L'invention a pour domaine celui des chaînes d'amplification fonctionnant sur une large bande passante, notamment des systèmes embarqués.

Une fonction de base d'une chaîne de traitement, notamment hyperfréquence, est l'amplification du signal appliqué en entrée de manière à obtenir un signal amplifié en sortie. Il est souvent nécessaire de pouvoir contrôler le gain d'une telle chaîne d'amplification.

En effet, le contrôle du gain permet d'augmenter la dynamique de la chaîne d'amplification, en particulier pour la chaîne de traitement d'une antenne fonctionnant en réception, et d'adapter les caractéristiques de la chaîne d'amplification au niveau du signal à traiter, cette adaptation étant de préférence réalisée en temps réel.

Le contrôle du gain d'une chaîne d'amplification est par conséquent une fonctionnalité clé.

Le fait de devoir fonctionner sur une large bande passante impose à la chaîne d'amplification de posséder les caractéristiques suivantes :

- fonctionner sur une large bande de fréquence ;

- commuter d'une valeur de gain à l'autre en un temps limité, pouvant être extrêmement court, par exemple inférieur à 50 nanosecondes ;

- posséder un facteur de bruit qui n'augmente pas plus rapidement que la valeur absolue de la variation de gain, lorsque le gain est diminué ;

- présenter une puissance en sortie et des caractéristiques de linéarité du signal de sortie en fonction du signal d'entrée qui sont peu sensibles à des variations du gain de la chaîne d'amplification.

On connaît deux types de chaînes d'amplification à gain variable. Le premier type est constitué par les chaînes d'amplification dont le gain varie de manière continue. Le second type est constitué par les chaînes d'amplification dont le gain varie de manière discrète entre au moins deux valeurs de gain.

Pour le premier type de chaîne d'amplification, il existe deux modes de réalisation. Dans le premier mode de réalisation connu, le contrôle du gain est obtenu en combinant un amplificateur à gain fixe avec un atténuateur variable.

Dans le second mode de réalisation connu, le contrôle du gain est obtenu en pilotant le point de polarisation des composants actifs des éléments amplificateurs de la chaîne d'amplification. Dans le premier mode de réalisation, si l'atténuateur variable est placé en amont de l'amplificateur, un inconvénient majeur réside dans l'augmentation du facteur de bruit de la chaîne d'amplification. En effet, pour des signaux d'entrée de faible intensité, l'atténuateur est réglé à l'atténuation minimum et cette atténuation minimum vient directement s'ajouter au facteur de bruit de l'amplificateur.

Dans le premier mode de réalisation, si l'atténuateur variable est placé en aval de l'amplificateur, l'inconvénient majeur réside dans la diminution de la puissance maximum des signaux de sortie. En effet, le gain de l'amplificateur est diminué de la valeur de l'atténuation courante à laquelle est réglé l'atténuateur, c'est-à-dire au moins l'atténuation minimum. De plus, dans cette variante de réalisation, l'amplificateur reste exposé directement aux signaux les plus forts pour lesquels l'atténuateur sera bloqué à son atténuation maximum. Ceci a un effet dommageable sur les caractéristiques de linéarité de la chaîne d'amplification pour de tels signaux forts.

Dans ce premier mode de réalisation, le gain maximum de la chaîne d'amplification, est égal au gain de l'amplificateur, diminué de l'atténuation de l'atténuateur variable, qui est au moins supérieure à l'atténuation minimum de ce dernier. Plus l'atténuation minimum est forte plus il faudra augmenter le gain pour que la chaîne d'amplification présente le gain total souhaité. Ceci a un impact négatif sur la consommation de la chaîne d'amplification.

Le second mode de réalisation est encore plus difficile à mettre en œuvre car il cumule les inconvénients du premier mode de réalisation : le facteur de bruit et la puissance (ou les caractéristiques de linéarité) dépendent des points de polarisation des composants actifs de l'élément amplificateur. Le pilotage de ces points de polarisation pour faire varier le gain s'oppose en général aux objectifs recherchés pour un système devant fonctionner sur une large bande passante.

Dans le second type de chaîne d'amplification, pour lequel le gain varie de manière discrète, il existe un mode de réalisation connu sous la dénomination de dispositif de plot de gain.

Un tel élément amplificateur est constitué, comme cela est représenté sur la figure

1 , de deux composants de base placés en parallèle entre deux commutateurs. Le premier composant est un amplificateur de gain G. le second composant est un atténuateur d'atténuation A.

