以下本発明の実施の形態について、図面� ��参照しながら説明する。また、図面におい� ��、同一のものについては同一の符号を付し� ��表示する。

 (実施の形態1)
 図7は、本発明の実施の形態1におけるサン� �リングミキサの回路図である。図7において� ��ンプリングミキサ100は、TA(トランスコンダ� ��タンスアンプ)1とスイッチドキャパシタ部10 2、103と、DCU(デジタルコントロールユニット� ��制御信号生成部ともいう)104と、サンプリン グスイッチ5、36とを備えている。

 スイッチドキャパシタ部102は、Ch(ヒスト� ��キャパシタ)6と、Cr(ローテートキャパシタ)7 a、7b、7c、7dと、Cb(バッファキャパシタ)15と� �ダンプスイッチ16a、16b、16c、16dと、リセッ� �スイッチ17a、17b、17c、17dと、積分スイッチ18 a、18b、18c、18dと、フィードバックスイッチ34 a、34b、34c、34dとを備えている。スイッチド� �ャパシタ部103も同様の構成であり、異なる� �は、スイッチドキャパシタ部102とスイッチ� �キャパシタ部103に入力してくる信号の位相� �180度異なる点である。これは、スイッチド� �ャパシタ部102に接続したサンプリングスイ� �チ5のゲートに入力されるLO信号と、スイッ� �ドキャパシタ部103に接続したサンプリング� �イッチ36のゲートに入力されるLOB信号の位相 が180度異なるためである。

 DCU104は、Dフリップフロップ回路を用いた シフトレジスタ構成であり、REF信号を基準と した4相の信号(S0信号、S1信号、S2信号、S3信� �)をスイッチドキャパシタ部102、103に出力す� ��。本実施の形態では、DCU104の回路構成につ� ��てDフリップフロップ回路を用いたシフトレ ジスタ構成としたが、4相の信号を出力でき� �ば他の回路構成でもよい。

 図8は、本発明の実施の形態1におけるサ� �プリングミキサ100に用いる制御信号のタイ� �ングチャートである。S0信号、S1信号、S2信� �、S3信号は、1/4周期ずれた信号で、ハイにな っている時間は、LO信号の1周期分である。S0~ S3信号は、DCU104のシフトレジスタにLO信号と� �じ周波数のREF信号を入力すると生成できる� �S0信号は、積分スイッチ18aとフィードバック スイッチ34bとリセットスイッチ17cとダンプス イッチ16dのゲートに入力される。S1信号は、� ��ンプスイッチ16aと積分スイッチ18bとフィー� ��バックスイッチ34cとリセットスイッチ17dに� ��力される。S2信号は、リセットスイッチ17a� �ダンプスイッチ16bと積分スイッチ18cとフィ� �ドバックスイッチ34dに入力される。S3信号は 、フィードバックスイッチ34aとリセットスイ ッチ17bとダンプスイッチ16cと積分スイッチ18d に入力される。

 次に、スイッチドキャパシタ部102に注目� ��てサンプリングミキサ100の動作を説明する� ��まず始めの状態として、S0信号がハイのと� �、Ch6とCr7aが接続し、サンプリングスイッチ5 から出力された離散信号は、Ch6とCr7aに積分� �れる。次に2番目の状態として、S0信号がロ� �になり、S1信号がハイになると、Cr7aとCb15が� ��続し、Cr7aに積分された信号がCb15に放出さ� �る。3番目の状態として、S1信号がローにな� �、S2信号がハイになると、Cr7aに残った電荷� �リセットスイッチ17aを介して接地され、Cr7a� ��電荷がリセットされる。4番目の状態として 、S2信号がローになり、S3信号がハイになる� �、フィードバックスイッチ34aがオンし、DA変 換器からのフィードバック信号がCr7aに入力� �れ、DCオフセットや差動オフセットなどが補 償できる。Cr7aは、これらの4状態の動作を繰� ��返し行う。また、Cr7b、7c、7dについても同� �に4状態の繰り返し動作を行う。Cr7a~7dの繰り 返し動作で異なる点は、同じタイミングでは 異なる動作をしている点である。具体的には 、S0信号がハイの時には、Cr7aはサンプリング スイッチ5からの信号を積分し、Cr7bは、フィ� ��ドバック信号が入力されており、Cr7cは接地 され電荷をリセットしており、Cr7dは積分し� �信号をCb15に放出しており、Cr7a~7dは同じタイ ミングでは異なる動作をしている。

