以下、この発明の実施の形態について図� ��を参照して詳しく説明する。なお、図中同� ��符号は同一または相当部分を示す。

 [実施の形態1]
 図1は、この発明の実施の形態1による電動� �駆動装置100の構成を説明する概略ブロック� �である。

 図1を参照して、この発明の実施の形態1� �よる電動機駆動装置100は、蓄電機構Bと、電� ��センサ10,13と、システムリレーSR1,SR2と、昇� ��圧コンバータ12と、放電抵抗R1と、平滑コン デンサC2と、インバータ14と、電流センサ24と 、交流モータM1と、制御装置30とを備える。

 交流モータM1は、たとえばハイブリッド� �動車または電気自動車の駆動輪を駆動する� �めのトルクを発生するための駆動モータで� �る。あるいは、このモータはエンジンにて� �動される発電機の機能を持つように、そし� �、エンジンに対して電動機として動作し、� �とえば、エンジン始動を行ない得るような� �のとしてハイブリッド自動車に組み込まれ� �ようにしてもよい。

 蓄電機構Bは、たとえばニッケル水素また はリチウムイオン等の二次電池を含んで構成 され、電源ライン6およびアースライン5の間� ��直流電圧を出力する。電圧センサ10は、蓄� �機構Bから出力される直流電圧(バッテリ電圧 )Vbを検出し、その検出した直流電圧Vbを制御� ��置30へ出力する。

 システムリレーSR1は、蓄電機構Bの正極端 子および電源ライン6の間に接続され、シス� �ムリレーSR2は、蓄電機構Bの負極端子および� ��ースライン5の間に接続される。システムリ レーSR1,SR2は、制御装置30からの信号SEにより� ��ン/オフされる。

 昇降圧コンバータ12は、一例として、昇� �圧チョッパ回路により構成され、リアクト� �L1と、電力用半導体スイッチング素子(以下� �単にスイッチング素子とも称する)Q1,Q2と、� �イオードD1,D2とを含む。

 スイッチング素子Q1およびQ2は、電源ライ ン7とアースライン5との間に直列接続される� ��リアクトルL1は、電源ライン6とスイッチン� ��素子Q1およびQ2の接続ノードとの間に接続さ れる。各スイッチング素子Q1,Q2のエミッタ/コ レクタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ 電流を流すように、逆並列ダイオードD1,D2が� ��れぞれ接続されている。

 スイッチング素子Q1およびQ2のオン・オフは 、制御装置30からのスイッチング制御信号S1,S 2によって制御される。この実施の形態にお� �るスイッチング素子としては、たとえばIGBT( Insulated
Gate Bipolar Transistor)が適用される。

 平滑コンデンサC2は、電源ライン7および� ��ースライン5の間に接続される。また、電源 ライン7およびアースライン5の間には、電動� ��駆動装置100の停止時等において平滑コンデ� ��サC2の残留電荷を抜くための放電抵抗R1が、 平滑コンデンサC2に並列に接続される。

 インバータ14は、電源ライン7およびアー� ��ライン5の間に並列に接続される、U相アー� �15、V相アーム16およびW相アーム17から成る。 各相アームは、電源ライン7およびアースラ� �ン5の間に直列接続されたスイッチング素子� ��ら構成される。たとえば、U相アーム15は、� ��イッチング素子Q3,Q4から成り、V相アーム16� �、スイッチング素子Q5,Q6から成り、W相アー� �17は、スイッチング素子Q7,Q8から成る。また� ��スイッチング素子Q3~Q8のコレクタ/エミッタ� ��には、逆並列ダイオードD3~D8がそれぞれ接� �されている。

 スイッチング素子Q3~Q8のオン・オフは、� �御装置30からのスイッチング制御信号S3~S8に� ��って制御される。より具体的には、スイッ� ��ング素子Q3~Q8は、その制御電極への電気的� �力に応じてオンまたはオフされる。たとえ� �、IGBTは、ゲート(制御電極)の電圧に応じて� �ンまたはオフされる。スイッチング素子Q3~Q8 の制御電極(ゲート)へは、スイッチング制御� ��号S3~S8が、図示しないドライブ回路を経て� �力される。

 各相アーム15~17の中間点は、交流モータM1 のU相コイル巻線20U、V相コイル巻線20VおよびW 相コイル巻線20Wの一端側とそれぞれ電気的に 接続される。たとえば、交流モータM1は、U相 コイル巻線20U、V相コイル巻線20VおよびW相コ� ��ル巻線20Wが中性点に共通接続されて構成さ� ��た、3相永久磁石モータである。U相コイル� �線20U、V相コイル巻線20VおよびW相コイル巻線 20Wは、本発明における「コイル巻線」に対応 する。また、交流モータM1は、本発明におけ� ��「電動機」に対応する。

 交流モータM1には、電流センサ24が設けら れる。電流センサ24は、3相分のモータ電流MCR T(U相電流、V相電流およびW相電流)を検出し、 検出したモータ電流MCRTを制御装置30へ送出す る。なお、三相電流の瞬時値の和は零である ので、電流センサ24は2相分のモータ電流を検 出するように配設すれば足りる。

 昇降圧コンバータ12は、昇圧動作時には� �蓄電機構Bから供給された直流電圧を昇圧し� ��インバータ14へ供給する。より具体的には� �制御装置30からのスイッチング制御信号S1,S2� ��応答して、スイッチング素子Q1のオン期間� �よびQ2のオン期間が交互に設けられ、昇圧比 はこれらのオン期間の比に応じたものとなる 。

