技术领域

本发明涉及通信技术领域， 尤其是涉及一种对频率锁定的方法、 一种 压控振荡器以及频率产生单元。

背景技术

频率产生单元在现代通信系统和信息处理系统 中十分重要。 作为射频 通信系统发射接收机的本地振荡源和数字信号 处理系统的时钟源， 频率产 生单元的性能指标直接影响到了射频通信系统 以及数字信号处理系统的 ' 1·生 能指标。 目前， 随着数据传输速度的提高， 频率产生单元的锁定时间成为 设计的关键指标之一。 频率产生单元的锁定时间越短， 则频率的转换速度 越快， 从而数据的传输速率也就越快。

频率产生单元主要包括压控振荡器 （ voltage-controlled oscillator， VC0 )、 环路滤波器 （LPF )、 锁相环集成电路（PLL IC )、 VC0至 PLL IC 的反馈带通 （BPF ) 以及锁相环参考晶体。 其中， 压控振荡器是频率产生 单元的重要组成部分之一，主要作用是根据输 入电压输出相应的振荡频率。 目前， 频率产生单元的频率锁定时间较长， 频率转换速度较慢， 影响了数 据的传输速率。

发明内容

本发明解决的技术问题在于提供一种对频率的 锁定方法、 一种压控振 荡器以及频率产生单元， 在具有相应合理参数的情况下能够实现对频率 锁 定时的锁定时间更短， 锁定速度更快。

为此， 本发明提供了一种压控振荡器， 所述压控振荡器包括选频网络电 路和有源器件电路。

所述选频网络电路具有控制电压输入和辅助控 制电压输入， 其中， 所述辅 助控制电压的变化趋势与所述选频网络电路的 目的振荡频率的变化趋势相同， 所述辅助控制电压使得所述选频网络电路的等 效电容值变化 C1 , 控制电压使 得所述选频网络电路的等效电容值变化 C2 , C1与 C2之和为 C3 , 所述 C3为所 述选频网络电路产生的信号的频率从当前频率 转变到目的振荡频率时，所述选 频网络电路的等效电容值变化的电容值； C3的绝对值大于 C2的绝对值。

所述选频网络电路用于根据控制电压和辅助控 制电压产生振荡频率按照 控制电压和辅助控制电压而变化的信号。

所述有源器件电路用于向所述选频网络电路提 供产生振荡频率的能量。 优选地， 所述辅助控制电压先于控制电压输入至所述选 频网络电路。 优选地， 所述选频网络电路包括： 第一、 第二、 第三和第四电感、 第一、 第二、 第三、 第四、 第五、 第六、 第七、 第八和第九电容、 第一、 第二、 第三 和第四变容管组以及一磁珠。

所述第一变容管组包括并联的至少一个变容管 。

所述第二变容管组包括并联的至少一个变容管 。

所述第三变容管组包括并联的至少一个变容管 。

所述第四变容管组包括并联的至少一个变容管 。

所述第一、 第二、 第三、 第八和第九电容的第一端、 所述第一和第四变容 管组中全部变容管的正极以及所述第三和第四 电感的第一端连接到地电压。

所述第一电容的第二端以及第一电感的第一端 连接到控制电压。

所述第一电感的第二端、第四和第五电容的第 一端以及第三变容管组中全 部变容管的负极连接到所述第四变容管组中全 部变容管的负极。

所述磁珠的第一端以及所述第二电容的第二端 连接到辅助控制电压。 所述磁珠的第二端以及所述第三电容的第二端 连接到所述第二电感的第 一端。

所述第二电感的第二端、所述第一变容管组中 全部变容管的负极以及所述 第四和第五电容的第二端连接到所述第二变容 管组中全部变容管的负极。

所述第二变容管组中全部变容管的正极、所述 第三变容管组中全部变容管 的正极以及所述第六和第七电容的第一端连接 到所述第三电感的第二端。

所述第六、 第七、第八和第九电容的第二端以及所述第四 电感的第二端连 接到所述有源器件电路。 优选地， 所述第一变容管组包括第一变容管。

所述第二变容管组包括与第一变容管电压容值 特性相同的第二变容管。 所述第二变容管组包括并联的电压容值特性相 同的第三和第四变容管。 所述第三变容管组包括并联的电压容值特性相 同的第五和第六变容管。 优选地， 所述辅助控制电压由数模转换电路或开关控制 的分压电路提供。 本发明还提供了一种对频率锁定的方法， 所述方法包括：