 つまり、Cr7a~Cr7dを含む4並列のスイッチドキ ャパシタ回路は、4状態を4相動作で行ってい� ��。また、S0信号~S3信号のそれぞれは、Cr7a~7d� ��それぞれに対して、「積分」、「放出」、� ��リセット」、「フィードバック」動作に用� ��られ、共用化されている。これにより、DCU1 04が出力する制御信号の種類を減らし、回路� ��模を小さくすることができる。また、Ch6とC r7a~7dが順番に接続することで1段目のIIRフィ� �タを構成し、Cb15とCr7a~7dが順番に接続するこ とで2段目のIIRフィルタを構成している。こ� �ときの伝達関数は次式で表される。

 このとき、スイッチドキャパシタ部102の� ��力信号のサンプリング周波数は、Cbに信号� �放出されるタイミング、つまり、Cr7a~7dとCb� �接続するタイミングで決まる。図8より、LO� �号の周波数と同じ周波数でCbとCr7a~7dが接続� �、デシメーション無し動作ができる。

 以上から、本実施の形態のサンプリング� ��キサによれば、4並列に構成されたCr7a~7dを� �んだスイッチドキャパシタ回路が、同じタ� �ミングでは互いに異なる動作をする4相動作� ��、スイッチドキャパシタ回路を駆動する制� ��信号を共用化することで、DCU104の回路規模� ��削減できる。また、S0~S3信号として同じ波� �を用いることができ、波形の異なる制御信� �を用意する必要がない。さらに、デシメー� �ョン無しの回路構成においても、REF信号の� �波数をLO信号と同じ周波数まで低くすること ができる。

 これにより、実回路においてもデシメー� ��ョン無し動作が可能となり、折り返し周波� ��を希望波帯から遠ざけ、折り返し成分によ� ��受信感度劣化を抑えることができる。

 また、本実施の形態では、スイッチを構� ��する素子をn型FETとしたが、p型でもかまわ� �いし、n型とp型を組み合わせて使用してもか まわない。また、スイッチに微小電気機械シ ステム(MEMS)を使用してもかまわない。

 また、本実施の形態では、サンプリング� ��イッチを接続したサンプリングミキサとし� ��が、サンプリングスイッチを用いず、BB信� �を入力とした離散フィルタとしてもよい。BB 信号は、RF周波数帯からBB周波数帯に周波数� �換された受信信号であり、時間的に連続信� �でも、離散信号でもかまわない。

 また、本実施の形態では、Ch、Cr、Cbを平� ��平板のキャパシタとして説明したが、n型FET を使用したキャパシタでもかまわないし、p� �FETを使用したキャパシタでもかまわない。

 また、本実施の形態では、Ch、Cr、Cbを固� ��の値として説明したが、複数のキャパシタ� ��スイッチを用意して、キャパシタの値を切� ��替える構成にしてもかまわない。

 (実施の形態2)
 図9は、本発明の実施の形態2におけるサン� �リングミキサ200を示す回路図である。ここ� �は、実施の形態1と異なる点を主に説明する� ��

 サンプリングミキサ200は、図7の実施の形 態1におけるスイッチドキャパシタ部102、103� �よびDCU104に代えて、スイッチドキャパシタ� �202、203、DCU204を備えている。

 スイッチドキャパシタ部202は、実施の形� ��1のスイッチドキャパシタ部102から、Cr7dと� �ダンプスイッチ16dと、リセットスイッチ17a~1 7dと、積分スイッチ18dと、フィードバックス� ��ッチ34dとを除いた構成である。逆相ミキサ� ��203も同様の構成である。