 また、昇降圧コンバータ12は、降圧動作� �には、平滑コンデンサC2を介してインバータ 14から供給された直流電圧を降圧して蓄電機� ��Bを充電する。より具体的には、制御装置30� ��らのスイッチング制御信号S1,S2に応答して� �スイッチング素子Q1のみがオンする期間とス イッチング素子Q1,Q2の両方がオフする期間と� ��交互に設けられ、降圧比は上記オン期間の� ��ューティー比に応じたものとなる。

 平滑コンデンサC2は、昇降圧インバータ12 からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した 直流電圧をインバータ14へ供給する。電圧セ� ��サ13は、平滑コンデンサC2の両端の電圧VH、� ��なわち、昇降圧コンバータ12の出力電圧(イ� ��バータ14の入力電圧に相当する。以下同じ� �)を検出し、その検出した電圧VHを制御装置30 へ出力する。

 インバータ14は、平滑コンデンサC2から直 流電圧が供給されると、制御装置30からのス� ��ッチング制御信号S3~S8に応答した、スイッ� �ング素子Q3~Q8のスイッチング動作により直流 電圧を交流電圧に変換して交流モータM1を駆� ��する。

 また、インバータ14は、電動機駆動装置10 0が搭載されたハイブリッド自動車または電� �自動車の回生制動時、スイッチング制御信� �S3~S8に応答したスイッチング動作により、交 流モータM1が発電した交流電圧を直流電圧に� ��換し、その変換した直流電圧を平滑コンデ� ��サC2を介して昇降圧コンバータ12へ供給する 。

 なお、ここで言う回生制動とは、ハイブ� ��ッド自動車または電気自動車を運転するド� ��イバーによるフットブレーキ操作があった� ��合の回生発電を伴なう制動や、フットブレ� ��キを操作しないものの、走行中にアクセル� ��ダルをオフすることで回生発電をさせなが� ��車速を減速(または加速を中止)させること� �含む。

 制御装置30は、外部に設けられたECU(Electri cal Control Unit)からトルク指令値TRおよびモー タ回転数MRNを受け、電圧センサ10から直流電� ��Vbを受け、電圧センサ13から電圧VHを受け、� ��流センサ24からモータ電流MCRTを受ける。制� ��装置30は、これらの入力信号に基づいて、� �述する方法により交流モータM1がトルク指令 値TRに従ったトルクを出力するように、昇降� ��コンバータ12およびインバータ14の動作を制 御する。すなわち、昇降圧コンバータ12およ� ��インバータ14を上記のように制御するため� �スイッチング制御信号S1~S8を生成して、昇降 圧コンバータ12およびインバータ14へ出力す� �。

 このとき、制御装置30は、交流モータM1が トルク指令値TRに従ったトルクを出力できる� ��うな交流電圧が各相コイル巻線20U,20Vおよび 20Wに印加されるように、スイッチング素子Q3~ Q8のスイッチング動作を制御する。すなわち� ��制御装置30は、このようなスイッチング動� �に対応するようなスイッチング制御信号S3~S8 を生成する。以下では、各相コイル巻線20U,20 V,20Wに印加される交流電圧を、「モータ駆動� ��圧」とも称する。

 なお、制御装置30により生成されたスイ� �チング制御信号S3~S8は、図示しないドライブ 回路へ与えられる。ドライブ回路は、スイッ チング制御信号S3~S8に応答して、スイッチン� ��素子Q3~Q8をそれぞれオンまたはオフさせる� �めのゲート電圧を発生する。

 図2は、図1における制御装置30のブロック図 である。
 図2を参照して、制御装置30は、モータ制御� ��相電圧演算部40と、インバータ用PWM信号変� �部42と、インバータ入力電圧指令演算部50と� ��コンバータ用デューティー比演算部52と、� �ンバータ用PWM信号変換部54とを含む。

 モータ制御用相電圧演算部40は、外部ECU� �らトルク指令値TRを受け、電圧センサ13から� ��降圧コンバータ12の出力電圧VH、すなわち、 インバータ14の入力電圧を受け、電流センサ2 4からモータ電流MCRTを受ける。そして、モー� ��制御用相電圧演算部40は、これらの入力信� �に基づいて、交流モータM1の各相コイル巻線 に印加する電圧(モータ駆動電圧)の操作量(以 下、電圧指令とも称する)Vu*,Vv*,Vw*を計算し、 その計算した結果をインバータ用PWM信号変換 部42へ出力する。

 インバータ用PWM信号変換部42は、モータ� �御用相電圧演算部40から受けた各相コイル巻 線の電圧指令Vu*,Vv*,Vw*に基づいて、実際にイ� ��バータ14の各スイッチング素子Q3~Q8をオン/� �フするためのスイッチング制御信号S3~S8を生 成してインバータ14へ出力する。

 これにより、各スイッチング素子Q3~Q8は� �スイッチング制御され、交流モータM1が指令 されたトルクを出力するように交流モータM1� ��各相コイル巻線に流す電流を制御する。こ� ��ようにして、モータ駆動電流が制御され、� ��ルク指令値TRに応じたモータトルクが出力� �れる。