控制单元根据预先设置的频率和控制电压的关 系曲线，生成目的振荡频率 对应的辅助电压， 将辅助电压输入至本发明提供的压控振荡器， 作为所述压控 振荡器的辅助控制电压； 环路滤波器将控制电压输入至所述压控振荡器 。

所述辅助控制电压使得所述压控振荡器中的选 频网络电路的等效电容值 变化 C1 , 控制电压使得所述选频网络电路的等效电容值 变化 C2。

在所述方法执行的时间到达预设的锁定时间后 将所述压控振荡器输出的 频率作为锁定后的频率。

C1与 C2之和为 C 3 , 所述 C 3为所述选频网络电路产生的信号的频率从当 前频率转变到目的振荡频率时， 所述选频网络电路的等效电容值变化的电容 值； C 3的绝对值大于 C2的绝对值。

优选地， 所述方法还包括：

控制单元在第一时间段内将电压预配置电路输 出的预置电压施加到环路 滤波器， 为所述环路滤波器中的电容充电； 所述电压预配置电路包括正向压降 随温度升高而降低的二极管， 用于输出随温度升高而增加的预置电压。

控制单元在所述第一时间段后切断电压预配置 电路为环路滤波器提供的 预置电压。

优选地， 所述方法还包括：

所述控制单元开启所述锁相环电路的快锁功能 ，并在第一时间段后的第二 时间段将所述锁相环电路产生的快锁信号发送 给所述环路滤波器。

本发明还提供了一种频率产生单元，其特征在 于，所述频率产生单元包括： 控制单元、 锁相环电路、 环路滤波器以及本发明提供的压控振荡器。 所述控制单元用于根据目的振荡频率生成频率 设置信号，并向锁相环电路 发送所述频率设置信号， 以及根据预先设置的频率和控制电压的关系曲 线， 生 成目的振荡频率对应的辅助电压，并将辅助电 压作为辅助控制电压输入至所述 压控振荡器；所述辅助控制电压使得所述压控 振荡器中的选频网络电路的等效 电容值变化 Cl。

所述锁相环电路根据压控振荡器的输出信号和 所述频率设置信号得到对 比信号，根据所述对比信号和参考信号得到反 映所述对比信号和参考信号的相 位差的误差电压信号， 并输出所述误差电压信号至环路滤波器， 所述误差电压 信号经所述环路滤波器滤波处理后输入所述压 控振荡器，作为所述压控振荡器 的控制电压； 控制电压使得所述选频网络电路的等效电容值 变化 C2。

所述压控振荡器将所述压控振荡器产生的信号 发送至所述锁相环电路。 其中， C1和 C2之和为 C3 , 所述 C3为所述选频网络电路产生的信号的频 率从当前频率转变到目的振荡频率时，所述选 频网络电路的等效电容值变化的 电容值； C3的绝对值大于 C2的绝对值。

优选地， 所述控制单元包括数模转换电路； 所述数模转换电路用于根据预 先设置的频率和控制电压的关系曲线， 生成目的振荡频率对应的辅助电压， 并 将所述辅助电压作为辅助控制电压输入至所述 压控振荡器。

优选地， 所述控制单元包括开关控制的分压电路； 所述分压电路用于根据 预先设置的频率和控制电压的关系曲线， 生成目的振荡频率对应的辅助电压， 并将所述辅助电压作为辅助控制电压输入至所 述压控振荡器。

优选地， 所述频率产生单元还包括： 电压预配置电路， 包括正向压降随温 度升高而降低的二极管， 用于输出随温度升高而增加的预置电压。

所述控制单元还用于在第一时间段内将电压预 配置电路输出的预置电压 施加到所述环路滤波器， 为所述环路滤波器中的电容充电， 以及在所述第一时 间段后切断电压预配置电路为环路滤波器提供 的预置电压。

优选地， 所述频率产生单元还包括第一开关和第二开关 。

所述控制单元还用于开启所述锁相环电路的快 锁功能。

第一开关， 连接在所述电压预配置电路和所述环路滤波器 之间， 用于在接 收所述控制单元在第一时间段内发送的预配置 控制信号后接通，将所述电压预 配置电路提供的预置电压施加给所述环路滤波 器。

第二开关， 连接在所述锁相环电路的快锁控制端和所述环 路滤波器之间， 用于在接收所述控制单元在第一时间段后的第 二时间段内发送的快锁控制信 号后接通， 将所述锁相环电路产生的快锁信号发送给所述 环路滤波器。