 DCU204は、3相の信号(S0信号、S1信号、S2信� �)をスイッチドキャパシタ部202、203に出力し� ��いる。

 次に、サンプリングミキサ200の動作につ� ��て実施の形態1と異なる点は、Cr7a~7cを含む3� ��列のスイッチドキャパシタ回路が、「積分� ��、「放出」、「フィードバック」の3状態を 3相動作で行っている点である。フィードバ� �ク信号がDC電圧信号であれば、リセット動作 があっても、なくても、同一動作となる。よ って、スイッチドキャパシタ回路の動作から リセット動作を省き、スイッチドキャパシタ 回路の並列数を削減することができる。

 以上から、本実施の形態のサンプリング� ��キサによれば、3並列に構成されたCr7a~7cを� �んだスイッチドキャパシタ回路が、同じタ� �ミングでは互いに異なる動作をする3相動作� ��、実施の形態1の効果に加えて、さらに回路 規模を削減することが可能である。

 また、本実施の形態では、フィードバッ� ��信号として、DA変換器の出力信号を用いた� �、DC電圧源の電圧をフィードバック信号とし てもかまわない。

 また、本実施の形態では、3並列のスイッ チドキャパシタ回路が、積分、放出、フィー ドバックの3状態を3相動作するとしたが、フ� ��ードバックスイッチを取り除いたスイッチ� ��キャパシタ回路を2並列にして、積分、放出 の2状態を2相動作させてもよい。重要なのは� ��スイッチドキャパシタ回路の動作状態の数� ��Nのとき、スイッチドキャパシタ回路の並列 数をNにし、DCUで出力する制御信号を周波数� �同じで位相がことなるN個の信号とし、同じ� ��イミングでは異なる動作をすることである� ��これにより、LO信号と同じ周波数のREF信号� �、サンプリングミキサのデシメーション無� �動作することができる。

 (実施の形態3)
 図10は、本発明の実施の形態3におけるサン� ��リングミキサ300を示す回路図である。ここ� ��は、実施の形態1と異なる点を主に説明する 。

 サンプリングミキサ300は、図7の実施の形 態1におけるDCU104に代えて、DCU304を備えてい� �。

 図11は、本発明の実施の形態3におけるサ� ��プリングミキサ300に用いる制御信号のタイ� ��ングチャートである。

 DCU304には、LO信号の2倍の周波数を持ったR EF信号が入力され、S0信号~S3信号のハイにな� �ている時間は、LO信号の半周期分である。従 来のサンプリングミキサと比較し、動作に必 要な制御信号の種類が減り、DCUに必要なREF信 号の周波数が下がった分、本実施の形態のサ ンプリングミキサ300は高速動作ができる。こ れにより、出力信号のサンプリング周波数が 高くなり、折り返し周波数が希望波帯からLO� ��号周波数の2倍離れた周波数となる。

 図12は、本実施の形態3のサンプリングミ� ��サ300の特性(REF信号周波数=2倍LO周波数)に合� ��せて、実施の形態1のサンプリングミキサ100 の特性(REF信号周波数=LO周波数)を示した図で� ��る。図12より、実施の形態1の特性は940MHzに� ��り返しのピークが現れているが、実施の形� ��3の特性では940MHzに折り返しのピークが現れ ていないことが分かる。

 以上から、本実施の形態のサンプリング� ��キサによれば、DCUに必要なREF信号の周波数� ��下がった分、高速動作が可能となり、実施� ��形態1より、さらに折り返し周波数を希望波 帯から遠ざけることができる。このとき、LO� ��号周波数は、470MHzである。

 (実施の形態4)
 図13は、本発明の実施の形態4におけるサン� ��リングミキサ400を示す回路図である。ここ� ��は、実施の形態1と異なる点を主に説明する 。

 サンプリングミキサ400は、図7の実施の形 態1におけるDCU104に代えて、DCU404を備えてい� �。

 DCU404は、4相信号を生成するシフトレジス タに入力するREF信号の周波数を切り替える可 変分周器405を備えている。可変分周器405は、 不図示の信号処理部から出力されたREF切替信 号に基づき分周数を可変させる。