 インバータ入力電圧指令演算部50は、外� �ECUからのトルク指令値TRおよびモータ回転数 MRNに基づいてインバータ入力電圧の最適値(� �標値)、すなわち、電圧指令Vdc_comを演算し、 その演算した電圧指令Vdc_comをコンバータ用� �ューティー比演算部52へ出力する。

 コンバータ用デューティー比演算部52は� �インバータ入力電圧指令演算部50から電圧指 令Vdc_comを受け、電圧センサ10から直流電圧Vb( 以下、バッテリ電圧Vbとも称す)を受けると、 電圧センサ13からの出力電圧VHを電圧指令Vdc_c omに設定するためのデューティ比を演算する� ��そして、コンバータ用デューティー比演算� ��52は、その演算したデューティー比をコン� �ータ用PWM信号変換部54へ出力する。

 コンバータ用PWM信号変換部54は、コンバ� �タ用デューティー比演算部52からのデューテ ィ比に基づいて昇降圧コンバータ12のスイッ� ��ング素子Q1,Q2をオン/オフするためのスイッ� ��ング制御信号S1,S2を生成して昇降圧コンバ� �タ12へ出力する。

 なお、昇降圧コンバータ12の下側のスイ� �チング素子Q2のオンデューティを大きくする ことによりリアクトルL1の電力蓄積が大きく� ��るため、より高電圧の出力を得ることがで� ��る。一方、上側のスイッチング素子Q1のオ� �デューティを大きくすることにより電源ラ� �ンの電圧が下がる。そこで、スイッチング� �子Q1,Q2のデューティ比を制御することで、イ ンバータ14の入力電圧VHを、蓄電機構Bの出力� ��圧を下限として、スイッチング素子の素子� ��圧などを基に設定された上限値までの任意� ��電圧に制御可能である。

 そして、このような昇降圧コンバータ12� �制御を行なうことによってインバータ14の入 力電圧VHを交流モータM1の動作状態に応じて� �変させることにより、電動機駆動装置100で� �生する損失(モータ損失、インバータ損失お� ��び昇圧コンバータ損失を含む)を最小限に抑 え、モータ駆動効率を高めることができる。

 そして、インバータ14は、蓄電機構Bの出� ��電圧以上の高電圧に変換された入力電圧VH� �、スイッチング素子Q3~Q8のスイッチング動作 によって交流電圧(モータ駆動電圧)に変換し� ��交流モータM1を駆動する。

 図3は、スイッチング素子Q3~Q8のスイッチ� ��グ動作により発生する交流電圧(モータ駆動 電圧)Vmの出力波形図である。

 図3を参照して、モータ駆動電圧Vmは、半� ��期ごとに極性が反転する両極性パルス電圧� ��ある。半周期中における同一極性のパルス� ��圧は、所定の電圧振幅と所定のパルス幅と� ��有している。このときの所定の電圧振幅は� ��上述した交流モータM1の各相コイル巻線の� �圧指令Vu*,Vv*,Vw*に応じた大きさとなる。また 、所定のパルス幅は、インバータ14のスイッ� ��ング制御信号S3~S8を生成するためのキャリ� �信号のキャリア周波数に応じたものとなる� �

 そして、図3に示すモータ駆動電圧Vmが交� ��モータM1の各相コイル巻線に印加されると� �各相コイル巻線では、モータ駆動電圧Vmの極 性反転時において、コイル巻線間の空隙(ギ� �ップ)に部分放電が発生する可能性がある。� ��の結果、コイル巻線の導線を被膜する絶縁� ��の劣化が進行することにより、最終的には� ��間絶縁が短絡して機器故障に至ってしまう� ��ースが起きてしまう。

 図4は、図3のモータ駆動電圧Vmが各相コイ ル巻線に印加されたときの部分放電の測定波 形を示す図である。なお、図4には、モータ� �動電圧Vmが図3の領域RGN1内の特性を示すとき� ��測定される部分放電の波形を抽出して示さ� ��る。

 図4を参照して、モータ駆動電圧Vmは、上� ��したように、半周期中において所定の電圧� ��幅およびパルス幅を有する同一極性のパル� ��電圧から構成されている。なお、モータ駆� ��電圧Vmは、時刻t1以前においては負電位に設 定されており、零電位を経由した後、時刻t1� ��おいて正電位に設定される。

 そして、このモータ駆動電圧Vmの極性反� �時における1番目のパルス電圧が立ち上がる� ��イミングである時刻t1において、コイル巻� �間のギャップには部分放電が発生している� �このときの部分放電は、時刻t1よりも後であ って、2番目以降のパルス電圧が立ち上がる� �イミングである時刻t2,t3等で発生する微小放 電に比べて著しく大きくなっている。

 このようにモータ駆動電圧の極性反転時� ��は、極性反転前および極性反転後と比較し� ��、相対的に部分放電が発生し易くなってい� ��。これは、モータ駆動電圧の極性反転時に� ��、コイル巻線表面に誘起される電荷(表面電 荷)が発生し易く、コイル巻線のギャップに� �面電荷により生じる電界が相対的に強めら� �ることに起因する。