由上述技术方案可以看出， 控制单元生成的辅助控制电压使得压控振荡 器中选频网络电路的等效电容值变化 C 1 , 而控制电压使得所述选频网络电路 的等效电容值变化 C2 , C1与 C2之和为 C 3 , 所述 C 3为所述选频网络电路产生 的信号的频率从当前频率转变到目的振荡频率 时，所述选频网络电路的等效电 容值变化的电容值； C 3的绝对值大于 C2的绝对值。 可见控制电压只需使得所 述选频网络电路的等效电容值变化 C2 , 相比于没有辅助控制电压的情况， 即 相比于控制电压需使得所述选频网络电路的等 效电容值变化 C 3时， 本发明中 控制电压的变化范围更小， 又由于在压控振荡器的周围环境因素相同时， 频率 锁定的时间取决于控制电压的变化范围， 因此， 本发明实现的频率产生单元 能够使得在压控振荡器的周围环境因素相同并 且压控振荡器输出的振荡频 率变化一定时， 控制电压变化的差值减小， 从而实现对频率锁定的速度更 快， 锁定时间更短。

附图说明

图 1为频率锁定过程阶段图；

图 2为现有技术中的压控振荡器；

图 3为本发明提供的压控振荡器的系统结构图

图 4为本发明提供的压控振荡器的一具体电路图� �

图 5为变容管反向电压与反向电路的关系曲线；

图 6为变容管反向电压与电阻的关系曲线；

图 7为本发明提供的频率锁定方法的流程图；

图 8为本发明提供的频率产生单元的结构图；

图 9为包括频率产生单元的系统的结构图；

图 10为图 8所示的系统的电路图； 图 11为图 8所示的系统的工作流程图。

具体实施方式

请参阅图 1 , 频率锁定过程分为三个阶段：

Tl : Capture Phase (捕获阶段)： 由于频点的切换， 频率从稳定到不稳 定的急剧变化， 输出频率与参考时钟的鉴相频率相位差非常大 ， 锁相环处 于失锁状态， 需要大量的泵电流来捕获目标频率。

T2 : Track Phase (跟踪阶段)：输出频率与参考时钟鉴相频率相� ��差较 小， 锁相环对输出频率进行跟踪， 属于环路自身调节的阶段。

T3 : Stable Phase (稳定阶段)：输出频率与参考时钟鉴相频率相� ��差非 常小， 锁相环处于锁定的状态。 当频率偏差小于 ± 100Hz 时， 锁相环进入 稳定状态。

可以看出， 锁定过程的三个阶段中， 主要是由 T1和 T2阶段决定目标 频率的锁定时间。 而 T2的时间主要是由于环路自身的参数决定。 T2时， 相位差已经比较小了， 靠锁相环自身的调节可以很快进入 T3。 Tl捕获阶段 所消耗的时间， 对整体锁定时间起直接的影响。 因此本发明主要通过减少 T1捕获阶段所消耗的时间， 从而减小整体锁定时间。

图 2为一种常用的压控振荡器， 由于当变容管两端的电压值发生变化 时其电容值也发生变化， 因此当控制电压 （Control Voltage , CV ) 的值改 变时， 其 LC谐振回路电容值也发生改变， 根据/ ^{= 1/27Γ} , 可见其输出 的振荡频率也发生相应的变化。 因此， 压控振荡器输出的振荡频率的值由 其输入的控制电压决定， 振荡频率转换的差值一定时， 输入的控制电压的 差值也确定。 其中， f为压控振荡器产生的信号的频率， L为压控振荡器的 等效电感值， C为压控振荡器的等效电容值。 设 为电容上的初始电压值， 为电容最终可充电或放电得到的 电压值， 电容两端的 电压值到达 t 所需的时间 为 t , 则有 Vt = V0 + (VI - 0) X [1 - Qxp(-t I RQ] _{? ?} t = RCx ln[( VI - V0) l{V\ - Vt)] _? 如上 可见， 在 不变以及其它条件相同时， 电容两端的电压值到达 W时所需 的时间 t由控制电压的差值 AC = V \ - V0决定。 由此可见，压控振荡器的 控制电压变化时， 输出稳定的输出频率所需的时间由控制电压的 差值 AC 决定。

综上可见， 釆用图 2所示的压控振荡器实现对频率锁定时， 其它条件 确定时， 压控振荡器产生的振荡频率变化一定时， 需输入的控制电压的变 化也一定， 因此频率转换所需的时间也是确定的， 即对频率锁定的锁定时 间确定。 其它条件指的是压控振荡器的周围环境因素， 包括温度等。

