Elektronischer Schutzschalter

Die Erfindung betrifft einen elektronischer Schutzschalter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 , mit mindestens einem ersten und einem zweiten Halbleiterschalter, die in parallele Strompfade zwischen einem Spannungseingang für eine Versorgungsspannung und einen Lastausgang für eine anzuschließende oder angeschlossene Last geschaltet sind. Ein derartiger Schutzschalter ist aus der DE 20 2009 005 420 U1 bekannt.

Bei einem elektronischen Schutzschalter soll der eingesetzte Halbleiterschalter (Leistungshalbleiter) bei einem beispielsweise durch einen Kurzschluss in einer angeschlossenen Lastleitung verursachten Überstrom schnell genug abgeschaltet und hierzu entsprechend angesteuert werden, um infolge des Überstroms nicht zerstört zu werden. Zudem soll der elektronische Schutzschalters im Falle eines nur temporären Überstroms, beispielsweise verursacht durch den Ladestrom eines lastseitigen Kondensators, den Überstrom für eine definierte Zeit führen können und nur dann abschalten (auslösen), wenn der Überstrom über die definierte Zeit oder Zeitspanne hinaus vorhanden ist. Hierbei ist es häufig gewünscht, dass der Überstrom auf einen definierten Wert begrenzt wird.

Des Weiteren ist es wünschenswert, dass das Abschalten bei dauerhaftem Überstrom und das Führen eines temporären Überstroms sowohl beim Einschalten des elektronischen Schutzschalters als auch bei Zuschalten des Überstroms während des Normalbetriebs gewährleistet sind. Ferner ist häufig gefordert, dass sich die Abschaltbedingungen des elektronischen Schutzschalters an die Last- und Temperatureigenschaften des Halbleiterschalters anpassen (Save Operating Area). So weist ein beispielsweise aus der DE 203 02 275 U1 bekannter elektronischer Schalter einen Halbleiterschalter in Form eines MOSFET (Metall-Oxid-Halbleiter- Feldeffekttransistor) auf, der zwischen einen Betriebsspannungsanschluss und einen Lastanschluss in einen Strompfad geschaltet ist. Um in einem Gleichspannungsnetz eine zuverlässige Strombegrenzung zu erreichen, wird ein von einem Stromsensor im Strompfad erfasster Messwert einem Komparatoreingang einer Regeleinrichtung zugeführt. Bei Vorliegen eines Einschaltsignals und bei einem einen Referenzwert unterschreitenden Messwert steuert die Regeleinrichtung den Halbleiterschalter auf, während bei einem den Referenzwert überschreitenden Messwert die Regeleinrichtung den Leistungstransistor zusteuert und den über diesen fließende Strom auf den Referenzwert begrenzt.

Aus der EP 1 150 410 A2 ist ein mittels eines Mikroprozessors über einen Auslösekreis angesteuerter elektronischer Schutzschalter bekannt, der die Energieversorgung zu einer Last mit einer Zeitverzögerung unterbricht. Zuvor oder zeitgleich erfolgt eine partielle Unterbrechung des Schutzschalters.

Eine partielle Unterbrechung eines elektronischen Schutzschalters mit mehreren Schaltblöcken, die jeweils einen elektronischen Schalter in Form eines MOSFET und einen diesen über einen gemeinsamen Mikroprozessor steuernden Kompara- tor aufweisen, ist auch aus der EP 1 294 069 B1 bekannt. Im Falle eines Überstroms wird die Energieversorgung zur Last nach einer Zeitverzögerung unterbrochen, die auf eine partielle Untersagung des wenigstens einen Schalters folgt.

Zum Schalten insbesondere kapazitiver Lasten und/oder zu deren Schutz gegen Überstrom und Kurzschluss wird der Halbleiterschalter des elektronischen Schutzschalters als Konstantstromquelle zum Laden der Kapazität genutzt. Der Halbleiterschalter und insbesondere ein hierbei eingesetzter MOSFET muss in der Lage sein, während des Schaltens beziehungsweise im Zuge des Ladens der Kapazität die Verlustleistung in Folge des Einschaltstroms tragen zu können. Aufgrund dieser Situation werden elektronische Schutzschalter, insbesondere solche mit konstanter Strombegrenzung, üblicherweise mit einem überdimensionierten Halbleiterschalter (MOSFET) ausgelegt, um dieser Verlustleistung ausreichend Rech- nung zu tragen. Eine derartige Dimensionierung des eingesetzten Halbleiterschalters führt jedoch zu einem erhöhten Kostenaufwand und einem entsprechend großen Raumbedarf innerhalb der Schaltung des elektronischen Schutzschalters.

