Verbesserte Anwendbarkeit von Leuchten mit EVG ohne PE-

Leiter

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Leuchten mit integriertem elektronischen Vorschaltgerat (EVG) .

Stand der Technik

Mit dem Begriff "Leuchte" ist eine für den Einbau einer Lampe ausgelegte oder bereits eine eingebaute Lampe enthaltende Beleuchtungsvorrichtung gemeint, die über die Lampe hinaus ein Gehäuse, Gestell oder einen Reflektor für die Lampe sowie eine Anschlussklemme für die Netzlei- ter. Mit dem Begriff "Lampe" wiederum ist hier das Leuchtmittel gemeint, etwa eine Entladungslampe oder eine Halogengluhlampe oder auch eine LED oder ein LED-Modul.

Dabei bezieht sich die Erfindung nur auf solche Leuchten, die ein integriertes elektronisches Vorschaltgerat mit Schutzerdeanschluss beinhalten. Werden solche Leuchten ohne Zuleitung einer Schutzerde (PE-Leiter) betrieben, können sie eine verringerte elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) oder erhöhte Beruhrspannungen aufweisen, oder es kann zu Fehlfunktionen des EVG kommen.

Darstellung der Erfindung

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Leuchte anzugeben, die, auch wenn sie ohne eine Schutzerdezuleitung betrieben wird, hinsichtlich EMV oder Beruhrspannungen eine verbesserte Anwendbarkeit bietet.

Das Problem wird gelost durch eine Leuchte mit integriertem, einen Schutzerdeanschluss aufweisenden elektronischen Vorschaltgerat EVG und einer Leuchtenanschlussklem- me AK ohne Schutzerdeanschluss der Leuchte selbst, ge- kennzeichnet durch einen in die Leuchtenanschlussklemme integrierten ersten Kondensator C3, der mindestens ein leitendes isoliertes Teil der Leuchte MP mit dem Schutzerdeanschluss PE des elektronischen Vorschaltgerats verbindet .

Vorsorglich wird festgestellt, dass sich die Offenbarung auch auf ein Verfahren zum Betreiben einer solchen Leuchte bezieht und die verschiedenen Merkmale auch für die Verfahrenskategorie als offenbart gelten sollen, ohne dass im Folgenden noch explizit zwischen Vorrichtungs- und Verfahrenskategorie unterschieden wird.

Bevorzugte Ausgestaltungen sind in den abhangigen Ansprüchen angegeben.

Die Erfinder haben nämlich erkannt, dass parasitäre Kapazitäten leitender, von Betriebsspannungen und -strömen isolierter Teile der Leuchte, zum Beispiel leitende Ge- hauseteile, metallische Reflektoren oder Montagebleche des Leuchtengehauses, eine Ankopplung an Betriebstrom fuhrende Leitungen innerhalb der Leuchte bewirken. Diese Ankopplung kann die EMV der Leuchte bezuglich Storfestig- keit und Storaussendung verringern und auch das Entstehen von Beruhrspannungen von bis zu einigen hundert Volt ermöglichen. Beides fuhrt zu Problemen mit der Einhaltung der entsprechenden Normen. Darüber hinaus haben die Erfinder erkannt, dass es in dem EVG durch Einkopplung von Spannungsspitzen in die Schaltungselektronik, insbesonde-

re von integrierten Schaltkreisen, zu Fehlfunktionen wahrend des Betriebs kommen kann.

Die der Erfindung zugrunde liegende Idee ist es, zwischen leitenden isolierten Leuchtenteilen, insbesondere Gehau- se- oder Montageteilen, und dem Schutzerdeanschluss des Vorschaltgerats mittels eines Kondensators eine für Hochfrequenzwechselstrome leitende Verbindung herzustellen. Hochfrequenzgleichtaktstorungen, die zum Beispiel im Hochfrequenzgenerator des EVG ihren Ursprung haben, schließt dieser Kondensator kurz. Dabei wird die galvanische Trennung von Gehäuse- oder Montageteilen und stromführenden Leitungen innerhalb der Leuchte nicht aufgehoben und werden durch die optionale Verwendung eines speziellen Kondensatortyps doppelte oder verstärkte Isolier- strecken nicht beeinträchtigt.