 図14は、可変分周器405の例を示すブロッ� �図である。図14より、可変分周器405は、分周 しないでシフトレジスタにREF信号を出力する 経路と、REF信号を2分周してシフトレジスタ� �出力する経路を切り替える構成である。REF� �替信号に基づきこれらの経路を切り替えて� �シフトレジスタに入力信号の周波数を可変� �せている。本実施の形態では、分周しない� �路と2分周する経路の切り替えであるが、こ� ��に限らず、他の分周数の経路を用意して切� ��替えてもかまわない。

 図15は、サンプリングミキサ400が2デシメー� ��ョン動作したときの制御信号のタイミング� ��ャートである。この動作は、可変分周器405� ��、シフトレジスタに入力するREF信号の周波� ��を2分周した動作に相当する。図15より、S0� �号~S3信号のハイ時間は、LO信号の2周期分と� �っており、この間離散信号が積分される。� �の動作は、2タップのFIRフィルタとなり、2デ シメーションが行われる。この伝達関数は次 式で表される。

 このときの、2デシメーション動作をするサ ンプリングミキサ400全体の伝達関数は、次式 で表される。

 次に、サンプリングミキサ400の動作につい� ��説明する。例として、サンプリングミキサ4 00を、UHF帯地上デジタルテレビ放送受信用と� ��ると、受信帯域は470MHz(13チャンネル)~770MHz(6 2チャンネル)となる。このとき、低い周波数� ��チャンネルを受信している時は、デシメー� ��ョンを行うと他のチャンネルの信号が、希� ��波帯に折り返してしまい受信感度劣化を招� ��ので、デシメーション無しにする必要があ� ��。高い周波数のチャンネルを受信している� ��は、デシメーションによる折り返し周波数� ��770MHz以上とすることができ、デシメーショ� ��を行うことができ、(式8)より、1/f _RF によって高い周波数で落ちたゲインをデシメ ーションによるFIRフィルタのゲインで補うこ とで、受信感度劣化を抑えることができる。

 以上から、本実施の形態のサンプリング� ��キサによれば、DCUのシフトレジスタへの入� ��信号の周波数を切り替えることで、デシメ� ��ション数を切り替えることが可能となり、� ��い周波数チャンネル受信時にはデシメーシ� ��ン無し動作で折り返し成分による受信感度� ��化を抑え、高い周波数チャンネル受信時に� ��デシメーション動作でゲイン劣化による受� ��感度劣化を抑えることが可能となる。

 また、本実施の形態では、地上デジタル� ��レビ放送受信について説明したが、他の無� ��システムでもかまわない。

 また、本実施の形態では、地上デジタル� ��レビ放送を例として、同一無線システムに� ��ける他のチャンネル帯域内に折り返し周波� ��が現れないようにしたが、受信している無� ��システム以外の異なる無線システムの帯域� ��に折り返し周波数が現れないようにしても� ��い。

 (実施の形態5)
 図16は、本発明の実施の形態5におけるサン� ��リングミキサ700を示す回路図である。サン� ��リングミキサ700は、図7の実施の形態1にお� �るサンプリングミキサ100にノンオーバーラ� �プ回路1400を加えたものである。

 ここで、デシメーション数を低くしても� ��サンプリングミキサを駆動する制御信号に� ��、サンプリング周波数のM/N倍(M、Nは互いに� ��なる自然数)の周波数成分が重畳しているの で、サンプリング周波数のM/N倍の周波数に存 在する妨害信号が周波数変換後の受信信号帯 域内に発生する。これにより、受信感度劣化 を招くので、制御信号に重畳されたサンプリ ング周波数のM/N倍の成分を抑圧する必要があ る。そこで、サンプリングミキサ700は、ノン オーバーラップ回路1400を備える。

 次いで、本実施の形態に係るノンオーバ� ��ラップ回路の構成について説明する。

 <構成例1:ノンオーバーラップ回路1400-1(図 17)>
 図17において、ノンオーバーラップ回路1400- 1は、NOTゲート1410、1411、1412、1413と、ANDゲー� ��1420、1421、1422、1423とを有している。