 特に、図4のようにモータ駆動電圧Vmがパ� ��ス電圧である場合には、モータ駆動電圧Vm� �極性反転が短時間に行なわれるため、極性� �転前において相対的に正電位に設定された� �方のコイル巻線の導線の絶縁膜表面に誘起� �れた表面電荷が拡散できずに残った状態で� �反転時において新たに負電位から正電位に� �定された他方のコイル巻線の導線の絶縁膜� �面に表面電荷が誘起され始める。これによ� �、コイル巻線間のギャップに表面電荷によ� �て生じる電界により、コイル巻線間のギャ� �プ電圧が高められる。この結果、絶縁を構� �している間隔が短い当該ギャップ部分に放� �(部分放電)が発生し易くなる。すなわち、ギ ャップに表面電荷によって生じる電界が強く なることによって、部分放電開始電圧が低下 する。これにより、絶縁膜の劣化が進行する ことによって、最終的には相間絶縁が短絡し て絶縁寿命が短くなってしまう可能性がある 。

 図5は、モータ駆動電圧Vmと交流モータM1� �各相コイル巻線の絶縁寿命との関係を示す� �である。

 図5を参照して、交流モータM1の各相コイ� ��巻線の絶縁寿命は、モータ駆動電圧Vmが低� �なるに従って長くなる傾向を示している。� �れは、各相コイル巻線間のギャップに発生� �る部分放電が、モータ駆動電圧Vmの大きさに 応じて、3つの発生パターンに大別されるこ� �に起因する。

 具体的には、モータ駆動電圧Vmが相対的� �高い場合には、各相コイル巻線間のギャッ� �には、モータ駆動電圧Vmの極性反転時だけで なく、同一極性の全てのパルス電圧の立ち上 がり時において部分放電が発生している。そ の結果、各相コイル巻線の絶縁寿命は、相対 的に短くなっている。

 これに対して、モータ駆動電圧Vmが相対� �に低い場合には、各相コイル巻線間のギャ� �プには微小放電が発生するに留まっており� �その結果、各相コイル巻線の絶縁寿命は相� �的に長くなっている。

 そして、モータ駆動電圧Vmがこれら2つの� ��圧レベルの間にある場合には、図4で述べた ように、各相コイル巻線間のギャップにはモ ータ駆動電圧Vmの極性反転時において部分放� ��が発生する。なお、交流モータM1の通常運� �時には、このような極性反転時の部分放電� �比較的多く発生する。

 ここで、モータ駆動電圧Vmの極性反転時� �おけるギャップでの部分放電を発生し難く� �るためには、モータ駆動電圧Vmの極性反転時 にコイル巻線の絶縁膜表面に誘起された表面 電荷が拡散する時間を確保する必要がある。 これには、モータ駆動電圧Vmの極性反転を緩� ��かにすることが有効である。すなわち、極� ��反転時のモータ駆動電圧Vmの電圧変化率を� �さくすることによって、ギャップに表面電� �によって生じる電界を弱くすることができ� �。その結果、部分放電開始電圧の低下を防� �できる。

 そこで、実施の形態1では、このようなモ ータ駆動電圧Vmの極性反転時における電圧変� ��率を小さくするための方策として、極性反� ��時における1番目のパルス電圧(図4の領域RGN2 参照)の立ち上がり時間が、後続する残余の� �ルス電圧よりも相対的に長くなるように、� �ンバータ14のスイッチング動作を制御する構 成とする。

 図6は、モータ駆動電圧Vmの極性反転時に� ��ける1番目のパルス電圧および当該パルス電 圧が交流モータM1の各相コイル巻線に印加さ� ��たときに発生する部分放電の測定波形であ� ��。

 図6において、ラインLN1およびLN3はそれぞ れ、通常のスイッチング制御により発生した モータ駆動電圧Vmの極性反転時における1番目 のパルス電圧および部分放電の測定波形を示 している。一方、図中のラインLN2およびLN4は それぞれ、極性反転時のモータ駆動電圧Vmの� ��圧変化率を小さくする制御を行なうことに� ��り発生した極性反転時における1番目のパル ス電圧および部分放電の測定波形を示してい る。

 図6からは、極性反転時における1番目の� �ルス電圧の立ち上がり時間を長くすること� �よって、各相コイル巻線のギャップ間では� �分放電の発生が抑えられているのが分かる� �すなわち、コイル巻線のギャップに残存す� �表面電荷により生じる電界がギャップ電圧� �強めて部分放電が発生し易くなるような状� �が回避されている。これにより、部分放電� �発生を抑制して、コイル巻線間の相間絶縁� �壊の発生を防止することが可能となる。

 なお、このような極性反転時における1番 目のパルス電圧の立ち上がり時間を長くする 構成は、実際には、スイッチング制御信号S8~ S8に応答して、スイッチング素子Q3~Q8をそれ� �れオンまたはオフさせるためのゲート電圧� �発生するドライブ回路を、1番目のパルス電� ��と残余のパルス電圧との間でゲート抵抗を� ��変に設定可能な構成とすることにより実現� ��ることができる。

 図7は、パルス電圧の立ち上がり時間を可 変にするドライブ回路の一例を示す電気回路 図である。

 図7を参照して、ドライブ回路は、抵抗RG1 ,RG2と、スイッチング素子Q11,Q12と、電流供給� ��インBLとを含む。抵抗RG1,RG2は、インバータ1 4のスイッチング素子(たとえばQ3とする)のベ� ��スに一端が接続され、スイッチング素子Q11, Q12のエミッタにそれぞれ他端が接続される。 スイッチング素子Q11,Q12は、電流供給ラインBL にコレクタが接続され、抵抗RG1,RG2にそれぞ� �エミッタが接続され、制御装置30からのスイ ッチング制御信号をそれぞれベースに受ける 。