Die Potentialdifferenz dieser Teile und der Schutzerde wird im Folgenden als Beruhrspannung bezeichnet, unabhängig davon, ob die Teile wahrend des Betriebs tatsächlich beruhrbar sind. Die Beruhrspannung kann mittels eines o- der mehrerer zusatzlicher Kondensatoren zwischen dem Leuchtenteil und einer oder beiden Netzleitungen fixiert werden. Zu diesem Zweck kann das betreffende Leuchtenteil zum Beispiel durch nur einen weiteren Kondensator zusatzlich mit dem Phasenleiter (L-Leiter) oder dem Nulleiter (N-Leiter) verbunden werden. In einer anderen Variante dieser Idee sind L- und N-Leiter durch zwei weitere seriell geschaltete Kondensatoren verbunden, wobei das betreffende Leuchtenteil zusatzlich mit dem gemeinsamen Punkt der Kondensatoren verbunden ist.

Die verwendeten Kondensatoren weisen vorzugsweise eine Spannungsfestigkeit im Bereich einiger Kilovolt auf und verlieren auch im Falle einer Fehlfunktion ihre Isolati- onsfahigkeit nicht. Diese Bedingungen werden beispiels- weise von Kondensatoren des aus dem Stand der Technik bekannten Typs 'Y ¹ erfüllt. Ihre Kapazität sollte klein genug sein, um wahrend des normalen Betriebs einen hinreichend kleinen Beruhrstrom zu gewährleisten. Die Kapazität der Kondensatoren ist hierbei nach unten durch die Werte 1OpF, 10OpF und 50OpF, je großer, desto bevorzugter, und nach oben durch die Werte 5nF, 1OnF, 22nF, je kleiner, desto bevorzugter, begrenzt. Idealerweise liegt die Kapazität bei vielen Anwendungen im Bereich von etwa 2nF.

Der erfindungsgemaße Kondensator bzw. die erflndungsgema- ßen Kondensatoren werden in Leuchten eingesetzt, die für den Betrieb ohne PE-Zuleitung ausgelegt sind. Die Anschlussklemme, in die die Kondensatoren integriert sind, kann jedoch nicht nur zwei (für N- und L-Leiter) , sondern auch drei Klemmkontakte (für N-, L- und PE-Leiter) auf- weisen. Es ist denkbar, dass der Hersteller zwar den Betrieb ohne PE-Zuleitung vorsieht (und das Leuchtenschut z- konzept entsprechend ausgelegt ist), aber aus Kostengrunden, um die Produktion zu vereinfachen, oder zum Durch- schleifen des PE-Leiters an weitere Verbraucher eine An- schlussklemme mit drei Klemmkontakten verbaut, wobei der PE-Kontakt leuchtenintern dann nicht weiter verschaltet ist. In diesem Fall waren drei Klemmkontakte vorhanden, wobei der PE-Kontakt nicht einen Schutzkontakt der Leuchte selbst bildet.

Des Weiteren haben die Erfinder erkannt, dass in der Schaltung zur Fixierung der Beruhrspannung durch die In-

duktivitaten der Netzleitungen resonant überhöhte hochfrequente Wechselstrome in einer erfindungsgemaßen kapazitiven Verbindung zwischen dem Leuchtenteil und der oder den Netzleitungen auftreten können.

Eine weitere Ausgestaltung der Beruhrspannungsflxierungs- schaltung sieht deshalb vor, durch Hochfrequenzstrah- lungsabsorption Hochfrequenzstrome in einer Leitung zwischen dem oder den Netzleitern und dem betreffenden Leuchtenteil zu unterdrucken. Dazu verursacht ein damp- fendes Element durch mateπalspezifische hochfrequenzdampfende Eigenschaften im relevanten Frequenzbereich Hochfrequenzstrahlungsverluste und verringert damit die Amplitude von Wechselstromen entsprechender Frequenzen. Als Dampfungselement in Frage kommen hierbei insbesondere Materialien mit passenden magnetischen Eigenschaften, die durch magnetische HF-Verluste dampfen können. Ferromagne- tische Keramiken, die als Dampfungsfernte bekannt sind, insbesondere auch Eisenoxid, sind hierfür besonders geeignet .

Das Dampfungselement sollte vorzugsweise nicht in stromführende Leiter selbst integriert, sondern lediglich in deren Nahe angebracht sein. Vorzugsweise umgibt das Dampfungselement den Leiter, indem es sich um einen Korper mit einer Durchtπttsoffnung handelt. In Betracht kommen insbesondere sog. Perlen, also kleine kugelahnliche Korper mit einer Bohrung, Ringe, oder kleine Rohrchen.