Le gain total Gt de ce dispositif peut prendre deux valeurs en fonction de l'état des commutateurs d'entrée et de sortie. Lorsque le chemin de commutation passe par la branche supérieure du dispositif de la figure 1 , c'est-à-dire à travers l'atténuateur, le gain total Gt est égal à :

Gt = - 2xP - A,

où P est la perte introduite par le commutateur d'entrée ou le commutateur de sortie.

Lorsque le chemin de puissance passe par la branche inférieure du dispositif de la figure 1 , c'est-à-dire à travers l'amplificateur, le gain total Gt du dispositif de plot de gain est égal à :

Gt = - 2xP + G.

Le dispositif de plot de gain est alors caractérisé par la différence entre ces deux valeurs de gain possibles, soit : G + A.

Dans une variante où l'atténuateur est remplacé par une simple connexion, qui, en première approximation, est à perte nulle, le principe présenté ci-dessus est le même avec : A = 0.

Dans une variante où l'amplificateur est remplacé par une simple connexion, qui, en première approximation, est à perte nulle, le principe est le même que celui indiqué ci- dessus avec G = 0. Cette dernière variante de réalisation est généralement dénommée dispositif de plot d'atténuation.

Ainsi, l'utilisation de commutateurs en entrée et en sortie a pour conséquence une dégradation directe du facteur de bruit de la chaîne d'amplification. En effet, les commutateurs étant des structures passives, les pertes du commutateur d'entrée viennent directement s'ajouter aux facteurs de bruit du reste de la chaîne d'amplification (commutateurs de sortie et amplificateur ou atténuateur).

De la même manière, la puissance de sortie du dispositif de plot de gain est directement dégradée par les pertes du commutateur de sortie.

De plus, l'utilisation de deux commutateurs entraîne systématiquement l'augmentation des pertes de la chaîne d'amplification, quel que soit le chemin suivi par la puissance.

Dans le cas d'une chaîne de réception utilisant plusieurs dispositifs de plots de gain en série pour gérer la dynamique de la chaîne d'amplification, il est nécessaire d'ajouter un ou plusieurs amplificateurs additionnels permettant de compenser l'ensemble des pertes introduites par les différents commutateurs.

L'invention a donc pour but de pallier ce problème.

On connaît par ailleurs, par le document FR 2 953 666 A1 , un dispositif de de plot de gain ayant une structure distribuée double non symétrique. Ce dispositif, représenté sur la figure 10, comporte une ligne d'entrée LO commune à deux structures distribuées, respectivement une première ligne L1 et une seconde ligne L2. Les première et seconde lignes L1 et L2 sont reliées à la ligne d'entrée LO par une pluralité de cellules actives. Cependant, alors que chaque cellule active de connexion de la première ligne L1 comporte uniquement un transistor 1 16, chaque cellule active de connexion de la seconde ligne L2 comporte un transistor 1 17 et un condensateur 1 18, ce dernier étant monté en série entre la ligne d'entrée LO et le transistor 1 17.

En ajoutant un condensateur 1 18, on réalise un diviseur de tension capacitif, qui va avoir pour conséquence de diminuer la tension de commande à l'entrée du transistor 1 17 correspondant. Cette diminution de la tension de commande se reporte proportionnellement au courant de commande par l'intermédiaire de la transconductance du transistor 1 17. En conséquence, le gain global de la structure distribuée, c'est-à-dire de la seconde ligne L2, diminue, par rapport au gain global de la première ligne L1 .

Le dispositif de la figure 10 comporte un commutateur de sortie de type deux voies vers une voie, permettant de choisir la sortie de la première ligne L1 ou la sortie de la seconde ligne L2, en fonction du niveau du signal appliqué en entrée In et du gain que l'on souhaite lui appliquer.

Il est alors possible en commandant, d'une part, les tensions de polarisation des deux ensembles de transistors à partir d'un module de commande et, d'autre part, l'état du commutateur de sortie par un autre module de commande, d'aiguiller le signal appliquer en entrée In et délivré en sortie Out soit sur la voie haute, appliquant un gain maximal, soit sur la voie basse, appliquant un gain minimal.

L'invention a donc pour but de trouver une alternative au dispositif de plot de gain précédent.