 抵抗RG1,RG2については、抵抗RG1の抵抗値が 抵抗RG2の抵抗値よりも大きい。したがって、 モータ駆動電圧Vmの極性反転時には、抵抗値� ��相対的に大きい抵抗RG1を選択することによ� ��、各スイッチング素子Q3~Q8においては、タ� �ンオンおよびターンオフ時におけるコレク� �-エミッタ間電圧が相対的に緩やかな波形と� ��る。この結果、モータ駆動電圧Vmの極性反� �時における立ち上がり時間が相対的に長く� �ることができる。

 そして、モータ駆動電圧Vmの極性が反転� �た後の2番目以降のパルス電圧については、� ��抗値が相対的に小さい抵抗RG2を選択するこ� ��により、各スイッチング素子Q3~Q8において� �、ターンオンおよびターンオフ時における� �レクタ-エミッタ間電圧が相対的に急峻な波� ��となる。なお、抵抗RG2を、各スイッチング� ��子Q3~Q8においてターンオンおよびターンオ� �時に発生する損失を低減するのに最適な抵� �値とすることにより、図4に示すような立ち� ��がり波形が急峻なパルス電圧が生成される� ��その結果、各スイッチング素子Q3~Q8におい� �ターンオンおよびターンオフ時に発生する� �失を低く保つことができる。

 図8は、この発明の実施の形態1による電� �機駆動装置100におけるインバータ14のスイッ チング制御処理を説明するためのフローチャ ートである。図8に示したフローチャートに� �う制御処理は、制御装置30が予め格納された プログラムを所定周期毎に実行することによ り実現される。

 図8を参照して、インバータ用PWM信号変換 部42として機能する制御装置30は、モータ制� �用相電圧演算部40として機能する制御装置30� ��ら各相コイル巻線の電圧指令Vu*,Vv*,Vw*を取� �すると(ステップS01)、これらの電圧指令Vu*,Vv *,Vw*が予め設定された所定の閾値Vth1以上であ るか否かを判定する(ステップS02)。なお、所� ��の閾値Vth1は、図5に示すモータ駆動電圧Vmと 交流モータM1の各相コイル巻線の絶縁寿命と� ��関係に基づいて、各相コイル巻線間のギャ� ��プに微小放電が発生するときのモータ駆動� ��圧Vmを上回るように設定される。

 電圧指令Vu*,Vv*,Vw*が所定の閾値Vth1を下回� ��場合(ステップS02にてNOの場合)には、インバ ータ用PWM信号変換部42として機能する制御装� ��30は、インバータ14を構成するスイッチング 素子Q3~Q8に対して、通常のスイッチング制御� ��実行することにより、実際にインバータ14� �各スイッチング素子Q3~Q8をオン/オフするた� �のスイッチング制御信号S3~S8を生成する(ス� �ップS04)。この場合、図7に示すドライブ回路 においては抵抗RG2が選択されている。

 これに対して、電圧指令Vu*,Vv*,Vw*が所定� �閾値Vth1以上となる場合(ステップS02にてYESの 場合)には、インバータ用PWM信号変換部42とし て機能する制御装置30は、モータ駆動電圧Vm� �極性反転時における1番目のパルス電圧の立� ��上がり時間が相対的に長くなるように、ス� ��ッチング制御信号S3~S8を生成する(ステップS 03)。具体的には、制御装置30は、図7に示すド ライブ回路を用いて、モータ駆動電圧Vmの極� ��反転時における1番目のパルス電圧と残余の パルス電圧との間でゲート抵抗を可変に設定 する。この結果、部分放電の発生の防止によ り、コイル巻線間の相間絶縁破壊の発生を防 止することができる。

 なお、実施の形態1では、インバータ14の� ��イッチング動作におけるゲート抵抗を、極� ��反転時1番目のパルス電圧と残余のパルス電 圧との間で可変に設定する構成としたが、ゲ ート抵抗に限定されることなく、制御装置30� ��らのスイッチング制御信号S3~S8が各スイッ� �ング素子Q3~Q8のゲート(制御電極)へ伝達され� ��経路における遅延インピーダンスを、極性� ��転時1番目のパルス電圧と残余のパルス電圧 との間で可変設定すればよいことは明らかで ある。すなわち、当該伝達経路における抵抗 成分(ゲート抵抗)に代えて、付加される容量� ��またはインダクタンス値を可変に設定する� ��成としても、同様の効果を得ることができ� ��。

 さらに、実施の形態1では、ゲート抵抗に 代表される遅延インピーダンスの可変設定を 、極性反転時1番目のパルス電圧と残余のパ� �ス電圧とに応じて2段階としたが、極性反転� ��1番目のパルス電圧については、さらに細分 化して3以上の複数段階に遅延インピーダン� �を可変設定してもよい。または、モータ駆� �電圧Vmの上昇に従って遅延インピーダンスが 徐々に延長されるように、遅延インピーダン スを連続的に可変設定する構成としてもよい 。これによれば、各スイッチング素子Q3~Q8に� ��生する損失を抑えつつ、部分放電の発生を� ��果的に防止することが可能となる。

 [変更例]
 図9は、この発明の実施の形態1の変更例に� �る電動機駆動装置におけるインバータ14のス イッチング制御処理を説明するためのフロー チャートである。図9に示したフローチャー� �に従う制御処理は、制御装置30が予め格納さ れたプログラムを所定周期毎に実行すること により実現される。