Üblicherweise wird der Laststrom mit Hilfe eines Messwiderstandes (Shunt) oder mit einem anderen Stromsensor erfasst, der hierzu als zusätzliches Bauelement oder als zusätzlicher Funktionsblock (Schaltungsblock) bereitgestellt werden muss. Die Abschaltung im Kurzschluss- und/oder Überlastfall erfolgt mittels einer Hardwareschaltung oder mittels einer programmierbaren Steuerung in Form typischerweise eines Microcontrollers, die bzw. der zudem die temporäre Strombegrenzung steuert. Alternativ kann die temporäre Strombegrenzung durch die Überwachung der Temperatur des Halbleiterschalters, wie beispielsweise im Falle eines sogenannten TEMPFET, gesteuert werden.

Aus der eingangs genannten DE 20 2009 005 420 U1 ist ein elektronischer Schutzschalter mit einstellbarer Strombegrenzung bekannt, der in einem Strompfad zwischen einem Lastanschluss und einem Spannungsanschluss ein Leistungsteil aufweist, das in Abhängigkeit vom über den Strompfad fließenden Strom angesteuert ist und zwei Halbleiterschalter in zueinander parallelen Teilpfaden aufweist, von denen ein Teilpfad dazu eingerichtet ist, im Überlast- und/oder Kurzschlussfall einen begrenzten Strom über den Strompfad und/oder über eine Last zu führen.

Aus der US 7,760,479 B2 ist eine Schutzschaltung mit zwei parallelen Halbleiterschaltern bekannt, wobei einer der Halbleiterschalter (SMALL-FET) direkt und der andere Halbleiterschalter (PASS-FET) über einen Logikbaustein (logic gate) von einem Komparator angesteuert wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen möglichst effektiv arbeitenden elektronischen Schutzschalter anzugeben. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst mit den Merkmalen des Anspruchs 1 . Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind Gegenstand der hierauf rückbezogenen Unteransprüche.

Hierzu weist der elektronische Schutzschalter einen ersten Halbleiterschalter, der in einen Strompfad (Hauptstrompfad) zwischen einem Spannungseingang für eine Versorgungsspannung und einen Lastausgang für eine anzuschließende oder angeschlossene Last geschaltet ist, und einen zweiter Halbleiterschalter auf, der dem ersten Halbleiterschalter parallel geschaltet und zum Einschalten eines Strombegrenzungspfads vorgesehen ist. Die beiden Halbleiterschalter sind mittels eines Komparators angesteuert und diesem hierzu ansteuerseitig nachgeschaltet. Dem Komparator ist eingangsseitig ein aus der Drain-Source-Spannung der Halbleiterschalter abgeleitetes Überwachungssignal zugeführt. Dem Komparator ist über einen Schwellwerteingang ein Referenzsignal als Ausschaltschwellwert für die Halbleiterschalter zugeführt ist. Zudem ist dem Komparator eingangsseitig, insbesondere dessen Referenzeingang, ein Funktionsblock zur zeitbegrenzten Anhebung des Ausschaltschwellwertes zugeordnet. Diese Schwellwertanhebung erfolgt vorzugsweise während des Einschaltens des ersten Halbleiterschalters.

Geeigneterweise ist dem ersten und/oder dem zweiten Halbleiterschalter steuer- seitig ein Treiber vorgeschaltet. Zudem ist in den Strombegrenzungspfad vorzugsweise ein Strombegrenzungsglied, beispielsweise ein ohmscher Widerstand, geschaltet. In besonders vorteilhafter Ausgestaltung empfängt der Komparator zur Erzeugung eines Ansteuersignais für die Halbleiterschalter ein Einschaltsignal zeitverzögert.