L'invention a ainsi pour objet une chaîne d'amplification conforme aux revendications.

L'invention et ses avantages seront mieux compris à la lecture de la description détaillée qui va suivre d'un mode de réalisation particulier, donnée uniquement à titre d'exemple non limitatif, cette description étant faite en se référant aux dessins annexés sur lesquels :

- la figure 1 est une représentation schématique d'une chaîne d'amplification du type dispositif de plot de gain selon l'état de la technique, comportant des commutateurs ;

- la figure 2 est un schéma de la chaîne d'amplification du type dispositif de plot de gain selon l'invention; - la figure 3 est un schéma équivalent d'un transistor constituant une cellule de la chaîne d'amplification de la figure 2, selon un premier mode de réalisation ;

- la figure 4 représente un schéma du montage de deux transistors d'une cellule de la chaîne d'amplification de la figure 2, selon un second mode de réalisation ;

- la figure 5 est un schéma équivalent d'un pont diviseur de tension capacitif mis en œuvre dans la chaîne de la figure 2 avec une cellule conforme à celle de la figure 3 ;

- les figures 6 et 7 représentent l'état de gain maximum et l'état de gain minimum de la chaîne d'amplification de la figure 2 et,

- les figures 8 et 9 sont des graphes représentatifs de l'évolution du gain et de la puissance de sortie en fonction de la fréquence de la chaîne d'amplification de la figure 2 dans l'état de gain maximum de la figure 7 ou dans l'état de gain minimum de la figure 8.

En se référant à la figure 2, une chaîne d'amplification du type dispositif à plot de gain 1 selon un mode de réalisation préféré de l'invention va être présentée.

La chaîne 1 est un quadripôle comportant des premier et second accès d'entrée 2 et 4 et des premier et second accès de sortie 3 et 5.

La chaîne 1 possède la structure générale d'un amplificateur distribué.

La chaîne 1 est constituée de deux lignes de transmission : respectivement une ligne d'entrée 7, entre les accès 1 et 3, et une ligne de sortie 8, entre les accès 4 et 5.

Les lignes 7 et 8 se comportent comme des lignes de transmission. Elles ont un comportement sensiblement constant depuis les fréquences basses (le continu en théorie, les limitations pratiques venant des circuits de polarisation), jusqu'à des fréquences de coupures liées à la tailles des transistors, donc aux caractéristiques fondamentales du circuit (gain, puissance de sortie, ...), ce qui confère à ce type de circuit un comportement large bande. Les lignes sont constituées pour une pluralité d'inductances 6 en série.

Les inductances sont soit virtuelles, c'est-à-dire constituées par les inductances de pistes du circuit qui connectent les composants entre eux, soit réelles, c'est-à-dire constituées par des selfs.

Les lignes d'entrée et de sortie 7 et 8 sont activement couplées entre elles par une pluralité d'éléments actifs 10-i, où i est un entier variant entre 1 et n. Le nombre total n d'éléments actifs n'est pas déterminant et peut être n'importe quel entier supérieur ou égal à l'unité. Dans la pratique, ce nombre est souvent compris entre deux et six. Sur la figure 2, trois éléments actifs relient les lignes d'entrée et de sortie entre elles. Le dispositif 1 est utilisé en appliquant un signal d'entrée sur le premier accès 2 (In sur la figure) et en collectant un signal de sortie sur l'accès 5 (Out sur la figure), les accès 3 et 4 étant connectés à des charges annexes, de préférence des résistances terminales, notées Zg et Zd sur la figure 2. Chaque résistance terminale est égale, en principe, à l'impédance caractéristique de la ligne à laquelle elle est connectée. Dans le cas d'une intégration dans un Circuit Intégré Monolithique Hyperfréquence ou MMIC, selon l'acronyme anglais « Monolithic Microwave Integrated Circuit », les connexions des charges annexes se font généralement sur la puce et les accès 3 et 4 ne sont pas disponibles.

Chaque élément actif 10-1 comporte deux mailles. Une première maille connectée entre un nœud 12, sur la première ligne 7, et un nœud 14, sur la seconde ligne 8. Une seconde maille connectée entre un nœud 13 sur la première ligne et un nœud 15 sur la seconde ligne.