 出力信号4は、NOTゲート1410を介したDCU104� �ら出力される出力信号3と、DCU104から出力さ� ��る出力信号0とのAND演算の結果である。した がって、出力信号0が1の場合、出力信号3が0� �なるまで出力信号4は1にならない。また、出 力信号7は、出力信号2が0であれば、出力信号 3が1の場合に1となる。よって、出力信号7と� �力信号4が同時に1にはならないように構成さ れている。

 出力信号5は、NOTゲート1411を介したDCU104� �ら出力される出力信号0と、DCU104から出力さ� ��る出力信号1とのAND演算の結果である。した がって、出力信号1が1の場合、出力信号0が0� �なるまで出力信号5は1にならない。また、出 力信号4は、出力信号3が0であれば、出力信号 0が1の場合に1となる。よって、出力信号4と� �力信号5が同時に1にはならないように構成さ れている。

 出力信号6は、NOTゲート1412を介したDCU104� �ら出力される出力信号1とDCU104から出力され� ��出力信号2とのAND演算の結果である。したが って、出力信号2が1の場合、出力信号1が0に� �るまで出力信号6は1にならない。また、出力 信号5は、出力信号0が0であれば、出力信号1� �1の場合に1となる。よって、出力信号5と出� �信号6が同時に1にはならないように構成され ている。

 出力信号7は、NOTゲート1413を介したDCU104� �ら出力される出力信号2とDCU104から出力され� ��出力信号3とのAND演算の結果である。したが って、出力信号3が1の場合、出力信号2が0に� �るまで出力信号7は1にならない。また、出力 信号6は、出力信号1が0であれば、出力信号2� �1の場合に1となる。よって、出力信号6と出� �信号7が同時に1にはならないように構成され ている。

 このようにして生成された出力信号4~7を� ��御信号0~3として用いることで、図18に示す� �ンオーバーラップ区間を有する制御信号群� �生成できる。

 <構成例2:ノンオーバーラップ回路1400-2(図 19)>
 図19においてノンオーバーラップ回路1400-2� �、図17の構成にさらに遅延部1430、1431、1432、 1433を有している。

 出力信号4は、NOTゲート1410を介したDCU104� �ら出力される出力信号3を遅延部1430を用いて 遅延させた信号と、DCU104から出力される出力 信号0とのAND演算の結果である。したがって� �出力信号0が1の場合、出力信号3を遅延させ� �信号が0になるまで出力信号4は1にならない� �また、出力信号7は、出力信号2が0であれば� �出力信号3が1の場合に1となる。よって、出� �信号7のON時間と出力信号4のON時間は、遅延� �1430による遅延時間分の間隔(ノンオーバーラ ップ区間)が空くようになる。

 出力信号5は、NOTゲート1411を介したDCU104� �ら出力される出力信号0を遅延部1431を用いて 遅延させた信号と、DCU104から出力される出力 信号1とのAND演算の結果である。したがって� �出力信号1が1の場合、出力信号0を遅延させ� �信号が0になるまで出力信号5は1にならない� �また、出力信号4は、出力信号3が0であれば� �出力信号0が1の場合に1となる。よって、出� �信号4のON時間と出力信号5のON時間は、遅延� �1431による遅延時間分の間隔(ノンオーバーラ ップ区間)が空くようになる。

 出力信号6は、NOTゲート1412を介したDCU104� �ら出力される出力信号1を遅延部1432を用いて 遅延させた信号と、DCU104から出力される出力 信号2とのAND演算の結果である。したがって� �出力信号2が1の場合、出力信号1を遅延させ� �信号が0になるまで出力信号6は1にならない� �また、出力信号5は、出力信号0が0であれば� �出力信号1が1の場合に1となる。よって、出� �信号5のON時間と出力信号6のON時間は、遅延� �1432による遅延時間分の間隔(ノンオーバーラ ップ区間)が空くようになる。

 出力信号7は、NOTゲート1413を介したDCU104� �ら出力される出力信号2を遅延部1433を用いて 遅延させた信号と、DCU104から出力される出力 信号3とのAND演算の結果である。したがって� �出力信号3が1の場合、出力信号2を遅延させ� �信号が0になるまで出力信号7は1にならない� �また、出力信号6は、出力信号1が0であれば� �出力信号2が1の場合に1となる。よって、出� �信号6のON時間と出力信号7のON時間は、遅延� �1433による遅延時間分の間隔(ノンオーバーラ ップ区間)が空くようになる。