Zweckmäßigerweise ist dem Komparator eingangsseitig eine Messeinrichtung zugeordnet, welche die Drain-Source-Spannung der Halbleiterschalter erfasst. Zudem kann dem Komparator zu dessen Aktivierung eine, vorzugsweise schaltbare, Stromquelle zugeordnet sein, die über ein Verzögerungsglied mit einem Steuereingang des elektronischen Schutzschalters zum Empfangen des Einschaltsignals verbunden ist. Dem Verzögerungsglied ist dann geeigneterweise ein als Einschaltsperre wirkender Funktionsblock zugeordnet, der im Falle einer Kurz- Schlussauslösung ein sofortiges Wiedereinschalten des ersten Halbleiterschalters blockiert bzw. verhindert. Dem Verzögerungsglied kann zudem ein Reset- Funktionsbaustein zugeordnet sein, der das Verzögerungsglied im Falle einer Überstromauslösung zurücksetzt.

Dem in den Strombegrenzungspfad geschalteten zweiten Halbleiterschalter, insbesondere dessen Treiber, ist geeigneterweise ansteuerseitig ein die Schaltsteilheit des AnSteuerimpulses einstellender Funktionsblock vorgeschaltet.

Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, dass aufgrund der Überwachung der Drain-Source-Spannung des oder jedes Halbleiterschalters des vorzugsweise selbstschützenden elektronischen Schutzschalters (Leistungsschutzschalter) im Strompfad kein zusätzlicher Spannungsabfall durch einen Mess-Shunt erfolgt und darüber hinaus ein zusätzlicher Stromsensor zur Erfassung des Laststroms nicht erforderlich ist. Die Bereitstellung des zusätzlichen strombegrenzenden Pfades mit dem zweiten Halbleiterschalter parallel zum ersten Halbleiterschalter im Hauptstrompfad ermöglicht eine temporäre Strombegrenzung bei Kurzschluss für beispielsweise 5ms sowie das Laden von lastseiti- gen Kondensatoren beim Einschalten des Schutzschalters beziehungsweise dessen Halbleiterschalter.

Des Weiteren ist der elektronische Schutzschalter kurzschlussfest für praktisch beliebige Ströme bei kleinen Lastinduktivitäten (größer oder gleich 1 μ H) und schnellem Stromanstieg (kleiner oder gleich 1000 Α/με). Zudem erfolgt eine automatische Anpassung der Abschaltschwelle an die Temperatur des oder jedes eingesetzten Halbleiterschalters. Geeignete Halbleiterschalter sind beispielsweise ein MOSFET oder ein IGBT. Ferner erfolgt ein zuverlässiges Abschalten des oder jedes Halbleiterschalters bei Erwärmung beziehungsweise bei Anstieg der Umgebungstemperatur oder im Falle eines Überstroms (TEMPFET- Verhalten). Besonders vorteilhaft ist die hohe Zuverlässigkeit des selbstschützenden elektronischen Schutzschalters aufgrund der reinen, prozessor- und softwarelosen Hardware- Schaltung mit einem Komparator. Die Reset-Funktionalität des strombegrenzenden Pfades zum Laden zugeschalteter Kondensatoren ermöglicht beziehungsweise gewährleistet eine üblicherweise gewünschte hot-swap-Funktionalität des elektronischen Schutzschalters. Die dem zweiten Halbleiterschalter innerhalb des Strombegrenzungspfades ansteuerseitig bevorzugt vorgeschaltete Schalteinheit, die geeigneterweise mit dem Steuereingang des elektronischen Schutzschalters verbunden ist, ermöglicht die Generierung schneller Schaltflanken am Halbleiterschalter, auch bei vergleichsweise langsamen Schaltsignalen. Hierbei kann geeigneterweise stets eine gleiche Einschaltsteilheit beim Einschalten des Halbleiterschalters erreicht werden. Eine dem Komparator eingangsseitig vorgeordnete Einschaltverzögerung, die beispielsweise durch ein RC-Glied realisiert ist, aktiviert die Messstromeinrichtung beispielsweise erst nach 2,5ms. Hierdurch werden hohe Spannungswerte an der Messstromeinrichtung bzw. am Komparator bei ausgeschalteten Halbleiterschaltern vermieden.

Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:

Fig. 1 schematisch in einem Blockschaltbild den elektronischen

Schutzschalter mit dessen wesentlichen Komponenten,

Fig. 2 in einem Blockschaltbild gemäß Figur 1 den elektronischen

Schutzschalter mit zusätzlichen Funktionsbausteinen, und

Fig. 3a und 3b eine Gesamtschaltung des elektronischen Schutzschalters gemäß Figur 2.