请参阅图 3 , 本发明提供了一种压控振荡器， 所述压控振荡器包括选频 网络电路 301和有源器件电路 302。

所述选频网络电路 301具有控制电压输入和辅助控制电压输入， 其中， 所 述辅助控制电压的变化趋势与所述选频网络电 路的目的振荡频率的变化趋势 相同， 所述辅助控制电压使得所述选频网络电路的等 效电容值变化 C1 , 控制 电压使得所述选频网络电路的等效电容值变化 C2 , C1与 C2之和为 C3 , 所述 C3 为所述选频网络电路产生的信号的频率从当前 频率转变到目的振荡频率 时， 所述选频网络电路的等效电容值变化的电容值 ； C3的绝对值大于 C2的绝 对值， 即 | C3 | > | C2 |。

所述选频网络电路 301 用于根据控制电压和辅助控制电压产生振荡频 率 按照控制电压和辅助控制电压而变化的信号。 能量。

本发明中提到的辅助控制电压与控制电压是两 种不同的控制电压。

并且在该实施例中， 电容变化的差值 Cl、 C2和 C3均为矢量， 若选频网络 电路的等效电容值增大时，电容变化的差值为 负数，则在该等效电容值减小时， 电容变化的差值为正数。 若选频网络电路的等效电容值减小时， 电容变化的差 值为正数， 则在该等效电容值增大时， 电容变化的差值为负数。

其中， 目的振荡频率， 即所要获得的振荡频率。 在压控振荡器的具体应用 中， 为产生具有一定的振荡频率的信号，将需要获 得的振荡频率作为压控振荡 器中的选频网络电路的目的振荡频率。 目的振荡频率可根据实际情况确定。 所述辅助控制电压可以先于控制电压输入至所 述选频网络电路 301。

其中， 所述辅助控制电压可以由数模转换电路（DAC )提供。

所述辅助控制电压也可以由开关控制的分压电 路提供。具体提供形式可以 为： 将压控振荡器输出频率分为若干个频率区间， 每个频率区间对应唯一的辅 助控制电压，而频率区间对应的具体的辅助控 制电压的电压值根据实际电路确 定。 并且， 辅助控制电压的变化趋势与目的振荡频率的整 体趋势相同， 因此， 与频率区间的整体趋势相同。例如，压控振荡 器的目的振荡频率在 400-435MHZ 区间内时， 分压电路的开关断开， 辅助控制电压为 2V , 压控振荡器的目的振 荡频率在 435-470MHZ区间内时， 分压电路的开关闭合， 辅助控制电压为 4V。

下面举例说明在压控振荡器的周围环境因素相 同时，釆用图 3所示的本发 明提供的压控振荡器相比图 2所示的压控振荡器， 在频率转换一定时， 具有更 快的转换速度。

釆用图 1所示的压控振荡器， 当前频率为 400MHz时， 压控振荡器的等效 电容值为 20pF , 当目的振荡频率为 470MHz时， 压控振荡器的等效电容值需减 小 6pF , 即则图 2所示的压控振荡器的控制电压的变化需使得� �控振荡器的等 效电容值从减小 6pF。 当釆用图 3所示的压控振荡器时， 压控振荡器当前频率 为 400MHz 时， 压控振荡器的等效电容值为 20pF , 当目的振荡频率为 470MHz 时， 压控振荡器的等效电容值需减小 6pF , 即 C3=-6Pf。 而图 3所示的压控振 荡器的辅助控制电压可以使得压控振荡器的等 效电容值从减小 5pF , 即 Cl=-5Pf , 控制电压只需使得压控振荡器的等效电容值减 小 l pF 即可， 即 C2=-lPf。 从而可以看出， 当压控振荡器的输出频率从 400MHz变化到 470MHz 时， 图 3所示的压控振荡器的控制电压只需使得压控� �荡器的等效电容减小 1 pF , 而图 2 所示的压控振荡器的控制电压需使得压控振荡 器的等效电容减小 6pF。 因此， 图 3所示压控振荡器的控制电压相比于图 2所示的压控振荡器的 控制电压， 变化范围更小， 则图 3所示的压控振荡器频率转换时的时间更短。

图 4为本发明提供的压控振荡器的具体实施例的� �路连接图，该实施例包 括选频网络电路和有源器件电路。其中，选频 网络电路包括： 第一电感 L2033、 第二电感 L2043、 第三电感 L2035、 第四电感 L2034、 第一电容 C2090、 第二 电容 C2139, 第三电容 C2137, 第四电容 C2135, 第五电容 C2133, 第六电容 C2084, 第七电容 C2088、 第八电容 C2092、 第九电容 C2091、 第一、 第二、 第 三和第四变容管组以及一磁珠 L2053。