Die Erfahrung zeigt ferner, dass es beim Einschalten von über elektronische Vorschaltgerate betriebenen Lampen zu relativ hohen Einschaltstromspitzen kommen kann, msbe- sondere wenn die Vorschaltgerate emgangsseitig relativ

große Kondensatoren aufweisen. Solche Kondensatoren sind bei vielen Vorschaltgerattypen beispielsweise als Zwi- schenkreisspeicherkondensator verbreitet. Die Einschaltstromspitzen fuhren zu Belastungen der von den Stromspit- zen betroffenen Bauteile und können ferner Sicherungen zum Ansprechen bringen, insbesondere wenn mehrere Vor- schaltgerate mit solchen Eigenschaften gemeinsam an einer Sicherung betrieben werden. Damit können die für den technischen Dauerbetrieb bedeutungslosen Einschaltstrom- spitzen die Zahl der gemeinsam an einer Sicherung betreibbaren Vorschaltgerate erheblich reduzieren.

Anderseits steht die Produktion von Vorschaltgeraten und Leuchten unter einem deutlichen Kostendruck, so dass zusätzliche Maßnahmen zur Strombegrenzung, etwa durch Leis- tungsfaktorkorrekturschaltungen mit inhärenter Strombegrenzungsfunktion, in vielen Fallen praktisch nicht in Betracht kommen.

Als weitere Ausgestaltung ist die erfindungsgemaße Schaltung deshalb mit einer Einschaltstrombegrenzungsschaltung kombiniert. Die Einschaltstrombegrenzungsschaltung ist im allgemeinsten Sinn darüber definiert, dass sie beim Einschalten in der Einschaltphase zunächst einen Spannungsabfall in der Leitung erzeugt, in der sonst die Einschaltstromspitze auftreten wurde, und dass dieser Span- nungsabfall dann relativ rasch, etwa in einer Zeit von höchstens 500 ms, verschwindet bzw. deutlich abnimmt.

In einer konkreten Ausgestaltung der Einschaltstrombegrenzung kann der Spannungsabfall über einen geöffneten zusätzlichen Schalter in der Leitung erzeugt werden, der erst verzögert geschlossen wird, und zwar im Bereich

kleiner Momentanwerte der anliegenden Versorgungsspannung und vorzugsweise beim Spannungsnulldurchgang. Wenn dann mit kleinen oder sogar nahe Null liegenden Versorgungs- spannungswerten die Versorgung des Vorschaltgerats begon- nen wird, ist der Einschaltstrom begrenzt und können insbesondere Kondensatoren im Vorschaltgerat in Folge der kleinen Versorgungsspannungswerte ohne Probleme aufgeladen werden.

Bei einer anderen Ausgestaltung wird der Spannungsabfall in der Emschaltstrombegrenzungsschaltung durch einen zunächst hohen Widerstand in der Leitung erzeugt, in der sonst die Einschaltstromspitze auftreten wurde. Auch dieser Widerstand sollte dann in einer relativ kurzen Zeit, etwa höchsten 500 ms, verschwinden bzw. um einen Faktor von mindestens 50 abnehmen. Der anfängliche Widerstand zur Einschaltstrombegrenzung hangt von der Beschaltung ab und kann beispielsweise im Bereich von 50 ω bis 1 kω liegen .

Eine gunstige Möglichkeit zur Realisierung der Einschalt- Strombegrenzung besteht beispielsweise in einem Heißleiter oder "NTC" ("Negative Temperature Coefficient " , d. h. Widerstandselement mit bei zunehmender Temperatur stark zunehmender Leitfähigkeit) . Beim Einschalten ist der Heißleiter zunächst noch kalt oder zimmerwarm und damit relativ hochohmig. Der Strom kann so auf vertragliche Werte begrenzt werden, heizt aber den Heißleiter relativ rasch auf und überfuhrt ihn damit in einen deutlich nie- derohmigeren Zustand. Im Dauerbetrieb genügt der geringe Leistungsverlust in dem Heißleiter zur Aufrechterhaltung eines ausreichend niedrigen Widerstandswerts darin. Hier ist ggf. abhangig von den thermischen Umgebungsbedmgun-

gen, der Bauart des Heißleiters und dem Laststrom ein geeignetes Temperatur- und Widerstandsgleichgewicht einzustellen .