Il est à noter que, entre deux nœuds 12 et 13 d'un même élément actif ou de deux éléments actifs voisins, la ligne d'entrée 7 comporte au moins une inductance 6. De même, entre deux nœuds 14 et 15 d'un même élément actif ou de deux éléments actifs voisins, la ligne de sortie 8 comporte au moins une inductance 6, virtuelle ou réelle.

La première maille comporte une première cellule active 16.

Dans un premier mode de réalisation, une cellule active comporte un unique transistor, de préférence à effet de champ, dont l'électrode de grille G est connectée à la première ligne 7, dont l'électrode le drain D est connectée à la seconde ligne 8, et dont l'électrode de source S est connectée à un point commun du circuit, comme cela est représenté sur la figure 3. Le transistor est polarisé par l'application d'une tension de commande adapté sur son électrode de grille G. Par exemple la tension de commande est de -3 V pour bloquer le transistor et légèrement supérieur à 0 V pour polariser le transistor.

Au lieu d'utiliser des transistors à effet de champ (par exemple MOSFET), Il est également possible d'utiliser des transistors bipolaires. Par exemple un transistor monté de manière à ce que son électrode de base soit connectée à la ligne d'entrée 7 et que son électrode de collecteur soit connectée à la ligne de sortie 8, l'électrode d'émetteur du transistor étant connecté à un point commun du circuit. Le transistor est polarisé par l'application d'une tension de commande adaptée sur son électrode de base.

Dans un seconde mode de réalisation, une cellule active comporte plusieurs transistors. Par exemple, comme représenté sur la figure 4, deux transistors à effet de champ sont utilisés. Ils sont par exemple assemblés selon un montage « cascode » pour former une cellule active.

La seconde maille comporte une seconde cellule active 17 en série avec un condenseur Ci.

La seconde cellule active 17 est similaire à la première cellule active 16. De préférence, et comme cela est considéré dans la suite de la présente demande, elle est identique à la première cellule active 16.

Les condensateurs Ci peuvent avoir des capacités différentes d'un élément actif 10-i à l'autre. Cependant, de préférence, et comme cela est considéré dans la suite de la présente demande, les capacités des condensateurs Ci sont identiques entre elles.

Comme le montre la figure 3, qui représente un schéma équivalent d'un transistor à effet de champ, l'électrode de source et l'électrode de grille sont connectées par un condensateur Cgs.

Le condensateur Ci est connecté entre la ligne d'entrée 7 et la seconde cellule 17, de manière à être placé en série du condensateur Cgs.

De la sorte, seule la valeur de la capacité totale connectée à la ligne d'entrée est modifiée. La ligne d'entrée continue donc à se comporter comme une ligne de transmission.

De plus, il n'y a pas de différence de nature entre les première et seconde mailles. II est à noter que la capacité Ci n'a aucune incidence ou tout au moins une influence négligeable sur le comportement de la première maille.

Enfin, la présence du condensateur Ci permet de modifier le gain de la seconde cellule active 17. En effet, en ajoutant un condensateur de capacité Ci en série avec la grille G, on réalise un diviseur de tension, entre les capacités Ci et Cgs, comme cela est représenté à la figure 5. En conséquence, la tension de grille Vg en entrée du transistor est réduite dans la proportion Ci/(Ci+Cgs). Cette diminution de la tension de grille Vg se retrouve sur l'intensité du courant commandé Id, généré par la transconductance, de gain Gm, puisque l'intensité du courant Id est proportionnelle à la tension de grille : Id = Gm x Vg. Le gain total G2 de la seconde maille est donc diminué selon : G2 = Gm x Ci/(Ci+Cgs).

Il est à noter que, dans le cas où les cellules actives sont identiques entre elles, le gain total G1 de la première cellule est : G1 = Gm.

Il est à noter que le gain correspond au rapport de la grandeur de sortie sur la grandeur d'entrée, soit ici une intensité sur une tension. En fonctionnement, le dispositif 1 est basculé entre deux états présentant chacun un gain caractéristique spécifique, réalisant ainsi la fonction plot de gain.

Dans le premier état, représenté à la figure 7, correspondant à un état de gain maximal du dispositif 1 , les premières cellules actives 16 de chaque élément de couplage 10-i sont allumées (c'est-à-dire que les transistors sont polarisés par l'application d'une même première tension de commande positive sur leurs grilles), alors que les secondes cellules 17 sont éteintes (c'est-à-dire que les transistors sont bloqués par l'application d'une seconde tension de commande négative sur leurs grilles). Le gain total obtenu dans cet état est : Gmax = G1 .