第一变容管组包括第一变容管 D2021, 第二变容管组包括第二变容管

D2020, D2021和 D2020的电压容值特性相同。 第三变容管组包括并联的电压 容值特性相同的第三变容管 D2011和第四变容管 D2012。 第四变容管组包括并 联的电压容值特性相同的第五变容管 D2013和第六变容管 D2014。 电压容值特 性相同指的是电压容值特性曲线相同或相近， 即在具有相同输入电压时， 变容 管的电容值相等或相近。

所述第一电容 C2090、 第二电容 C2139、 第三电容 C2137、 第八电容 C2092 和第九电容 C2091的第一端、 所述第一和第四变容管组中全部变容管 D2021、 D2013以及 D2014的正极以及所述第三电感 L2035和第四电感 L2034的第一端 连接到地电压。

所述第一电容 C2090的第二端以及第一电感 L2033的第一端连接到控制电 压。

所述第一电感 L2033的第二端、第四电容 C2135和第五电容 C2133的第一 端以及第三变容管组中全部变容管 D2011和 D2012的负极连接到所述第四变容 管组中全部变容管 D2013和 D2014的负极。

所述磁珠 L2053的第一端以及所述第二电容 C2139的第二端连接到辅助控 制电压。

所述磁珠 L 2053的第二端以及所述第三电容 C2137的第二端连接到所述第 二电感的第一端。

所述第二电感 L2043 的第二端、 所述第一变容管组中全部变容管 D2021 的负极、所述第四电容 C2135和第五电容 C2133的第二端连接到所述第二变容 管组中全部变容管 D2020的负极。

所述第二变容管组中全部变容管 D2020的正极、所述第三变容管组中全部 变容管 D2011和 D2012的正极、所述第六电容 C2084和第七电容 C2088的第一 端连接到所述第三电感 L2035的第二端。

所述第六电容 C2084、 第七电容 C2088、 第八电容 C2092、 第九电容 C2091 的第二端以及所述第四电感 L2034的第二端连接到所述有源器件电路。

所述有源器件电路用于向所述选频网络电路提 供产生振荡频率的能量。 在该实施例中， 第一变容管组包括第一变容管 D2021 , 第二变容管组包括 与第一变容管 D2021电压容值特性相同的第二变容管 D2020。 第三变容管组包 括并联的电压容值特性相同的第三变容管 D201 1和第四变容管 D201 2。 第四变 容管组包括并联的电压容值特性相同的第五变 容管 D201 3 和第六变容管 D2014。 在其它实施例中， 第一变容管组包括并联的至少一个变容管； 第二变 容管组包括并联的至少一个变容管； 第三变容管组包括并联的至少一个变容 管； 所述第四变容管组包括并联的至少一个变容管 。

辅助控制电压根据目的振荡频率以及预先设置 的频率和控制电压的关系 曲线获得。 其中，预先设置的频率和控制电压的关系曲线 的设计原则为使得输 出的频率变化一定时， 控制电压的变化范围减小。

其中，所述辅助控制电压的变化趋势与所述选 频网络电路的目的振荡频率 的变化趋势相同，所述辅助控制电压使得所述 选频网络电路的等效电容值变化 C1 , 控制电压使得所述选频网络电路的等效电容值 变化 C2 , C1 与 C2之和为 C 3 , 所述 C 3为所述选频网络电路产生的信号的频率从当� �频率转变到目的振 荡频率时， 所述选频网络电路的等效电容值变化的电容值 ； C 3 的绝对值大于 C2的绝对值。

所述辅助控制电压可以先于控制电压输入至所 述选频网络电路。

其中， 所述辅助控制电压可以由数模转换电路（DAC )或开关控制的分压 电路提供。

可以看出。 图 3和图 4所示的实施例中，压控振荡器具有两个控制� �压输 入， 可根据输出的振荡频率设计出合理的辅助控制 电压输入，使得输出的振荡 频率变化相同时，控制电压的变化范围更小， 从而提高频率产生单元的锁定时 间。

例如， 图 1 所示的压控振荡器输出的振荡频率从 400MHz 变化到 470MHz 时， 其控制电压输入的变化范围为 1_4V。 设置本发明提供的压控振荡器输出 的振荡频率从 400MHz 变化到 470MHz 时， 其控制电压输入的目标变化范围为

2. 5V-3. 5V, 根据控制电压的目标变化范围设计辅助控制电 压与输出频率相关 的电压曲线， 预先设置的使得根据该设计好的电压曲线得到 的辅助控制电压， 使得控制电压的变化范围为 2. 5V到 3. 5就能实现输出的振荡频率从 400MHz 变化到 470MHz。 根据公式 ⁼ 0) /(Π— 可知， 控制电压的变 化范围越小， 其锁定的时间越短。 因此， 在本发明提供的压控振荡器中， 根 据该设计好的电压曲线得到的辅助控制电压， 能够减小控制电压的变化范围， 从而实现本发明提供的压控振荡器的频率转换 的速度更快。其中，设计好的电 压曲线可以线性， 也可以为非线性的。 这里， 设计好的电压曲线为本发明中提 到的预先设置的频率和控制电压的关系曲线。

