施形 態におけるバラストは、第1から第5実施形態� ��何れかとほぼ同様に構成される。明瞭のた� ��、同様の要素には、第1実施形態で表された のと同じ符号が割り当てられる。

 第6実施形態の特徴において、抵抗54の一� ��は、第1実施形態と同様に演算増幅器58の負� ��子に接続されるが、抵抗54の他端は、検出� �路6の出力と接続される。それにより、周波� ��制御回路5は、負荷電圧のフィードバック制 御により、負荷電圧が目標電圧と等しくなる ようにインバータ回路20の動作周波数を調整� ��るための制御信号を駆動回路4に供給する。 目標電圧は、インバータ回路の動作周波数の スイープの終点周波数に対応する負荷電圧で ある。始動モードの共振曲線が急峻であって も、負荷電圧が徐々に増大されるので、始動 動作を安定化することができる。

 (第7実施形態)
 図16は本発明の第7実施形態による放電ラン� ��用電子バラストの動作説明図である。第7実 施形態におけるバラストは、第1から第6実施� ��態の何れかとほぼ同様に構成される。明瞭� ��ため、同様の要素には、第1実施形態で表さ れたのと同じ符号が割り当てられる。

 第7実施形態における周波数制御回路5は� �調光信号Vstに従って、インバータ回路20の動 作周波数を開始周波数fsから終了周波数feに� �期的にスイープすることにより、放電ラン� �を周期的にオン及びオフするように構成さ� �る。調光信号Vstの周期は、人の目に対する� �らつき感を抑えるように約100Hz以上に設定さ れる。

 一例において、図17に示すように、予測� �路7のMPU70は、調光信号に応じて得た最初の� �測共振周波数を、該調光信号の終了まで保� �する。補正回路8がダイオード82を含むので� �補正回路8は、最初の予測共振周波数を保持� ��ても、図16と同様に動作する。つまり、補� �回路8は、端子Tinの電圧が補正電圧以上であ� ��ときにのみ実質的に動作する。

 本発明の一実施形態による照明器具にお� ��て、第1から第7の実施形態の何れかの放電� �ンプ用電子バラストが、図4に示すようなダ� ��ンライト9a、図18に示すような街路ランプ9b� ��図19に示すような防犯ランプ9c等の照明器具 に組み込まれる。

 本発明を幾つかの好ましい実施形態につ� ��て記述したが、この発明の本来の精神およ� ��範囲を逸脱することなく、当業者によって� ��々な修正および変形が可能である。