Einander entsprechende Teile sind in beiden Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Der in Fig. 1 schematisch dargestellte elektronische Schutzschalter 1 weist einen ersten Halbleiterschalter 2a auf, der in einen Hauptstrompfad 3a zwischen einen Spannungseingang 4 und einen Lastausgang 5 geschaltet ist. An den Spannungseingang 4 ist der Pluspol einer Spannungsquelle 6 für eine Versorgungs- Gleichspannung UDC mit beispielsweise UDC = 500 V(DC) angeschlossen. Die Versorgungs-Gleichspannung U _D c kann jedoch auch größer, beispielsweise 800V(DC), oder kleiner, beispielsweise 24V(DC), sein. Der Minuspol der Spannungsquelle 6 führt über eine Last 7 an den Lastausgang 5 des elektronischen Schutzschalters 1 .

Dem ersten Halbleiterschalter 2a ist ein zweiter Halbleiterschalter 2b in einem Strombegrenzungspfad 3b parallel geschaltet. Die Halbleiterschalter 2a, 2b können als MOSFET oder als IGBT ausgeführt sein. Den beiden Halbleiterschaltern 2a, 2b ist eine Mess- oder Überwachungseinrichtung 8 zur Erfassung beziehungsweise zur Überwachung der Drain-Source-Spannung der Halbleiterschalter 2a, 2b zugeordnet.

Die Ansteuerung der beiden Halbleiterschalter 2a, 2b erfolgt mittels eines Komparators 9. Dieser ist ausgangsseitig - geeigneterweise über jeweils einen Treiber 10a, 10b - mit den Halbleiterschaltern 2a beziehungsweise 2b ansteuerseitig verbunden. Einem ersten Eingang Ei des Komparators 9 ist ein Überwachungssignal S _D s der Mess-/Überwachungseinrichtung 8 zugeführt. Einem weiteren Eingang (Referenzeingang) E ₂ des Komparators 9 ist ein Referenzsignal RDS von einem Referenzwertgeber oder einer Referenzsignalschaltung 1 1 zugeführt. Der Referenzwertgeber 1 1 gibt eine Schwellwert (Spannungsschwellwert) U DS mit beispielsweise U _D s = 1 V als EinVAusschaltschwelle für den ersten und/oder zweiten Halbleiterschalter 2a beziehungsweise 2b vor.

Ein Impulsgeber 12 als externe Steuerquelle, die einen Einschaltpuls SA zur AnSteuerung des ersten und/oder zweiten Halbleiterschalters 2a, 2b in Form insbesondere eines Spannungspulses mit (+) 15 V liefert, ist an einen Steuereingang 13 des elektronischen Schutzschalters 1 angeschlossen. Der Einschaltpuls S _A wird dem Komparator 9 über ein Verzögerungsglied oder eine Verzögerungsschaltung 14 zeitverzögert zugeführt. Die zeitverzögerte Zuführung des Einschaltpulses SA zum Komparator 9 erfolgt vorzugsweise jedoch nicht direkt, sondern indirekt über eine schaltbare Stromquelle 15, die den Komparator 9 vorzugsweise zeitverzögert aktiviert. Bei dem in Fig. 2 gezeigten erweiterten Blockschaltbild des elektronischen Schutzschalters 1 sind mit dem Blockschaltbild nach Fig. 1 übereinstimmende Funktionsund Schaltungsbausteine mit den gleichen Bezugszeichen versehen. In den Strombegrenzungspfad 3b ist zusätzlich ein Strombegrenzungsglied 1 6, beispielsweise in Form eines ohmschen Widerstandes, insbesondere mit einem Widerstandwert R = 5Ω geschaltet. Der zur zusätzlichen Strombegrenzung im Strombegrenzungspfad 3b vorgesehenen Begrenzungsbaustein 1 6 kann entfallen, wenn der zweite Halbleiterschalter 2b selbst bereits den Strom begrenzen kann oder begrenzt.

Ansteuerseitig ist dem zweiten Halbleiterschalter 2b im Strombegrenzungspfad 3b eine Schalteinheit 17 zugeordnet, die im Ausführungsbeispiel ausgangsseitig des Komparators 9 zwischen diesen und den Treiber 10b geschaltet ist. Die Schalteinheit 17 dient zur Beschleunigung des Einschaltpulses SA, insbesondere auch unter Umgehung des Komparators 9. Hierzu ist die Schalteinheit 1 7 sowohl mit den entsprechenden Ausgang A ₂ des Komparators 9 als auch direkt mit der Einschaltpuls-Quelle 12 über den Steuereingang 13 verbunden. Das entsprechende Ansteuersignal Sb wird dem Treiber 10b und über diesen dem in den Strombegrenzungspfad 3b geschalteten zweiten Halbleiterschalter 2b ansteuerseitig mit praktisch stets gleicher Schalt- oder Einschaltsteilheit zugeführt.

