DC/DC-Wandler hoher Leistung

Die Erfindung betri f ft einen DC/DC-Wandler des Phase-Shi ft- Typs mit aktivem Überspannungsschutz .

Zur Begrenzung von Überspannungen kommt in DC/DC-Wandlern des Phase-Shi f t-Full-Bridge-Typs ( PSFB ) eine so genannte Clamping-Schaltung zum Einsatz . Für Wandler größerer Leistung (mehr als 25 kW) wird diese typischerweise aktiv ausgeführt (" active clamping" ) , d . h . unter Verwendung eines Leistungshalbleiters .

Die zusätzliche durch dessen Verluste eingebrachte Wärme muss nun ebenso wie die der weiteren Leistungshalbleiter abgeführt werden . In der Regel wird aus Designgründen hierzu die gleiche Kühlungsart (Kühlkörper ) genutzt , die auch für die restlichen Leistungshalbleiter eingesetzt wird .

Wie in den meisten Stromrichtern für hohe Leistungen kommen auch in PSFB-DC/DC-Wandlern typischerweise Leistungsmodule zum Einsatz . Diese enthalten zwei oder mehr Leistungshalbleiter . Die Verwendung von vereinzelten Leistungshalbleitern ist dagegen unüblich . Die genannten Punkte führen nun dazu, dass ein Leistungsmodul mit zwei Leistungshalbleitern für das active clamping eingesetzt wird, obwohl nur ein Leistungshalbleiter benötigt wird . Die beiden Leistungshalbleiter sind in einem Modul oft derart verschaltet , beispielsweise als Halbbrückenschaltung, dass eine direkte Parallelschaltung der beiden Leistungshalbleiter nicht möglich ist .

Die Anfertigung von spezialisierten Leistungsmodulen ist nur bei Anwendungen mit hohen Stückzahlen wirtschaftlich . Daher muss nachteiligerweise akzeptiert werden, dass der Schalter nicht genutzt wird . Die Verwendung eines vereinzelten Leistungsschalters anstelle des Leistungsmoduls ist sehr unattraktiv, da sowohl die Integration in das Kühlsystem der Leistungsmodule als auch die Bereitstellung einer eigenen Kühlung sehr aufwändig ist .

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen DC/DC-Wandler des Phase- Shi ft-Typs anzugeben, der die genannten Nachteile überwindet .

Diese Aufgabe wird durch einen DC/DC-Wandler mit den in Anspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst .

Der erfindungsgemäße DC/DC-Wandler des Phase-Shi f t-Typs weist einen ersten bis vierten Leistungsschalter auf , die zusammen eine Vollbrücke bilden sowie eine Resonanzspule , die mit der Primärseite eines Trans formators eine Serienschaltung bildet , wobei die Serienschaltung zwischen die Mittelpunkte der Halbbrücken der Vollbrücke geschaltet ist .

Weiterhin weist der DC/DC-Wandler einen an die Sekundärseite des Trans formators angeschlossenen Brückengleichrichter auf . Der Brückengleichrichter umfasst zweckmäßig in bekannter Weise vier Dioden, die nach Art einer Vollbrücke zusammengeschaltet sind .

Ferner umfasst der DC/DC-Wandler eine parallel zum Ausgang des Brückengleichrichters geschaltete Überspannungsschutz- Schaltung, wobei die Überspannungsschutz-Schaltung eine Serienschaltung aus einem Kondensator und einem fünften Leistungsschalter aufweist . Parallel zum Ausgang des Brückengleichrichters ist weiterhin ein sechster Leistungsschalter geschaltet , wobei der fünfte und sechste Leistungsschalter gleichsinnig in Serie geschaltet sind und zusammen als Leistungsmodul aufgebaut sind . Schließlich umfasst der DC/DC- Wandler eine Steuerungseinrichtung für die vorhandenen Leis- tungs schal ter .

Vorteilhaft wird hierdurch erreicht , dass ein Leistungsmodul mit einer Verschaltung von zwei Leistungsschaltern in einer Halbbrücken-Konf iguration für den Aufbau des DC/DC-Wandlers für den fünften und sechsten Leistungsschalter verwendet wer- den kann und dabei auch vollständig genutzt wird . Die Verschaltung in Halbbrücken-Konf iguration stellt die häufigste Art der Verschaltung zweier Leistungsschalter in einem Leistungsmodul dar, woraus sich eine hohe Verfügbarkeit und Vielfalt zur idealen Anpassung an die Spezi fikation des DC/DC- Wandlers ergibt .