Eine andere Realisierungsmoglichkeit der Einschaltstrom- begrenzungsschaltung ist ein Relais mit einem parallelgeschalteten Widerstand. Der Widerstand gibt zunächst, bei geöffnetem Relais, die anfängliche Strombegrenzung vor. Das Relais kann entweder über eine separate Zeitgeber- schaltung geschlossen werden und überbrückt dann den Wi- derstand (bzw. kann durch die anliegende Spannung und ein Zeitverzogerungsglied geschlossen werden) oder kann auch direkt durch die anliegende Spannung angesteuert werden und schließt sich dann mit einer für Relais typischen Zeitverzogerung . Man kann also abhangig von den techni- sehen Daten des verwendeten Relais, d. h. seiner bauartbedingten Anzugsverzogerung, eine weitere Zeitgeber- oder Verzogerungsschaltung hinzufugen oder auch nicht.

Em Vorteil gegenüber der zuvor beschriebenen Variante besteht darin, dass der Widerstandswert im Dauerbetrieb besonders niedrig sein kann und der Widerstandswert bei der Einschaltstrombegrenzung frei einstellbar ist. Ferner liegen keine thermischen Trägheiten wie bei Heißleitern vor, so dass auch schnelle Aus- und Wiederemschaltvor- gange unproblematisch sind.

Eine Alternative zu der geschilderten Kombination aus Relais und Widerstand besteht in einem zeitgesteuerten Schalttransistor mit einem parallelgeschalteten Widerstand. Im Unterschied zu dem "klassischen" Relais ist der Schalttransistor praktisch verschleißtrei . Die im Prinzip

komplexere Schaltungsstruktur muss nicht notwendigerweise einen höheren Preis zur Folge haben.

Statt dem Schalttransistor kann auch ein Thyristor, TRIAC oder IGBT verwendet werden, der zeitgesteuert nach dem b Einschalten gezündet bzw. eingeschaltet wird und dadurch niederohmig wird.

Die Zeitsteuerung bei den beiden zuvor beschriebenen Varianten lasst sich über ein RC-Glied realisieren, kann aber auch in vorteilhafter Weise von einem in vielen mo- 10 dernen elektronischen Vorschaltgeraten ohnehin vorgesehenen MikroController oder einer anderen elektronischen Steuerung des Vorschaltgerats vorgenommen werden.

Schließlich kann auch eine Einschaltstrombegrenzung über das kontrollierte verzögerte Einschalten eines Transis-

Ib tors erfolgen. Dieses kontrollierte Einschalten kann ein zeitgesteuertes langsames Einschalten bedeuten. "Langsam" bedeutet hier, dass der Transistor im Einschaltvorgang über einen Zeitraum von einigen 10 ms seine volle Leitfähigkeit erreicht. Dazu wird der Transistor, etwa ein

20 MOSFET, entsprechend zeitgesteuert angesteuert. Der parallele Widerstand kann also auch entfallen, wenn der Schalttransistor ausreichend belastbar ist.

Vorzugsweise ist jedoch eine zusätzliche Schaltung zwischen einem Steueranschluss des Transistors und einem

25 weiteren seiner Anschlüsse vorgesehen, die ansprechend auf den zu begrenzenden Strom durch den Transistor die Ansteuerung des Steueranschlusses kontrolliert, also insbesondere das Potential an dem Steueranschluss begrenzt. Eine solche Schaltung begrenzt dann im Einschaltvorgang,

30 in dem ansonsten Stromspitzen auftreten wurden, den Strom

durch den Transistor, indem dieser nicht vollständig schließt. Nach dem Abschluss des eigentlichen Einschaltvorgangs, wenn keine Einschaltstromspitzen mehr zu befurchten sind, kann die Schaltung vorzugsweise den Tran- sistor vollständig einschalten, was aber nicht unbedingt notwendig ist. Im übrigen wird auf die Erläuterungen zu den Ausfuhrungsbeispielen verwiesen.

Schließlich ist es von Vorteil, wenn eine thermische Sicherung vorgesehen ist. Hierbei kann es sich um eine ein- fache Schmelzsicherung oder eine andere thermisch auslosende Sicherung handeln. Damit kann verhindert werden, dass die erfindungsgemaßen Bauteile im Fall eines Kurzschlusses in dem Vorschaltgerat eine Gefahrdung verursachen .