综上可见本发明提供的压控振荡器具有较快的 频率转换速度，下面根据图

4所示的压控振荡器的结构讨论其相位噪声� �大小。

二极管通过外加反向电压可以改变空间电荷区 的宽度，从而改变势垒电容 的大小。 变容二极管， 即变容管， 就是利用这种特性制成的特殊的 ΡΝ结二极 管。 图 4所示的压控振荡器引入的是变容管的反向电� �。

图 5为变容管的反向电压与反向电流的关系。可� �看出， 变容管的反向电 流很小， 因此图 4所示的压控振荡器在应用过程中不会造成额� �的电流。 图 6 为变容管的内阻与反向电压的关系， 而图 2 所示的压控振荡器中输出 400-470ΜΗΖ时的控制电压变化范围为 1-4V, 图 4所示的压控振荡器中， 通过 设计好的电压曲线得到的辅助控制电压，能够 实现输出相同频率的信号时的控 制电压变化范围为 2. 5V到 3. 5V, 而从图 6中可以看出， 随着图 4所示的压控 振荡器的控制电压的增大， 变容管的内阻大幅降低， 而由于变容管内阻越低， 则电路的 Q值越高， 再加上外部电压加在变容管上， 由于接入电容的存在， 压 控振荡器的 Q值不会因为外部电压的接入而大幅降低， 因此， 图 4所示的压控 振荡器通过其具有的较高的 Q值实现了对相位噪声的优化。

此外， 图 4所示的压控振荡器在一定程度上可以提高其� �率变化范围， 可 以在能够接受的锁定时间的范围内， 适当降低压控灵敏度（KV )值， 同样可以 减小其相位噪声。 综上， 图 4所示的压控振荡器， 通过预先设置的频率和控制电压的关系 曲线得到的辅助控制电压，能够实现更快的频 率转换速度以及实现更小的相位 噪声。

本发明还提供了一种对频率锁定的方法， 请参阅图 7 , 所述方法包括： S701 : 控制单元根据预先设置的频率和控制电压的关 系曲线， 生成目的振 荡频率对应的辅助电压， 将所述辅助电压输入至本发明提供的压控振荡 器，作 为所述压控振荡器的辅助控制电压；所述辅助 控制电压使得所述压控振荡器中 的选频网络电路的等效电容值变化 Cl。

S702: 环路滤波器将控制电压输入至所述压控振荡器 ， 该控制电压使得所 述选频网络电路的等效电容值变化 C2。

在所述方法执行的时间到达预设的锁定时间后 将所述压控振荡器输出的 频率作为锁定后的频率。 步骤 S702和 S701的执行顺序不受限定， 一种较优的执行顺序是 S701先 于 S702执行。

C1与 C2之和为 C3 , 所述 C3为所述选频网络电路产生的信号的频率从当 前频率转变到目的振荡频率时， 所述选频网络电路的等效电容值变化的电容 值； C3的绝对值大于 C2的绝对值。

其中，所述预先设置的频率和控制电压的关系 曲线的设置目的是使得压控 振荡器的振荡频率转变一定时， 控制电压的变化范围变小。

辅助控制电压可以由一 DAC电路或一开关控制的分压电路提供。

所述参考信号可以由能够产生一定的振荡频率 的参考晶体提供。

而在该实施例中， 控制电压可以通过以下步骤生成：

控制单元根据目的振荡频率生成频率设置信号 并将所述频率设置信号发 送至锁相环电路。

所述锁相环电路接收到所述频率设置信号后， 根据压控振荡器的输出信 号和所述频率设置信号得到对比信号，根据所 述对比信号和参考信号得到反映 所述对比信号和参考信号的相位差的误差电压 信号，并将所述误差电压信号输 出至环路滤波器。 所述环路滤波器将所述误差电压信号进行滤波 处理后作为控制电压。

并且将通过以上步骤生成的控制电压输入至所 述压控振荡器后， 返回执 行：锁相环电路根据所述压控振荡器的输出信 号和所述频率设置信号得到对比 信号，根据所述对比信号和参考信号得到反映 所述对比信号和参考信号的相位 差的误差电压信号， 并将所述误差电压信号输出至环路滤波器。