Das am weiteren Ausgang Ai des Komparators 9 abgreifbare Ansteuersignal Ai für den in den Hauptstrompfad 3a geschalteten erste Halbleiterschalter 2a wird diesem ansteuerseitig lediglich über den Treiber 10a zugeführt. Ein Abgriff 18 an diesem Ausgang A-i des Komparators 9 führt an eine Reset-Schaltung 19 als Funktionsbaustein zum Rücksetzen des Verzögerungsgliedes zur Einschaltverzögerung. Hierbei wird nach einer Überstrom-Abschaltung mittels des Komparators 9 das Verzögerungsglied 14 entsprechend dem Einschalten durch den Einschaltpuls S _A zurückgesetzt. Hierdurch können zugeschaltete Kondensatoren geladen werden (hot swap). Ein steuerseitig des in den Hauptstrompfad 3a geschalteten ersten Halbleiterschalters 2a hinter dem diesem zugeordneten Treiber 10a vorgesehener Abgriff 20 führt einerseits zu einer Kompensationsschaltung 21 und andererseits zu einem als Widereinschaltsperre dienenden Funktionsblock 22, der zur Reset- Schaltung 19 und über diese zur Einschaltverzögerung 14 führt. Der Funktionsbaustein 21 zur Einschaltkompensation dient zur Kompensierung von Ladestromspitzen bei großen Kondensatoren. Hierzu wird die Referenzspannung beziehungsweise der Schwellwert U _D s am entsprechenden Eingang E ₂ des Kompara- tors 9 für kurze Zeit, beispielsweise für 1 ms, angehoben, wenn der erste Halbleiterschalter 2a eingeschaltet wird. Der Funktionsbaustein 22 verhindert ein wiederholtes, schnelles Widereinschalten des ersten Halbleiterschalters 2a, wenn beispielsweise eine Kurzschlussauslösung erfolgt ist. Die Widereinschaltsperre ist beispielsweise auf eine Zeit von 100ms eingestellt.

Die Figuren 3a und 3b zeigen einen Gesamtschaltplan des elektronischen

Schutzschalters 1 , wobei die Anschlussstellen am Übergang der Fig. 3a zur Fig. 3b mit mit xi bis x ₇ bezeichnet sind. In Fig. 3a (links) folgt dem dort mit V2 bezeichneten Impulsgeber 12 von links nach rechts die Resetschaltung 19 mit deren Schaltungskomponenten sowie die Verzögerungsschaltung (Einschaltverzögerung für den Treiber 10a) 14 mit den entsprechenden Schaltelementen bzw. Bauteilen. Es folgt die Referenzsignalschaltung 1 1 , welche den Schwellwert (UES) vorgibt. Hieran schließt sich in Fig. 3a der Komparator bzw. die Komparatorschaltung 9 an. Erkennbar ist diesem die schaltbare Stromquelle 15 mit den entsprechenden Bauteilen zugeordnet. Die Fig. 3a zeigt zudem die Kompensationsschaltung 21 als Kompensation für Kondensatorentladungen. Auch zeigt Fig. 3a eine Kompensationsschaltung 21 a für einen Anlaufstrom.

An den Komparator 9 schließt sich in Fig. 3b der Treiber 10a für den Halbleiterschalter 2a an, der in Fig. 3b mit M1 bezeichnet und vorzugsweise ein nieder- ohmiger Power-MOSFET ist. Dem Treiber bzw. der Treiberschaltung 10a folgt in Fig. 3b die (Ein-Aus-)Schalteinheit 17 mit deren Bauteilen. An diese schließt sich der Treiber 10b für den Halbleiterschalter 2b mit dem Strombegrenzungswieder- stand R10 an. Der Halbleiterschalter 2b ist ebenfalls vorzugsweise ein Power- MOSFET und in Fig. 3b mit M2 bezeichnet. Es schließt sich in Fig. 3b die Messschaltung 8 an. In Fig. 3b (rechts) sind auch die dort mit V3 bezeichnete Spannungsquelle 6 und ein Wiederstand R2 als Last 7 schaltungstechnisch dargestellt. Fig. 3b zeigt zudem die Komponenten zur Wiedereinschaltsperre des ersten Halbleiterschalters 2a (M1 ) als Funktionsblock 22.