Während der fünfte Leistungsschalter für den Überspannungsschutz verwendet wird, ist der sechste Leistungsschalter so verschaltet , dass die Gleichrichterdioden damit in bestimmten Betriebs zuständen entlastet werden können, in dem er eingeschaltet wird . Hierdurch wird insgesamt eine verbesserte Ausnutzung der vorhandenen Komponenten bei möglichst einfacher Fertigung mit verfügbaren Bauteilen erreicht .

Vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen DC/DC- Wandlers gehen aus den abhängigen Ansprüchen hervor . Dabei kann die Aus führungs form der unabhängigen Ansprüche mit den Merkmalen eines der Unteransprüche oder vorzugsweise auch mit denen aus mehreren Unteransprüchen kombiniert werden . Demgemäß können noch zusätzlich folgende Merkmale vorgesehen sein :

Die Steuerungseinrichtung kann ausgestaltet sein, den ersten bis vierten Leistungsschalter nach Art eines Phase-Shi ft- Wandlers zu betreiben . Dabei wird zwischen den Schaltzeitpunkten der Leistungsschalter der ersten Halbbrücke der Vollbrücke und den Schalt Zeitpunkten der Leistungsschalter der zweiten Halbbrücke der Vollbrücke eine als Phasenverschiebung wirkende Zeitdauer eingeführt . Diese Zeitdauer führt dazu, dass die diagonal liegenden Leistungsschalter der Vollbrücke nicht mehr im Wesentlichen gleichzeitig an- und ausschalten, sondern j e nach Betriebssituation deutlich zueinander versetzt . Diese Versetzung oder Phasenverschiebung kann so deutlich sein, dass die beiden oberen Leistungsschalter der Vollbrücke oder die beiden unteren Leistungsschalter der Vollbrücke für einen Uberlappzeitraum gemeinsam eingeschaltet sind . Phase-Shi ft DC/DC-Wandler bieten besonders geringe Schaltverluste durch Zero-Voltage-Switching . Beim Phase-Shi f t-Prinzip wirkt die Phasenverschiebung als Tastgrad, wobei eine geringe Phasenverschiebung einem hohen Tastgrad entspricht und eine hohe Phasenverschiebung einem geringen Tastgrad . Die Phasenverschiebung führt dazu, dass zu einem Teil der Anschaltdauern die beiden oberen Leistungsschalter oder die beiden unteren Leistungsschalter der Vollbrücke zusammen eingeschaltet sind und somit die Primärseite des Trans formators kurzgeschlossen ist .

Die Steuerungseinrichtung kann ausgestaltet sein, den sechsten Leistungsschalter aus zuschalten, wenn am Trans formator eine Spannung anliegt und den sechsten Leistungsschalter einzuschalten, wenn keine Spannung am Trans formator anliegt .

In Betriebssituationen, in denen keine Spannung am Trans formator anliegt und somit auch keine Energie im Trans formator übertragen wird, treibt die in der Ausgangs-Spule des DC/DC- Wandlers magnetisch gespeicherte Energie dennoch einen Stromfluss weiter, der durch die Dioden des Brückengleichrichters fließt . Der eingeschaltete sechste Leistungsschalter bietet einen weiteren Strompfad, der Strom fließt also nun zusätzlich durch den sechsten Leistungsschalter anstatt nur durch die Dioden des Brückengleichrichters .

Dadurch werden zum einen die Gleichrichterdioden entlastet , d . h . die Verluste der Dioden sinken . Durch seine ohmsche Charakteristik weist ein MOSFET ein besseres Durchlassverhalten als eine Diode gleicher Leistungsklasse auf . Es ist somit möglich, die Halbleiterverluste der gesamten Schaltung abzusenken . Weiterhin verteilen sich die elektrischen Verluste auf mehr Schalter, was in der Regel für die Kühlung wünschenswert ist , da so eine bessere Wärmeverteilung auf dem Kühlkörper erzielt wird .

Das Einschalten des sechsten Leistungsschalters passiert insbesondere in den Zeitdauern, in denen die Primärseite des Trans formators kurzgeschlossen ist durch eine überlappende Einschaltdauer der beiden oberen Leistungsschalter oder der beiden unteren Leistungsschalter der Vollbrücke . Das Abschalten des sechsten Leistungsschalters ist somit Teil des normalen Schalt zyklus . Die Schaltvorgänge des sechsten Leistungsschalters passieren dabei doppelt so oft wie die der ersten vier Leistungsschalter, er schaltet also mit der doppelten Frequenz .