其中， 所述频率设置信号可以为分频比， 则锁相环电路根据所述压控振荡 器的输出信号和所述频率设置信号得到对比信 号包括：锁相环电路根据分频比 对压控振荡器的输出信号进行分频， 将分频后信号作为对比信号。

图 7所示的对频率锁定的方法中，使用了本发明� �供的压控振荡器， 因此 通过设计合理的辅助控制电压，使得压控振荡 器的振荡频率改变一定时， 实现 对频率锁定更短的锁定时间和更快的锁定速度 。

优选地， 所述方法还包括： 控制单元在第一时间段内将电压预配置电路输 出的预置电压施加到环路滤波器， 为所述环路滤波器中的电容充电； 所述电压 预配置电路包括正向压降随温度升高而降低的 二极管，用于输出随温度升高而 增加的预置电压。

控制单元在所述第一时间段后切断电压预配置 电路为环路滤波器提供的 预置电压。

优选地， 所述方法还包括：

所述控制单元开启所述锁相环电路的快锁功能 ，并在第一时间段后的第二 时间段将所述锁相环电路产生的快锁信号发送 给所述环路滤波器。

请参阅图 8 ,本发明还提供了一种频率产生单元，所述频� �产生单元包括： 控制单元 801、 锁相环电路 802、 环路滤波器 803以及本发明提供的压控振荡 器 804。

所述控制单元 801用于根据目的振荡频率生成频率设置信号， 并向锁相环 电路 802发送所述频率设置信号，以及根据预先设置 的频率和控制电压的关系 曲线， 生成目的振荡频率对应的辅助电压， 并将所述辅助电压作为辅助控制电 压输入至所述压控振荡器 804 ; 所述辅助控制电压使得所述压控振荡器 804中 的选频网络电路的等效电容值变化 Cl。 所述锁相环电路 802根据压控振荡器 804的输出信号和所述频率设置信号 得到对比信号，根据所述对比信号和参考信号 得到反映所述对比信号和参考信 号的相位差的误差电压信号， 并输出所述误差电压信号至环路滤波器 803 , 所 述误差电压信号经所述环路滤波器滤波处理后 输入所述压控振荡器 804 , 作为 所述压控振荡器 804的控制电压；控制电压使得所述选频网络电 路的等效电容 值变化 C2。

所述压控振荡器 804将所述压控振荡器 804产生的输出信号发送至所述锁 相环电路 802。

所述压控振荡器 804 产生的具有一定振荡频率的信号为该实施例提 供的 频率产生单元所产生的频率信号。

其中， C1与 C2之和为 C3 , 所述 C3为所述选频网络电路产生的信号的频 率从当前频率转变到目的振荡频率时，所述选 频网络电路的等效电容值变化的 电容值； C3的绝对值大于 C2的绝对值。

所述控制单元可以包括数模转换电路；所述数 模转换电路用于根据预先设 置的频率和控制电压的关系曲线， 生成目的振荡频率对应的辅助电压， 并将所 述辅助电压作为辅助控制电压输入至所述压控 振荡器。

所述控制单元可以包括开关控制的分压电路； 所述分压电路用于根据预先 设置的频率和控制电压的关系曲线， 生成目的振荡频率对应的辅助电压， 并将 所述辅助电压作为辅助控制电压输入至所述压 控振荡器。

控制单元可以包括 CPU。

其中， 所述频率设置信号可以为分频比， 则所述锁相环电路 802根据压控 振荡器 804的输出信号和所述频率设置信号得到对比信 号包括：所述锁相环电 路 802根据分频比对压控振荡器 804的输出信号进行分频，将分频后信号作为 对比信号。

其中， 锁相环电路可以为锁相环集成芯片， 集成了鉴相器和分频器。 所述参考信号可以由能够产生一定的振荡频率 的参考晶体提供。

压控振荡器和锁相环电路之间可通过反馈电路 连接。

其中， 在满足频率产生单元所有指标要求的情况下， 辅助控制电压的 设计原则是使得控制电压变化范围尽量减小。 这里指标要求可以根据系统 的要求人为设定。

优选地， 所述频率产生单元还包括： 电压预配置电路， 包括正向压降随 温度升高而降低的二极管， 用于输出随温度升高而增加的预置电压。

则所述控制单元还用于在第一时间段内将电压 预配置电路输出的预置电 压施加到所述环路滤波器， 为所述环路滤波器中的电容充电， 以及在所述第一 时间段后切断电压预配置电路为环路滤波器提 供的预置电压。