In allen Varianten der Erfindung ist es grundsätzlich bevorzugt, neben dem erfindungsgemaßen Kondensator/ den er- findungsgemaßen Kondensatoren gegebenenfalls das Dampfungselement/ die Dampfungselemente oder gegebenenfalls die Emschaltstrombegrenzungsschaltung in die Anschluss- klemme zu integrieren. Der Begriff "integriert in" meint hier, dass die Bauteile m der Klemme einschließlich ihrer isolierenden Halterung enthalten oder gehalten sein sollen, so dass sie zusammen mit und in der Klemme vom Leuchtenhersteller oder Vorschaltgeratehersteller mon- tiert und möglicherweise sogar bereits eingekauft werden können .

Die Integration der erfindungsgemaßen Schaltungen in der

Anschlussklemme hat den Vorteil, dass die Anwendbarkeit des Beleuchtungsgerats in besonders einfacher Weise und ohne Eingriff in die eigentliche Schaltung des Vorschalt-

gerats, verbessert werden kann. Die mit den Schaltungen versehene Anschlussklemme lasst sich als separates Teil fertigen und in einem im übrigen unveränderten technischen Umfeld einsetzen. Insbesondere entfallt die Notwen- digkeit, dass der Hersteller zusätzliche Schutzbeschal- tungen im EVG und Netzfilter vorsehen muss. Diese Maßnahmen bedeuten stets einen hohen Mehraufwand.

Damit können die Vorteile einer unveränderten Serienfertigung der Vorschaltgerate oder Leuchten mit einer einfa- chen und pragmatischen Losung zur Verbesserung der EMV oder Beruhrspannungsflxierung der Beruhrspannung oder zur Einschaltstrombegrenzung verknüpft werden.

Besonders vorteilhafte Ausgestaltungen finden sich in den abhangigen Ansprüchen.

Kurze Beschreibung der Zeichnung

Die Erfindung wird im übrigen anhand von Ausfuhrungsbei- spielen naher erläutert, wobei die offenbarten Einzelmerkmale auch in anderen Kombinationen erfmdungswesent- lich sind und die Beschreibung nur beispielhaften Charakter hat, also nicht den Gegenstand der Erfindung ein- schrankt.

Fig. 1 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte mit zwei Y-Kondensatoren als erstes Ausfuhrungs- beispiel .

Fig. 2 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte mit drei Y-Kondensatoren als zweites Ausfuhrungs- beispiel .

Fig. 3 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte mit zwei Y-Kondensatoren und einem Dämpfungselement als drittes Ausführungsbeispiel.

Fig. 4 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte nach Fig. 3 mit einem Heißleiter zur Einschaltstrombegrenzung als viertes Ausführungsbeispiel.

Fig. 5 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte nach Fig. 3 mit einem Thyristor und Parallelwiderstand zur Einschaltstrombegrenzung als fünftes Ausfüh- rungsbeispiel .

Fig. 6 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte nach Fig. 3 mit einem Schalttransistor und Parallelwiderstand zur Einschaltstrombegrenzung als sechstes Ausführungsbeispiel .

Fig. 7 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte nach Fig. 3 mit einem Relais und Parallelwiderstand zur Einschaltstrombegrenzung als siebtes Ausführungsbeispiel .

Fig. 8 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte nach Fig. 3 mit einem linear betriebenen MOSFET zur Einschaltstrombegrenzung als achtes Ausführungsbeispiel .

Fig. 9 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte mit einem MikroController als Ansteuerungsquelle für einen Schalttransistor zur Einschaltstrombegrenzung als neuntes Ausführungsbeispiel.

Fig.10 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte nach Fig. 3 mit getaktet betriebenem MOSFET und

einer Glattungsschaltung zur Einschaltstrombegrenzung als zehntes Ausfuhrungsbeispiel.

Fig.11 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm einer Leuchte nach Fig. 3 mit spannungsabhangig geschaltetem MOSFET zur Einschaltstrombegrenzung als elftes Ausfuhrungsbeispiel .

Fig.12 zeigt Strom- und Spannungszeitverlaufsgraphen bei einer Leuchte ohne erfindungsgemaße Einschaltstrombe- grenzungsSchaltung.