Der DC/DC-Wandler umfasst bevorzugt einen gemeinsamen Kühlkörper für die Leistungsmodule , die die ersten bis sechsten Leistungsschalter umfassen . Insbesondere wird also auch dasj enige Leistungsmodul , das den fünften und sechsten Leistungsschalter bereitstellt , in die Kühlung der anderen Leistungsmodule mit einbezogen . Hierdurch wird eine optimale Kühlung alle Leistungsschalter bei möglichst einfacher Herstellung des DC/DC-Wandlers erreicht .

DC/DC-Wandler des Phase-Shi f t-Typs werden häufig unidirektio- nal ausgeführt und verwenden daher einen diodenbasierten Gleichrichter . Es ist aber auch möglich, den Gleichrichter aktiv aus zuführen unter Verwendung von Leistungsschaltern und damit einen bidirektionalen DC/DC-Wandler des Phase-Shi ft- Typs bereitzustellen .

Der DC/DC-Wandler weist insbesondere eine Nennleistung von mehr als 20 kW auf . Dafür ist es zweckmäßig, wenn die in dem DC/DC-Wandler verbauten Leistungsschalter eine Stromtragfähigkeit von wenigstens 100 A und/oder eine Sperrspannungs festigkeit von wenigstens 100 V aufweisen .

Im Folgenden wird die Erfindung anhand der in den Figuren dargestellten Aus führungsbeispiele näher beschrieben und erläutert . Es zeigen :

Figur 1 ein Schaltbild eines Phase-Shi f t-DC/DC-Wandlers mit

MOSFETs als Leistungsschaltern, Figur 2 Schaltverläufe der MOSFETs des Phase-Shi f t-DC/DC- Wandlers .

Figur 1 zeigt ein elektrisches Schaltbild eines DC/DC- Wandlers 10 vom Typ Phase-Shi f t-Full-Bridge ( PSFB ) . Der DC/DC-Wandler 10 umfasst eine Vollbrücke 110 aus einem ersten bis vierten MOSFET (Metalloxid-Halbleiter Feldef fekt- Transistor ) 11...14 . Die MOSFETs 11...14 sind in Figur 1 zusammen mit ihrer Body-Diode und ihrer parasitären Ausgangskapazität dargestellt . Bei diesen zusätzlichen Bauteilen handelt es sich also in diesem Aus führungsbeispiel nicht um tatsächliche separate Bauteile .

Die MOSFETs 11...14 bilden dabei in bekannter Weise zwei parallelgeschaltete Halbbrücken, wobei j ede der Halbbrücken zwei der MOSFETs 11...14 in gleichsinniger Serienschaltung umfasst . Die Vollbrücke 110 ist mit den Außenanschlüssen der Halbbrücken an Eingangsanschlüsse 15 , 16 für eine Gleichspannung angeschlossen .

Zwischen die Mittelpunkte 17 , 18 der Halbbrücken ist eine Serienschaltung aus einer Resonanzinduktivität 19 und der Primärseite 21 eines Trans formators 20 geschaltet . Die Sekundärseite 22 des Trans formators 20 wiederum ist mit einem Brückengleichrichter 23 verbunden . Der Brückengleichrichter 23 umfasst vier Dioden 24...27 , die analog zu einer Vollbrücke zusammengeschlossen sind . Die Dioden 24...27 sind in Figur 1 ebenfalls zusammen mit ihrer parasitären Kapazität dargestellt , bei der es sich also ebenfalls nicht um ein tatsächliches separates Bauteil handelt .