优选地， 所述频率产生单元还包括第一开关和第二开关 ；

所述控制单元还用于开启所述锁相环电路的快 锁功能。

第一开关， 连接在所述电压预配置电路和所述环路滤波器 之间， 用于在接 收所述控制单元在第一时间段内发送的预配置 控制信号后接通，将所述电压预 配置电路提供的预置电压施加给所述环路滤波 器。

第二开关， 连接在所述锁相环电路的快锁控制端和所述环 路滤波器之间， 用于在接收所述控制单元在第一时间段后的第 二时间段内发送的快锁控制信 号后接通， 将所述锁相环电路产生的快锁信号发送给所述 环路滤波器。

图 9为包括频率产生单元的系统的结构图， 该系统中主要包括： CPU ( OMAP ) 901 , 锁相环电路 ( PLL IC ) Sky72310 902、 环路滤波器 （ LPF ) 903、 压控振荡器 （VCO ) 904、 VCO至 PLL IC的反馈电路（ BPF ) 905、 緩冲电路 （Buffer ) 906、 数模转换电路 （ DAC ) 907、 锁相环参考晶体 (VC_TCXO)908、 电压开关 1 ( Swithl ) 909、 电压开关 2 ( Swith2 ) 910以 及电压预配置电路（Pre— Setup— CV ) 911。 其中， VCO904为本发明提供的 VCO, DAC907为 VCO904提供辅助控制电压。

图 10 为图 9 所示的系统中的 Sky72310 902、 LPF903、 BPF905、 VC— TCXO908的电路连接图。

其中 LPF903输出的电压作为控制电压发送至本发明提 供的 VCO。 图 11为图 9所示的系统工作时的流程图。 具体包括：

S1101 : 当设备上电或者切换信道时， 首先 DAC根据频点信息给 VCO 输出相应的辅助控制电压， 这个时间通常 短。 S1102: 给 PLLIC配置锁定所需的频点信息， 同时打开 PLLIC的快锁 功能， 但是由于开关 2隔离， 快锁功能未加到环路滤波器上。

S1103: 打开预置电压开关 1 并持续 tl 时间， 给环路滤波器预置一个 固定电压。

S1104: 关闭电压开关 1 并打开开关 2, 使其持续 t2时间， 此时 PLL 的快锁功能作用到环路滤波器， 加快了锁定。

S1105: 关闭电压开关 2

S1106: 将 PLL的快锁模式切换为锁定检测模式， 使图 9所示的系统 实现正常锁定。

在整个过程中， tl时间长度和 t2时间长度直接决定环路滤波器的过充 与否以及锁定时间， 所以需要根据最终锁定时间控制 tl和 t2的时间长度， 以减弱过冲。

这里， 预置电压电路所预置的电压根据 CV 变化范围而定。 通常预置 电压选取的是 CV的中间值， 如 CV为 1V~4V, 则预置电压选取为 2.5V 考虑到环路滤波器的过冲和欠充情况，可适当 调整预置电压的具体电压值。

表 1为通过实验测出的， 釆用图 9所示的系统并且釆用图 11所示的频 率锁定工作过程时， 在不同温度下的频率锁定时间、 相位噪声以及相位余 度， 其中系统中的压控振荡器为图 4所示的压控振荡器。

表 1

频率. (MHz) 至 /STL -30°C 80°C

2.71 3.73 3.06 锁定时间 2.75 3.82 2.53

(ms) 180->218 2.58

218->180 2.31

336 -117

相位噪声 396 -117.5

(dBc/Hz) 180 -119 336 35。

相位余度 396 35。

(。 ) 180 36。

218 36。

表 2为釆用图 9所示的系统结构并且釆用图 11所示的频率锁定工作过 程时， 在不同温度下的频率锁定时间， 其中系统中釆用的压控振荡器为图 2所示的压控振荡器。

表 2

表 3为釆用图 9所示的系统的结构， 但锁相环集成电路不具有快速锁 定功能， 在不同温度下的频率锁定时间， 其中频率产生单元中釆用的压控 振荡器为图 2所示的压控振荡器。

表 3

由表 1、 表 2以及表 3可以看出， 釆用图 9所示的系统结构并且釆用图 11所示的频率锁定工作过程时， 系统釆用的压控振荡器为图 4所示的压控 振荡器时， 输出频率转换一定时其所耗费的时间越短， 即锁定频率的速度 越快。 并且， 从表 1 可以看出， 釆用图 4所示的压控振荡器时， 具有较好 的相位噪声和相位余度。

以上所述仅是本发明的优选实施方式， 应当指出， 对于本技术领域的 普通技术人员来说， 在不脱离本发明原理的前提下， 还可以作出若干改进 和润饰， 这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。