Fig.13 zeigt Strom- und Spannungszeitverlaufsgraphen bei einer Leuchte mit erfmdungsgemaßer EinschaltstrombegrenzungsSchaltung

Bevorzugte Ausführung der Erfindung

In Figur 1 ist im Rahmen eines stark schematisierten Blockschaltbilds die Verschaltung einer erfmdungsgemaßen Schaltung in einer Leuchte dargestellt. Links ist ein mit "Netz" bezeichneter Netzanschluss mit Phasenleiter L und Nullleiter N dargestellt, der über eine nicht naher ver- einzelte Netzzuleitung an eine Leuchtenanschlussklemme AK gefuhrt ist. Die Leuchtenanschlussklemme AK ist ein einheitliches Kunststoffgehause - durch das Rechteck dargestellt - mit an sich bekannten eingebauten Klemmkontakten für die Leitungen L und N, jedoch ohne PE- Anschlusskontakte. Die Kondensatoren Cl und C3 sind Y- Kondensatoren einer Kapazität von 2,2nF bzw l,5nF. Der Schutzerdeanschluss PE des EVG ist über den Kondensator C3 mit einem isolierten leitenden Leuchtenteil MP, etwa einem Gehausemasseanschlusskontakt , einem metallischem

Reflektor oder einem Montageblech oder -platte, verbunden. Beide Kondensatoren sind in der Leuchtenanschluss- klemme gehaltert. Die Leitung zwischen dem Kondensator C3 und der Montageplatte MP kann zum Beispiel aus einer Drahtbrucke bestehen. Der Kondensator Cl verbindet die Montageplatte MP und den Phasenleiter L. Der Kondensator Cl kann aber auch ohne weiteres zwischen der Montageplatte MP und dem Nulleiter N eingesetzt sein. Im in Fig. 1 dargestellten Fall ist das Potential der Montageplatte MP HF-technisch auf dem Netzspannungspotential fixiert. Der Kondensator Cl konnte aber auch den Schutzerdeanschluss PE selbst mit dem Phasenleiter L oder dem Nulleiter N verbinden. Zur Bemessung der Kapazität des Kondensators Cl ist zu bemerken, dass der Kondensator Cl einerseits für mögliche, etwa durch Beruhren der Montageplatte MP entstehende Beruhrstrome eine hohe, und andererseits für HF-Storstrome eine niedrige Impedanz darstellt. Damit ist sichergestellt, dass netzseitig gespeiste Beruhrstrome vertragliche oder normgerechte Werte nicht überschreiten können und HF-Storstrome kurzgeschlossen werden. Diese Bedingung ist leicht zu erfüllen, da das Netzpotential auf der Zeitskala der HF-Storungen quasistatisch ist.

Figur 2 zeigt eine Modifikation der Schaltungsanordnung in Figur 1. Em weiterer in die Anschlussklemme integ- πerter Y-Kondensator C2, dessen Kapazität bevorzugt m etwa derjenigen der Kondensatoren Cl oder C3 entspricht und die bevorzugter nicht mehr als 50% von derjenigen des Kondensators C2 abweicht und die idealerweise gleich derjenigen des Kondensators C2 ist, verbindet die Montage- platte MP mit dem Nulleiter N. Gleicht die Kapazität des Kondensators Cl der des Kondensators C2, so ist das Po-

tential der Montageplatte MP auf dem halben Netzspan- nungspotential fixiert. Em den Kondensatoren Cl und C2 gemeinsamer Punkt konnte aber auch zwischen dem Kondensator C3 und dem Schutzerdeanschluss PE selbst kontaktiert sein. Die Kondensatoren Cl und C2 bewirken nicht nur eine Beruhrspannungsflxierung, sondern sie erlauben auch die Neutralisierung symmetrischer Storspannungen und wirken gewissermaßen als Netzfilter .

Figur 3 zeigt in Anlehnung an Fig. 1 erfindungsgemaß in die Leuchtenanschlussklemme integrierte Y-Kondensatoren Cl und C3 und ein Dampfungselement, in diesem Fall eine Ferπtperle F. Die Kondensatoren und ihre Anordnung entsprechen der in Fig. 1 dargestellten Situation. Die Fer- ritperle F sitzt auf einem klemmeninternen Leitungsstuck, das die Montageplatte MP mit dem Kondensator Cl verbindet. Genauso konnte sie aber auch klemmenintern zwischen dem Kondensator Cl und dem Phasenleiter L angebracht sein. Wie im Text zu Fig. 1 bereits erwähnt, konnte der Kondensator Cl ebensogut den Nulleiter N anstelle des Phasenleiters L mit der Montageplatte MP oder einen der Netzleiter mit dem Schutzerdeanschluss PE verbinden.