 図9を参照して、インバータ用PWM信号変換 部42として機能する制御装置30は、モータ制� �用相電圧演算部40として機能する制御装置30� ��ら各相コイル巻線の電圧指令Vu*,Vv*,Vw*を取� �すると(ステップS01)、これらの電圧指令Vu*,Vv *,Vw*が予め設定された所定の閾値Vth2以上であ るか否かを判定する(ステップS021)。なお、所 定の閾値Vth2は、図5に示したモータ駆動電圧V mと交流モータM1の各相コイル巻線の絶縁寿命 との関係に基づいて、同一極性の全てのパル ス電圧の立ち上がり時において部分放電が発 生するときのモータ駆動電圧Vmを下限値を含� ��ように設定されている。

 電圧指令Vu*,Vv*,Vw*が所定の閾値Vth2を下回� ��場合(ステップS021にてNOの場合)には、イン� �ータ用PWM信号変換部42として機能する制御装 置30は、インバータ14を構成するスイッチン� �素子Q3~Q8に対して、通常のスイッチング制御 を実行することにより、実際にインバータ14� ��各スイッチング素子Q3~Q8をオン/オフするた� ��のスイッチング制御信号S3~S8を生成する(ス� ��ップS04)。この場合、図7に示すドライブ回� �においては抵抗RG2が選択される。

 これに対して、電圧指令Vu*,Vv*,Vw*が所定� �閾値Vth2以上となる場合(ステップS021にてYES� �場合)には、インバータ用PWM信号変換部42と� �て機能する制御装置30は、モータ駆動電圧Vm� ��構成する同一極性の全てのパルス電圧の立� ��上がり時間が相対的に長くなるように、ス� ��ッチング制御信号S3~S8を生成する(ステップS 031)。具体的には、制御装置30は、図7に示す� �ライブ回路を用いて、同一極性の全てのパ� �ス電圧に対して、ゲート抵抗を相対的に高� �抵抗値に設定する。この結果、モータ駆動� �圧Vmが相対的に高く、部分放電がより発生し 易い状況においても、部分放電の発生を確実 に防止できるため、コイル巻線間の相間絶縁 破壊の発生を防止することができる。

 なお、本変更例のように、同一極性の全� ��のパルス電圧の立ち上がり時間が相対的に� ��くするには、ゲート抵抗を高くする構成以� ��に、インバータ14の入力側に設けられる平� �コンデンサC2の容量および放電抵抗R1の抵抗� ��を調整することによっても行なうことがで� ��る。

 [実施の形態2]
 図10は、この発明の実施の形態2に従う電動� ��駆動装置100Aの構成を説明する概略ブロック 図である。

 図10を参照して、実施の形態2に従う電動� ��駆動装置100Aは、図1に示す電動機駆動装置10 0と比較して、昇降圧コンバータ12に代えて、 昇降圧コンバータ12Aを備える点で異なる。電 動機駆動装置100Aのその他の部分の構成は図1� ��示した電動機駆動装置100と同様であるので� ��細な説明は繰り返さない。

 昇降圧コンバータ12Aは、昇降圧チョッパ� ��路により構成された昇降圧コンバータ12に� �して、電源ライン6および電源ライン7の間を 、リアクトルL1およびスイッチング素子Q1を� �さず直接的に接続するためのスイッチング� �子Qbをさらに含むものである。

 スイッチング素子Qbは、制御装置30Aから� �スイッチング制御信号Sbによりオンまたはオ フされる。スイッチング素子Qbがオンされた� ��合には、蓄電機構Bからの直流電流はスイッ チング素子Qbを介して電源ライン7に流れる。 そのため、リアクトルL1には電流が供給され� ��いために昇圧動作が行なわれず、インバー� ��14の入力電圧VHは蓄電機構Bの出力電圧と略� �じ電圧レベルとなる。

 これに対して、スイッチング素子Qbがオ� �された場合には、スイッチング素子Q1,Q2のデ ューティー比を制御することにより、インバ ータ14の入力電圧VHは、蓄電機構Bの出力電圧� ��下限とする任意の電圧に制御される。

 なお、図10の構成において、スイッチン� �素子Qbは、本発明における「バイパス用スイ ッチング素子」に対応する。

 図11は、図10における制御装置30Aのブロック 図である。
 図11を参照して、制御装置30Aは、図2に示す� ��御装置30と比較して、コンバータ用PWM信号� �換部54に代えて、コンバータ用PWM信号変換部 54Aを備える点で異なる。制御装置30Aのその他 の部分の構成は図2に示した制御装置30と同様 であるので詳細な説明は繰り返さない。

 コンバータ用PWM信号変換部54Aは、コンバ� ��タ用デューティー比演算部52からデューテ� �ー比を受け、電圧センサ13からインバータ14� ��入力電圧VHを受け、インバータ用PWM信号変� �部42から各相コイル巻線の電圧指令Vu*,Vv*,Vw*� ��受ける。そして、コンバータ用PWM信号変換� ��54Aは、デューティー比に基づいて昇降圧コ� ��バータ12Aのスイッチング素子Q1,Q2をオン/オ� ��するためのスイッチング制御信号S1,S2を生� �して昇降圧コンバータ12Aへ出力する。