 このように生成された出力信号4~7を制御� ��号0~3とすることで、遅延部1430~1433による遅� ��量により、図18に示すノンオーバーラップ� �間の幅を変化させることができる。

 次に、図20を用いて、ノンオーバーラッ� �区間を変化させた場合の動作周波数×5/4倍の 周波数成分のゲインについて説明する。図20� ��、サンプリングスイッチ5、36の動作周波数� ��500[MHz]のときと、800[MHz]のときに、制御信号 S0~S3のノンオーバーラップ区間を変化させた� ��合の、動作周波数×5/4倍の周波数成分のゲ� �ンをプロットしたものである。動作周波数� �より、特定の周波数成分のゲインを下げる� �適なノンオーバーラップ区間の値が存在す� �ことがわかる。例えば、500[MHz]のときは400ps( ピコ秒)の時にゲインが最小となり、800[MHz]の ときは250ps(ピコ秒)の時にゲインが最小とな� �。

 例えば、動作周波数×M/4倍(すなわちN=4)の周 波数成分のゲインを下げる最適なノンオーバ ーラップ区間は(式9)で表せる。

 このように、特定の周波数成分のゲイン� ��最小になるように各制御信号のノンオーバ� ��ラップ区間を設定することで、特定の周波� ��成分の重畳を軽減することが可能である。

 なお、特定のノンオーバーラップ区間を� ��定するための遅延部の数は特に問わない。� ��こでは、一例として周期×4サイクルで動作� ��るサンプリングミキサにおけるサンプリン� ��周波数×5/4倍の周波数成分のゲインについ� �説明したが、周期×Nサイクルで動作する場� �、サンプリング周波数のM/N倍(M、Nは互いに� �なる自然数)の成分についても、同様に、そ� ��周波数成分のゲインが最小になるように各� ��御信号のノンオーバーラップ区間を設定す� ��ことで、特定の周波数成分の重畳を軽減す� ��ことが可能である。

 <構成例3:ノンオーバーラップ回路1400-3(図 21)>
 図21においてノンオーバーラップ回路1400-3� �、図20の構成にさらに遅延部1434、1435、1436、 1437と、セレクタ1440、1441、1442、1443とを有し� ��いる。

 セレクタ1440は、切替信号に基づき、NOTゲ ート1410に出力する信号を遅延部1434のみを通� ��した出力にするか、遅延部1434及び1430の両� �を通過した出力にするかを切り替える。

 セレクタ1441は、切替信号に基づき、NOTゲ ート1411に出力する信号を遅延部1435のみを通� ��した出力にするか、遅延部1435及び1431の両� �を通過した出力にするかを切り替える。

 セレクタ1442は、切替信号に基づき、NOTゲ ート1412に出力する信号を遅延部1436のみを通� ��した出力にするか、遅延部1436及び1432の両� �を通過した出力にするかを切り替える。

 セレクタ1443は、切替信号に基づき、NOTゲ ート1413に出力する信号を遅延部1437のみを通� ��した出力にするか、遅延部1437及び1433の両� �を通過した出力にするかを切り替える。

 このようにして生成された出力信号4~7(S4~ S7)を制御信号0~3(S0~S3)とし、遅延部1434、1435、 1436、1437の遅延量をa[s]、遅延部1430、1431、1432 、1433の遅延量をb[s]とすると、セレクタ1440~14 43により、ノンオーバーラップ区間をa+b[s]と� ��るか、a[s]とするかを切り替えることが可能 となる。例えば、a=250[ps]、b=150[ps]のとき、サ ンプリングスイッチ5、36の動作周波数が800[MH z]のときノンオーバーラップ区間をa[ps]とし� �サンプリングスイッチ5、36の動作周波数が50 0[MHz]のときノンオーバーラップ区間をa+b[ps]� �することで、動作周波数×5/4倍の周波数成分 のゲインを動作周波数に合わせて軽減するこ とが可能である。