Hinsichtlich der Funktionsweise wird nachfolgend bei Betrachtung der Mess- bzw. Überwachungseinrichtung 8 davon ausgegangen, dass im ausgeschalteten Zustand der Halbleiterschalter (Leistungshalbleiter) M1 , M2 an den Messdioden D1 , D9 und D4, D7 für die Drain-Source-Spannung die Batteriespannung U_BAT der Spannungsquell V3 anliegt. Die Dioden D1 und D9 sowie D4 und D7 sind somit im Sperrzustand. Der Ausgangspegel der Messschaltung 8 am Wiederstand R46 wird durch den Spannungsabfall an den Dioden D8 und D18 bestimmt.

Im eingeschalteten Zustand der Halbleiterschalter (Leistungshalbleiter) M1 , M2 ist der Ausgangspegel der Messschaltung 8 durch den stromabhängigen Spannungsabfall an den Drain-Source-Strecken der Halbleiterschalter M1 , M2 bestimmt. Die Messdioden D1 und D9 sowie D4 und D7 sind im leitfähigen Zustand. Bei Überstrom oder Kurzschluss im Lastpfad 3a steigt der Spannungsfall an den Halbleiterschalter M1 , M2 und bestimmt den Ausgangspegel der Messschaltung 8. Der Transistor Q3 mit dessen Beschaltung stabilisiert den Messwert während der Umschaltung der Halbleiterschalter M1 , M2.

Der Komparator 9 gemäß Fig. 3a als Differenzverstärker aus den beiden Transistoren Q1 und Q2 vergleicht das Referenzsignal mit dem aus der Messschaltung 8 zugeführten Messwert. Der Differenzverstärker ist nur aktiv, wenn die schaltbare Stromquelle 15, das heißt deren dortiger Transistor Q7 aktiviert ist. Die Ausgangswiederstände R1 und R4 des Komparators 9 schalten über die Transistoren Q5 und Q12 den Treiber 10a und über die Transistoren Q6 und Q13 den Treiber 10b.

Die Referenzsignalschaltung 1 1 als Referenzwertgeber für die Abschaltschwelle UDS liefert den Referenzwert für den Komparator 9, in dem dieser durch den Spannungsabfall an den Dioden D2, D10 und D28 sowie an dem Widerstand R48 bestimmt und über den Widerstand R6 dem Komparator 9 zugeführt wird.

Im Verzögerungsglied 14 zur Einschaltverzögerung des Halbleiterschalters 2a (M1 ) wird mittels des Widerstandes R8 und der Zehnerdiode D5 am Transistor Q17 des Komparator (Differenzverstärkers) 9, gebildet aus den Transistoren Q9 und Q17, eine Vergleichsspannung erzeugt. Beim Einschalten des Einschaltpulses S _A am Steuereingang steigt die Spannung am Kondensator C5. Über die Stromquelle, gebildet aus dem Transistor Q18 mit den Dioden D1 6 und D17 sowie aus den Widerständen R43 und R18, wird der Kondensator C6 geladen. Wenn die Spannung am Kondensator C6 die Vergleichsspannung am Transistor Q17 erreicht, schaltet der Transistor Q9 und aktiviert die schaltbare Stromquelle 15 des Komparators 9 neu, sodass die Drain-Source-Spannungsüberwachung 8 aktiv ist. Die schaltbare Stromquelle 15 wird aktiviert durch den Strom aus dem Transistor Q9. Der Stromwert wird durch den Spannungsabfall an den Dioden D1 1 und D13 sowie am Widerstand R7 bestimmt.

Die Schalteinheit (Ein-Aus-)Schalteinheit 17 steht über dem Widerstand R15 und dem Kondensator C5 direkt mit dem Impulsgeber 12 (V2) in Verbindung. Beim Einschalten des Einschaltpulses S _A am Steuereingang 13 steigt die Spannung am Kondensator C5 an. Der Widerstand R15 begrenzt den Einschaltstrom und filtert Spannungseinbrüche aufgrund eventuellen Prellens des Einschaltsignals. Wenn die Spannung den Wert der Zehnerdiode D15 überschreitet, schaltet der Transistor Q4. Die Transistoren Q21 und Q14 erzeugen am Treiber 10b für den Halbleiterschalter 2b (M2) ein schnelles Schaltsignal.