Am Ausgang des Brückengleichrichters ist seriell zu einer symbolischen Last 35 eine für DC/DC-Wandler des Phase-Shi ft- Typs übliche Ausgangs- Induktivität 28 angeschlossen . Weiterhin ist ein Glättungs-Kondensator 29 parallel zum Ausgang des Brückengleichrichters , also parallel zur Last 35 , angeschlossen . Ebenfalls am Ausgang des Brückengleichrichters angeschlossen ist eine Überspannungsschutz-Schaltung 30 . Diese umfasst eine Serienschaltung aus einem Schutz-Kondensator 32 und einer Parallelschaltung mit einer Schutz-Diode 33 und einem fünften MOSFET 31 . Die Schutz-Diode 33 ist dabei so gestaltet , dass sie bei einer auftretenden Überspannung leitend wird und somit die Spannung auf diej enige des Schutz-Kondensators 32 begrenzt . Die Dauer des möglichen Schutzes ist dabei durch die Aufladung des Schutz-Kondensators 32 begrenzt ; bei DC/DC- Wandlern des Phase-Shi f t-Typs ist aber das Auftreten und die Dauer der Überspannungen bekannt und der Schutz-Kondensator 32 kann derart ausgelegt werden, dass ein ausreichender Schutz besteht . Der fünfte MOSFET 31 dient der Entladung des Schutz-Kondensators 32 nach einer Phase der Überspannung und wird daher in einem passenden Zeitraum eingeschaltet , um die Entladung zu bewirken .

In einer alternativen Ausgestaltung, die nicht in Figur 1 dargestellt ist , umfasst die Überspannungsschutz-Schaltung 30 keine Schutz-Diode 33 . In diesem Fall wird die Funktion des Schutzes auch vom fünften MOSFET 31 übernommen, der dafür eingeschaltet werden muss , sobald eine Überspannung auftritt .

Ebenfalls am Ausgang des Brückengleichrichters und damit parallel zur Überspannungsschutz-Schaltung 30 ist ein sechster MOSFET 34 geschaltet . Der fünfte und sechste MOSFET 31 , 34 sind dabei j eweils zusammen mit ihrer Body-Diode in Figur 1 dargestellt .

Es ist erkennbar, dass der fünfte und sechste MOSFET 31 , 34 gleichsinnig und in Serie geschaltet sind nach Art einer Halbbrücke , wenn sie auch in der Schaltung der Figur 1 nicht als typische Stromrichter-Halbbrücke verwendet und gesteuert werden . Daher ist es vorteilhaft möglich, für den fünften und sechsten MOSFET ein Leistungsmodul zu verwenden, in dem zwei MOSFETs als Halbbrücke verschaltet sind . In der Schaltung gemäß Figur 1 werden beide MOSFETs 31 , 34 verwendet und keiner der Schalter ist verschwendet . Das Leistungsmodul , das den fünften und sechsten MOSFET 31 , 34 bereitstellt , wird in derselben Weise mit dem Kühlkörper für den DC/DC-Wandler verbunden wie diej enigen Leistungsmodule , die den ersten bis vierten MOSFET 11...14 bereitstellen .

Der DC/DC-Wandler 10 umfasst eine Steuerung für die MOSFETs

11...14 , 31 , 34 , die Ein- und Ausschaltsignale für die MOSFETs

11...14 , 31 , 34 erzeugt und diese an die Treiber übermittelt .

Die Ansteuerung der MOSFETs 11...14 der Vollbrücke 17 erfolgt dabei in einer bekannten Weise für Phase-Shi f t-DC/DC-Wandler . Bei einfachen Wechselrichtern würden die j eweils diagonal zueinander liegenden MOSFETs 11...14 , also einmal das Paar aus MOSFETs 11 , 14 und zum anderen das Paar aus MOSFETs 12 , 13 gemeinsam an- und ausgeschaltet .

Beim Phase-Shi f t-Betrieb passiert das Anschalten aber nicht gleichzeitig, sondern die leitenden Zeiträume der Schalter der beiden Halbbrücken sind zueinander zeitlich verschoben, unterliegen also einer Phasenverschiebung . Die Größe der Phasenverschiebung definiert den Tastgrad des Wandlers , wobei eine große Phasenverschiebung einem kleinen Tastgrad entspricht und umgekehrt . Die Phasenverschiebung kann dabei so erheblich sein, dass beide oberen Schalter oder beide unteren Schalter, also MOSFETs 11 , 13 oder MOSFETs 12 , 14 gleichzeitig eingeschaltet sind und die Primärseite 21 des Trans formators 20 kurzschließen .

Ein entsprechendes Schaltschema ist ausschnittsweise in Figur 2 dargestellt . In Figur 2 zeigen die Linien die Schaltvorgänge 111...114 des ersten bis vierten MOSFET 11...14 . Dabei bezeichnet das Niveau nahe der Basislinie den ausgeschalteten Zustand, während ein erhöhter Verlauf des Schaltvorgangs

111...114 den eingeschalteten Zustand bezeichnet .