Dans le deuxième état, représenté à la figure 8, correspondant à un état de gain minimal du dispositif 1 , les premières cellules actives 16 de chaque élément de couplage sont éteintes (c'est-à-dire que les transistors sont bloqués par l'application d'une première tension de commande négative sur leurs grilles), alors que les secondes cellules 17 sont allumées (c'est-à-dire que les transistors sont polarisés en appliquant une première tension de commande positive sur leurs grilles). Le gain obtenu dans cet état est : Gmin = G2.

La valeur du gain total Gmin dans l'état de gain minimal est ajustée grâce par le choix des valeurs des condensateurs Ci. Pour valider l'intérêt de cette chaîne d'amplification du type dispositif de plot de gain, un modèle en technologie MMIC a été développé. Les résultats de simulation sont présentés sur les graphes des figures 8 et 9.

Sur la figure 8, le premier graphe C1 représente le gain total pour l'état de gain maximal et le second graphe C2 représente le gain total pour l'état de gain minimal. Dans cet exemple, la valeur du plot de gain, c'est-à-dire la différence entre Gmax et Gmin, a été ajustée à 6 dB. On constate que la valeur du gain est sensiblement constante de 2 à 18 GHz, ce qui valide l'utilisation de cette structure en tant qu'élément amplificateur large bande.

Sur la figure 9, le deuxième graphe D1 représente la puissance de sortie à 1 dB de compression du dispositif dans l'état gain maximal et le second graphe D2 représente cette même puissance pour l'état de gain minimal. Il est intéressant de noter que cette structure permet d'obtenir une puissance de sortie Pout quasiment identique pour les deux états de la chaîne 1 .

L'avantage de la chaîne d'amplification venant d'être présentée réside dans le fait qu'elle ne comporte aucun commutateur, ni en entrée ni en sortie. Ceci induit les avantages suivants :

- le facteur de bruit n'est pas dégradé par des pertes qui seraient générées par un commutateur d'entrée comme c'est le cas pour un dispositif classique,

- la puissance de sortie n'est pas diminuée par des pertes qui seraient causées par un commutateur de sortie,

- la surface du circuit correspondant est quasiment équivalente à celle d'un dispositif classique,

- la mise en œuvre est particulièrement simple, puisque seulement deux tensions de commande de grille sont nécessaires (hormis celle de polarisation de drain).

Le mode de réalisation de ce nouveau type d'amplificateur distribué est parfaitement compatible avec une technologie de type MMIC.

Le dispositif de plot de gain selon l'invention diffère du dispositif de plot de gain présenté dans le document FR 2 953 666 A1 . En effet, il rassemble dans une même ligne d'entrée - sortie, les première et seconde lignes L1 et L2 du dispositif de cet état de la technique.

Cette idée de rassembler dans une même ligne d'entrée - sortie, les première et seconde lignes L1 et L2 du dispositif connu ne va pas de soi pour un homme du métier.

En effet, l'homme du métier pense que venir multiplexer sur une même ligne d'entrée - sortie des transistors d'impédance différentes (avec et sans condensateur) conduit à un montage qui n'est pas fonctionnel, puisque un tel multiplexage s'oppose à la théorie des amplificateurs distribués. Selon cette théorie, pour être adaptée, une ligne de sortie est calculée spécifiquement en fonction de l'impédance des cellules actives de connexion à la ligne d'entrée, c'est-à-dire soit l'impédance du transistor pour la première ligne L1 , soit l'impédance du transistor en série avec un condensateur pour la seconde ligne L2 du dispositif du document FR 2 953 666 A1 .

Un tel calcul n'est donc plus possible avec des cellules actives dont l'impédance est modifiée en fonction de leurs états d'activation.

Dans le dispositif selon l'invention, il s'avère donc être surprenant que les transistors restent adaptés quel que soit l'état d'activation des cellules actives. Selon la théorie des amplificateurs distribués, ils ne devraient pas l'être. Il semble que la structure distribuée selon la présente invention présente une certaine « souplesse », lui permettant de continuer à fonctionner en dépit de cet écart à la théorie. Par ailleurs, le plot de gain selon l'invention présente l'avantage par rapport à celui du document FR 2 953 666 A1 , de s'affranchir du commutateur de sortie et par conséquent des pertes qu'il occasionne.