Mittels der Schaltung 19, die für einen Reset nach einem Überstrom eingerichtet ist, wird am Komparator 9 das Kollektorsignal des Transistors Q6 als Reset-Puls an den Transistor Q10 geführt. Der Referenzpegel RDS des Komparators oder Differenzverstärkers, gebildet aus den Transistoren Q1 1 und Q22, wird aus der Drain-Source-Einschaltschwelle UDS an den Transistor Q22 geführt. Am Transistor Q1 1 wird das Steuersignal aus der Widereinschaltsperre 22 dem Halbleiterschalter 2a (M1 ) zugeführt. Der Reset-Puls am Transistor Q10 wird nur dann am Tran- sistor Q6 wirksam, wenn der Pegel der Widereinschaltsperre 22 nicht aktiv ist und das Potential der Basis des Transistors Q1 1 niedriger ist als der Basispegel des Transistors Q22.

Bei der Kompensationsschaltung 21 als Kompensation für die Kondensatorentladung wird beim Einschalten des Treibers 10a für den Halbleiterschalter 2a (M1 ) über das R-C-Glied aus dem Kondensator C1 1 und dem Widerstand R50 und die Diode D14 ein Kompensationssignal an den Komparator 9 geführt. Dieses Kompensationssignal hebt für eine kurze Zeit das Referenzsignal RDS am Komparator 9 an. Dadurch wird bei einem kapazitiven Nachladestrom eines Ladekondensators nicht abgeschaltet, wenn der Nachladestrom die normale Abschaltschwelle überschreitet.

Hinsichtlich der Kompensation für den Anlaufstrom gemäß der Schaltung 21 a ist der durch die Drain-Source-Abschaltsschwelle UDS eingestellte Arbeitsstrom derart bemessen, dass auch bei einem höheren Arbeitsstrom, zum Beispiel dem 4- fachen Nennstrom, nicht abgeschaltet wird. Nach dem Einschalten des Halbleiterschalters 2a (M1 ) wird gleichzeitig mit der Widereinschaltsperre 22 durch die Kompensationsschaltung 21 a die Abschaltschwelle nach einer durch den Kondensator C14 und den Widerstand R64 bestimmten Zeit der Transistor Q23 eingeschaltet. Dadurch reduziert sich nach Ablauf der Kompensationszeit, beispielsweise nach 100ms, die Abschaltschwelle auf den Normalwert von beispielsweise dem 2-fachen Nennstrom.

Nach dem Einschalten des Treibers 10a für den Halbleiterschalter 2a (M1 ) wird mittels der Widereinschaltsperre 22 über den Widerstand R32 und die Diode D12 der Kondensator C4 geladen. Über die Diode D26 steigt die Spannung an der Basis des Transistors Q1 1 in der Resetschaltung 19 nach einem Überstrom erst verzögert an, und ermöglicht ein Widereinschalten (Reset) der gesamten Schaltung am Steuereingang 13. Nach dem Abschalten des Treibers 10a wird der Kondensator C4 über die Diode D24 und den Widerstand R62 schnell entladen, um ein sofortiges Widereinschalten zu verhindern. Bezugszeichenliste

I elektronischer Schutzschalter

2a erster Halbleiterschalter

2b zweiter Halbleiterschalter

3a Hauptstrompfad

3b Strombegrenzungspfad

4 Spannungseingang

5 Lastausgang

6 Spannungsquelle

7 Last

8 Mess-/Überwachungseinrichtung

9 Komparator

10a Treiber

10b Treiber

I I Referenzwertgeber

12 Impulsgeber

13 Steuereingang

14 Verzögerungsglied

15 schaltbare Stromquelle

1 6 Strombegrenzungsglied

17 Schalteinheit

18 Abgriff

19 Reset-Schaltung

20 Abgriff

21 Kompensationsschaltung

22 Funktionsbaustein/Widereinschaltsperre

Ai _,2 Komparatorausgang

E ₂ Komparatoreingang

RDS Referenzsignal/Schwellwert

S _a Ansteuersignal

Sb Ansteuersignal SA Einschaltpuls

S _D s Überwachungssignal

UDS Schwellwert