 さらに、コンバータ用PWM信号変換部54Aは� ��電圧指令Vu*,Vv*,Vw*が所定の閾値Vth1以上であ� ��か否かを判定する。電圧指令Vu*,Vv*,Vw*が所� �の閾値Vth1以上である場合には、コンバータ� ��PWM信号変換部54Aは、バイパス用スイッチン� ��素子を構成するスイッチング素子Qbをオン� �るためのスイッチング制御信号Sbを生成して スイッチング素子Qbへ出力する。これにより� ��スイッチング素子Qbがオンされ、インバー� �14の入力電圧VHは、蓄電機構Bの出力電圧と略 等しくなる。

 このとき、コンバータ用PWM信号変換部54A� ��、電圧指令Vu*,Vv*,Vw*に基づいてモータ駆動� �圧Vmの極性が反転するタイミングを検知し、 その検知したタイミングにおいて一時的にス イッチング制御信号Sbを生成してスイッチン� ��素子Qbへ出力する。これにより、モータ駆� �電圧Vmの極性反転時において、インバータ14� ��は、一時的に蓄電機構Bの出力電圧に略等し い電圧が入力されることになる。

 図12は、実施の形態2に従うスイッチング� ��子Q3~Q8のスイッチング動作により発生する� �流電圧(モータ駆動電圧)Vmの出力波形図であ� ��。

 図12を参照して、モータ駆動電圧Vmは、先 の実施の形態1と同様に、半周期ごとに極性� �反転する両極性パルス電圧である。本実施� �形態2では、上述したスイッチング素子Qbの� �イッチング制御により、モータ駆動電圧Vmの 極性反転時における1番目のパルス電圧の電� �振幅(図中の符号60参照)が、後続する残余の� ��ルス電圧の電圧振幅よりも相対的に小さく� ��っている。このことは、実質的に、モータ� ��動電圧Vmの極性反転時における電圧変化率� �小さくなることに等しい。したがって、実� �の形態2においても、各相コイル巻線のギャ� ��プ間に部分放電が発生するのが抑制され、� ��イル巻線間の相間絶縁破壊の発生を防止す� ��ことができる。

 図13は、この発明の実施の形態2による電� ��機駆動装置100Aにおけるインバータ14のスイ� ��チング制御処理を説明するためのフローチ� ��ートである。図13に示したフローチャート� �従う制御処理は、制御装置30Aが予め格納さ� �たプログラムを所定周期毎に実行すること� �より実現される。

 図13を参照して、コンバータ用PWM信号変� �部54Aとして機能する制御装置30Aは、インバ� �タ用PWM信号変換部42として機能する制御装置 30Aから各相コイル巻線の電圧指令Vu*,Vv*,Vw*を� ��得すると(ステップS01)、これらの電圧指令Vu *,Vv*,Vw*が予め設定された所定の閾値Vth1以上� �あるか否かを判定する(ステップS02)。なお、 所定の閾値Vth1は、実施の形態1と同様に、図5 に示すモータ駆動電圧Vmと交流モータM1の各� �コイル巻線の絶縁寿命との関係に基づいて� �各相コイル巻線間のギャップに微小放電が� �生するときのモータ駆動電圧Vmを上回るよう に設定される。

 電圧指令Vu*,Vv*,Vw*が所定の閾値Vth1を下回� ��場合(ステップS02にてNOの場合)には、コンバ ータ用PWM信号変換部54Aとして機能する制御装 置30Aは、昇降圧コンバータ12を構成するスイ� ��チング素子Q1,Q2に対して、通常の電圧変換� �御を実行することにより、スイッチング素� �Q1,Q2をオン/オフするためのスイッチング制� �信号S1,S2を生成する(ステップS042)。この場合 、図10に示す電動機駆動装置100Aにおいてはス イッチング素子Qbはオフ状態に維持されてい� ��。

 これに対して、電圧指令Vu*,Vv*,Vw*が所定� �閾値Vth1以上となる場合(ステップS02にてYESの 場合)には、コンバータ用PWM信号変換部54Aと� �て機能する制御装置30Aは、モータ駆動電圧Vm の極性反転時における1番目のパルス電圧の� �圧振幅が相対的に小さくなるように、スイ� �チング制御信号S1,S2,Sbを生成する(ステップS0 32)。具体的には、制御装置30Aは、スイッチン グ素子Qbをオン/オフすることにより、モータ 駆動電圧Vmの極性反転時における1番目のパル ス電圧と残余のパルス電圧との間で電圧振幅 を可変に設定する。この結果、部分放電の発 生の防止により、コイル巻線間の相間絶縁破 壊の発生を防止することができる。

 [実施の形態3]
 図14は、この発明の実施の形態3に従う電動� ��駆動装置100Bの構成を説明する概略ブロック 図である。

 図14を参照して、実施の形態3に従う電動� ��駆動装置100Bは、図1に示す電動機駆動装置10 0と比較して、交流モータM1に対してインバー タ14と並列に接続されるインバータ31をさら� �備える点で異なる。電動機駆動装置100Bのそ� ��他の部分の構成は図1に示した電動機駆動装 置100と同様であるので詳細な説明は繰り返さ ない。

 インバータ31は、図示は省略するが、イ� �バータ14と同様の構成からなる。すなわち、 インバータ31は、電源ライン7およびアースラ イン5の間に並列に設けられたU相アーム、V相 アームおよびW相アームからなる。各相アー� �は、直列接続されたスイッチング素子から� �る。そして、各相アームの中間点は、交流� �ータM1の各相コイル巻線20U,20V,20Wの各相端に� ��続されている。