Wie erkennbar ist , ist von den j eweils eine Halbbrücke bildenden MOSFETs 11...14 , also dem ersten und zweiten MOSFET 11 , 12 einerseits und dem dritten und vierten MOSFET 13 , 14 ande- rerseits zu j edem Zeitpunkt höchstens einer eingeschaltet , um die Eingangsspannung nicht kurz zuschließen . Dabei wird ein Puf ferzeitraum eingehalten, in dem beide Schalter ausgeschaltet sind, um auch kurz zeitige Kurzschlüsse zu vermeiden, die ansonsten auftreten würden, da die Schalter nicht unendlich schnell schalten .

Weiterhin zeigen die Linien der Figur 2 , dass die diagonal liegenden MOSFETs 11...14 nicht gleichzeitig an- und ausschalten, wie das bei einem einfachen Wechselrichter der Fall wäre . Vielmehr besteht eine Phasenverschiebung 150 , also ein zeitlicher Versatz . Die Größe des Versatzes hängt von der aktuellen Betriebssituation ab, sodass Figur 2 lediglich einen möglichen und beispielhaften Verlauf zeigt . Die Phasenverschiebung 150 führt dazu, dass zwischen den Einschaltphasen der beiden oberen MOSFETs 11 , 13 ein Überlapp besteht , ebenso zwischen den beiden unteren MOSFETs 12 , 14 . Während dieses Überlapps ist die Primärseite 21 des Trans formators 20 kurzgeschlossen .

Bezüglich des sechsten MOSFETs 34 werden in einem DC/DC- Wandler 10 des Phase-Shi f t-Typs zwei Betriebssituationen unterschieden . Bei der ersten Betriebssituation liegt am Transformator 20 eine Eingangsspannung an, die positiv oder negativ sein kann . Damit wird Energie von der Primärseite des DC/DC-Wandlers 10 , also der Seite des ersten bis vierten MOSFETs 11...14 an die Sekundärseite des DC/DC-Wandlers 10 übertragen .

In der zweiten Betriebssituation liegt am Trans formator keine Spannung an . Es wird in diesem Fall keine Energie von der Primärseite an die Sekundärseite übertragen . Die durch die Ausgangsinduktivität 28 gespeicherte Energie sorgt für einen fortgesetzten Stromfluss ( im nichtlückenden Betrieb ) weiter zum Ausgang der Schaltung, also zur Last 35 . In dieser Betriebssituation wird der sechste MOSFET 34 eingeschaltet . Der durch die Ausgangs- Induktivität 28 getriebene Strom findet dadurch zusätzlich zu den Dioden 24...27 des Brückengleichrichters einen weiteren Freilaufpfad in dem sechsten MOSFET 34 .

Figur 2 zeigt anhand von des Schaltverlaufs 134 , wie der sechste MOSFET 34 geschaltet wird . Zu den j eweiligen Überlapp-Phasen, die sich aus dem Überlapp der Einschaltphasen des ersten und dritten MOSFETs 11 , 13 einerseits und des zweiten und vierten MOSFETs 12 , 14 andererseits ergeben, wird der sechste MOSFET 34 eingeschaltet . Es ist erkennbar, dass sich pro Schaltzyklus zwei Einschaltphasen für den sechsten MOSFET 34 ergeben, so dass dieser mit der doppelten Frequenz der MOSFETs 11...14 betrieben wird .

Da der sechste MOSFET 34 und der Brückengleichrichter parallelgeschaltet sind, sinkt insgesamt der elektrische Widerstand im Freilaufpfad . Dadurch sinken die insgesamt auftretenden elektrischen Verluste und somit der Wärmeeintrag in den Kühlkörper . Weiterhin verteilen sich die auftretenden Verluste auf eine größere Anzahl von Elementen, nämlich neben den Dioden 24...27 nun auch auf den sechsten MOSFET 34 , was eine verbesserte Wärmeverteilung auf dem Kühlkörper ergibt .

Be zugs Zeichen

10 DC/DC-Wandler

11...14 MOSFET

15 , 16 Eingangsanschlüsse

17 , 18 Mittelpunkte der Halbbrücken

19 Resonanzspule

20 Trans formator

21 Primärseite

22 Sekundärseite

23 Brückengleichrichter

24...27 Dioden

28 Ausgangs- Induktivität

29 Glättungs-Kondensator

30 Überspannungsschutz-Schaltung

31 , 34 MOSFET

32 Schutz-Kondensator

33 Diode

35 Last

110 Vollbrücke

111...114 , 134 Schaltverläufe

150 Phasenverschiebung