 かかる構成によれば、各制御信号のノン� ��ーバーラップ区間の幅を切り替えることで� ��動作周波数に応じて特定の周波数成分の重� ��を軽減することが可能である。また、動作� ��波数が一定の場合に、重畳を減らす周波数� ��分を切り替えることも可能である。なお、� ��定のノンオーバーラップ区間を設定するた� ��の遅延部の数は上述した例に限定されず、� ��レクタの選択できる数も特に問わない。

 以上、ノンオーバーラップ回路1400の各構 成例について説明した。

 かかる構成によれば、各制御信号のON時� �の間には、制御信号のON時間同士が重ならな いノンオーバーラップ区間を設けることが可 能である。また、ノンオーバーラップ区間を 設けることで、制御信号のサンプリング周波 数のM/N倍成分を抑圧することができる。

 なお、ノンオーバーラップ回路の上記構� ��は一例であって、同様の制御信号を生成で� ��る構成であれば特に限定されない。

 また、図20および(式9)は、制御信号が理� �的な矩形波のときに適用されるものであっ� �、回路の特性によっては、特定の周波数成� �のゲインを最小にする最適値が異なる。そ� �場合、ノンオーバーラップ区間を変化させ� �、最適値を求める必要がある。

 また、図9の実施の形態2におけるサンプ� �ングミキサ200にノンオーバーラップ回路を� �えた構成を図22に示す。図22に示すサンプリ� ��グミキサ750は、図16のノンオーバーラップ� �路1400に代えてノンオーバーラップ回路1500を 備えている。ノンオーバーラップ回路1500の� �成は、DCU204の出力が3相の信号(S0信号、S1信� �、S2信号)になることに対応させて、図17に示 す構成からNOTゲート1413およびANDゲート1423を� ��除したもの、図19に示す構成から遅延部1433� ��NOTゲート1413およびANDゲート1423を削除した� �の、または、図21に示す構成から遅延部1437� �遅延部1433、セレクタ1443、NOTゲート1413およ� �ANDゲート1423を削除したものになる。

 また、図10の実施の形態3におけるサンプ� ��ングミキサ300にノンオーバーラップ回路1400 を加えた構成(サンプリングミキサ800)を図23� �示す。

 また、図13の実施の形態4におけるサンプ� ��ングミキサ400にノンオーバーラップ回路1400 を加えた構成(サンプリングミキサ850)を図24� �示す。

 (実施の形態6)
 図25は、本発明の実施の形態6における無線� ��置500の構成例を示すブロック図である。無� ��装置500は、例えば、携帯電話、自動車電話� ��トランシーバなどである。

 図25において、無線装置500は、アンテナ50 1、共用器502、送信部503、受信部504及び信号� �理部(DSP)505を備えている。

 そして、送信部503は、電力増幅器(PA)506及 び変調部507を有する。受信部504は、低雑音増 幅器(LNA)508及びサンプリングミキサ509を有す� ��。

 アンテナ501は、共用器502を介して、送信� ��503及び受信部504にそれぞれ接続されている� ��共用器502は、送信信号及び受信信号の各周� ��数帯に対応している。共用器502は、送信部5 03から信号が入力されれば、その信号のうち� ��送信信号の周波数帯域をアンテナ501に通過� ��せて出力する。他方、アンテナ501からの信� ��が共用器502に入力されれば、共用器502は、� ��の信号のうち、受信信号の周波数帯域を通� ��させて受信部504に出力する。

 信号処理部505では、受信部504からの出力� ��号が、AD変換された後、その出力信号が信� �処理(例えば、音声処理、データ処理)される 。また、信号処理部505では、所定の入力信号 (例えば、音声、データ)が信号処理された後� ��DA変換されて、送信部503に出力される。な� �、図25の信号処理部505を1つとしたが、複数� �いてもかまわない。

 サンプリングミキサ509として、図7の実施 の形態1におけるサンプリングミキサ100を用� �ることとする。このようにすると、デシメ� �ション無し動作により、折り返し成分によ� �受信感度劣化を抑えることができるサンプ� �ングミキサ100を適用することができ、有用� �ある。なお、サンプリングミキサ509として� �実施の形態2、3、4及び5のいずれかにおける� ��ンプリングミキサを用いてもよい。