 インバータ31は、平滑コンデンサC2から直 流電圧VHが供給されると、制御装置30Bからの� ��イッチング制御信号S13~S18に応答した、スイ ッチング素子Q3~Q8(図示せず)のスイッチング� �作により直流電圧VHからパルス電圧を生成す る。そして、その生成したパルス電圧を交流 モータM1の各相コイル巻線に印加する。

 これにより、交流モータM1の各相コイル� �線にはそれぞれ、インバータ14から供給され るモータ駆動電圧Vmに加えて、インバータ31� �らのパルス電圧が印加されることになる。

 図15は、実施の形態3に従うインバータ14,3 1のスイッチング動作により交流モータM1の各 相コイル巻線に印加される電圧の出力波形図 である。

 図15を参照して、各相コイル巻線には、� �ンバータ14からのモータ駆動電圧Vmが印加さ� ��る。モータ駆動電圧Vmは、先の実施の形態1� ��同様に、半周期ごとに極性が反転する両極� ��パルス電圧である。本実施の形態3では、こ のモータ駆動電圧Vmの極性が反転するときに� ��電位を経由する期間において、インバータ3 1からパルス電圧(図中の符号62参照)がさらに� ��加される。

 すなわち、インバータ31は、モータ駆動� �圧Vmの半周期ごとにパルス電圧を発生するよ うにスイッチング動作が制御される。このパ ルス電圧の電圧振幅は、モータ駆動電圧Vmを� ��成するパルス電圧の電圧振幅よりも小さい� ��に設定される。

 そして、モータ駆動電圧Vmとパルス電圧� �を重ね合わせることにより、各相コイル巻� �に印加される交流電圧は、総合的に、極性� �転時の電圧立ち上がりが緩やかな波形とな� �。この結果、モータ駆動電圧Vmの極性反転時 における電圧変化率を小さくすることができ るため、実施の形態3においても、各相コイ� �巻線のギャップ間に部分放電が発生するの� �抑制することができ、コイル巻線間の相間� �縁破壊の発生を防止することができる。

 図16は、この発明の実施の形態3による電� ��機駆動装置100Bにおけるインバータ31のスイ� ��チング制御処理を説明するためのフローチ� ��ートである。図16に示したフローチャート� �従う制御処理は、制御装置30Bが予め格納さ� �たプログラムを所定周期毎に実行すること� �より実現される。

 図16を参照して、インバータ用PWM信号変� �部42として機能する制御装置30Bは、モータ制 御用相電圧演算部40として機能する制御装置3 0Bから各相コイル巻線の電圧指令Vu*,Vv*,Vw*を� �得すると(ステップS01)、これらの電圧指令Vu* ,Vv*,Vw*が予め設定された所定の閾値Vth1以上で あるか否かを判定する(ステップS02)。なお、� ��定の閾値Vth1は、実施の形態1と同様に、図5� ��示すモータ駆動電圧Vmと交流モータM1の各相 コイル巻線の絶縁寿命との関係に基づいて、 各相コイル巻線間のギャップに微小放電が発 生するときのモータ駆動電圧Vmを上回るよう� ��設定される。

 電圧指令Vu*,Vv*,Vw*が所定の閾値Vth1を下回� ��場合(ステップS02にてNOの場合)には、インバ ータ用PWM信号変換部42として機能する制御装� ��30Bは、インバータ31の運転を停止する(ステ� ��プS043)。具体的には、インバータ用PWM信号� �換部42は、インバータ31を構成するスイッチ� ��グ素子Q3~Q8の各々がスイッチング動作を停� �(すべてオフ)するように、スイッチング制御 信号S13~S18を生成する。

 これに対して、電圧指令Vu*,Vv*,Vw*が所定� �閾値Vth1以上となる場合(ステップS02にてYESの 場合)には、インバータ用PWM信号変換部42とし て機能する制御装置30Bは、モータ駆動電圧Vm� ��極性が反転するときに零電位を経由する期� ��において、インバータ31からパルス電圧が� �生するように、スイッチング制御信号S13~S18� ��生成してインバータ31へ出力する(ステップS 033)。

 なお、ステップS033、S043の処理に並行し� �、インバータ用PWM信号変換部42として機能す る制御装置30Bは、電圧指令Vu*,Vv*,Vw*に基づい� ��、実際にインバータ14の各スイッチング素� �Q3~Q8をオン/オフするためのスイッチング制� �信号S3~S8を生成する。

 これにより、交流モータM1の各相コイル� �線には、モータ駆動電圧Vmとパルス電圧とが 合成された交流電圧が印加される。この交流 電圧は、モータ駆動電圧Vmと比較して、極性� ��転時の電圧変化率が小さいことから、コイ� ��巻線のギャップ間に部分放電が発生するの� ��抑制することができる。この結果、部分放� ��の発生の防止により、コイル巻線間の相間� ��縁破壊の発生を防止することができる。

 今回開示された実施の形態はすべての点� ��例示であって制限的なものではないと考え� ��れるべきである。本発明の範囲は上記した� ��明ではなく、請求の範囲によって示され、� ��求の範囲と均等の意味および範囲内でのす� ��ての変更が含まれることが意図される。