 なお、本実施の形態では、サンプリング� ��キサを含む無線装置の場合で説明したが、� ��ンプリングスイッチ5を有さない離散フィル タを含む無線装置としてもかまわない。

 (実施の形態7)
 図26は、本発明の実施の形態7における無線� ��置510の構成例を示すブロック図である。本� ��施の形態では、UHF帯(470MHz~770MHz)及びVHF帯(90M Hz~108MHz、170MHz~222MHz)地上デジタルテレビ放送� ��信用として説明する。

 図26において、無線装置510は、アンテナ51 1、513と、LNA512、514と、サンプリングミキサ52 0と、信号処理部505とを備えている。サンプ� �ングミキサ520は、TA521、522と、サンプリング スイッチ523、524、525、526と、スイッチドキャ パシタ部527、528と、DCU529を備えている。UHF帯 受信用に、アンテナ511、LNA512、TA521、サンプ� ��ングスイッチ523、524を用い、VHF帯受信用に� ��アンテナ513、LNA514、TA522、サンプリングス� �ッチ525、526を用いる。LNA512、514とTA521、522は 、信号処理部505から出力されるUV切替信号に� ��じて動作をオンオフ切り替える。サンプリ� ��グスイッチ523、524は、UHF帯受信用のLOU信号� ��LOBU信号でサンプリングを行い、サンプリン グスイッチ525、526は、VHF帯受信用のLOV信号、 LOBV信号でサンプリングを行う。LOU信号、LOBU� ��号、LOV信号、LOBV信号は、不図示の局部発振 部から出力されている。スイッチドキャパシ タ部527、528とDCU529と信号処理部505は、UHF帯受 信、VHF帯受信の両方で共用である。

 次に、無線装置510の動作について説明す� ��。UHF帯受信時には、UV切替信号により、LNA51 2とTA521の動作がオンし、LNA514とTA522の動作が� ��フし、LOV信号とLOBV信号はサンプリングスイ ッチ525、526をオフ状態に固定するためにロー 信号となっている。よって、アンテナ511で受 信したUHF帯受信信号は、LNA512で増幅され、サ ンプリングミキサ520に入力される。サンプリ ングミキサ520では、受信信号をTA521で電流変� ��し、サンプリングスイッチ523、524でサンプ� ��ングし、スイッチドキャパシタ部527、528で� ��ィルタリングして、信号処理部505に信号を� ��力する。同様に、VHF帯受信時は、LNA512、TA52 1が動作オフ、サンプリングスイッチ523、524� �オフとなっている。アンテナ513で受信したVH F帯受信信号は、LNA514で増幅され、サンプリ� �グミキサ520に入力される。サンプリングミ� �サ520では、受信信号をTA522で電流変換し、サ ンプリングスイッチ525、526でサンプリングし 、スイッチドキャパシタ部527、528でフィルタ リングして、信号処理部505に信号を出力する 。

 サンプリングミキサ520のスイッチドキャ� ��シタ部527、528及びDCU529として、図7の実施の 形態におけるスイッチドキャパシタ部102、103 及びDCU104を用いることとする。このようにす ると、デシメーション無し動作により、折り 返し成分による受信感度劣化を抑えることが できるサンプリングミキサを適用することが でき、有用である。なお、サンプリングミキ サ520のスイッチドキャパシタ部527、528及びDCU 529として、実施の形態2、3、4及び5のいずれ� �のスイッチドキャパシタ部及びDCUを用いて� �よい。また、RF周波数で動作するLNAとTAをUHF� ��とVHF帯に分けることで、それぞれの周波数� ��に対して回路を最適設計することができ、� ��らに受信していない周波数帯の回路の動作� ��オフすることで消費電流を削減できる。

 2007年7月5日出願の特願2007-176920、2007年11� �22日出願の特願2007-302678および2008年6月26日出 願の特願2008-167269の日本出願に含まれる明細� ��、図面および要約書の開示内容は、すべて� ��願に援用される。