Das Dampfungselement F dampft durch Hochfrequenzstrah- lungsabsorption resonante Hochfrequenzwechselstrome, die aus parasitären Induktivitäten des Netzleiters in Verbin- düng mit der kapazitiven Ankopplung leitender Leuchten- teile an die erwähnten leuchteninternen stromführenden Leiter enstehen. In einer Schaltungsanordnung nach Fig. 2 konnte sich eine erfmdungsgemaße Ferritperle auf einem klemmeninternen Leitungsstuck zwischen dem gemeinsamen Punkt der Kondensatoren Cl und C2 und der Montageplatte MP einerseits oder dem Schutzerdeanschluss PE anderer-

seits befinden, oder es konnte sich jeweils ein Dampfungselement zwischen dem gemeinsamen Punkt der Kondensatoren Cl und C2 und dem Kondensator Cl einerseits und dem Kondensator C2 andererseits befinden oder zwischen dem Kondensator C2 und dem Nulleiter N und dem Kondensator Cl und dem Phasenleiter L. In letzterem Fall wurde die Schaltung also zwei Dampfungselemente aufweisen.

Fig. 4-11 zeigen Ausfuhrungsbeispiele mit Einschaltstrom- begrenzungsschaltungen. Zu den Kondensatoren Cl und C3 und dem Dampfungselement F in den Fig. 4-11 wird jeweils auf die Beschreibung zu Fig. 3 verwiesen.

In Figur 4 ist ein Heißleiter NTC als Einschaltstrombe- grenzungsschaltung in die Phasenleitung L geschaltet. Beim Einschalten wird schlagartig die an der Phase L an- liegende Spannung an den Heißleiter NTC angelegt und über diesen in Folge seiner Restleitfahigkeit an das EVG. Am EVG-Eingang befindet sich eine Diodengleichrichterbrucke, über die ein (nicht dargestellter) Zwischenkreiskondensa- tor zur Gleichspannungsversorgung eines Wandlers des EVG aufgeladen wird. Der anfangs hochohmige Heißleiter NTC lasst keine großen Ladestrome zu, so dass sich der Aufladevorgang des Zwischenkreiskondensators in dem EVG etwas verzögert. Währenddessen wird der geeignet dimensionierte Heißleiter NTC ausreichend erwärmt, um in einen niederoh- migen Zustand überzugehen. Damit wird der Ladevorgang abgeschlossen und erfolgt der Vorschaltgerat- und Lampenbetrieb im übrigen wie gewohnt.

Der Restwiderstand des Heißleiters NTC spielt bei diesem

Ausfuhrungsbeispiel keine wesentliche Rolle. Nach dem Ausschalten muss ausreichend lang gewartet werden, bis

der Heißleiter NTC abgekühlt ist, bevor die Schutzfunktion wieder zur Verfügung steht. Allerdings ist dieser Nachteil in vielen Fällen tolerabel, jedenfalls wenn ein schneller Aus- und Wiedereinschaltvorgang nur ein Vor- schaltgerät oder ein kleine Zahl von Vorschaltgeräten an einer gemeinsamen Sicherung betrifft.

Figur 5 zeigt ein fünftes Ausführungsbeispiel und entspricht weitgehend Figur 4, wobei hier der Heißleiter NTC durch eine im Einzelnen dargestellte Einschaltstrombe- grenzungsschaltung ersetzt ist. Diese Schaltung weist eine aus vier Dioden D1-D4 aufgebaute Gleichrichterbrücke auf. Zwischen die beiden nicht mit den Phasenzu- bzw. - ableitungen übereinstimmenden Knoten der Brücke ist ein Widerstand R und, parallel dazu, ein gleichsinnig mit den Dioden D1-D4 gepolter Thyristor Thy geschaltet. Stattdessen könnte genauso ein TRIAC oder IGBT gewählt werden. Der Thyristor Thy wird durch eine symbolisch durch ein Zeitverlaufsdiagramm dargestellte Zeitgeberschaltung angesteuert, die durch ein einfaches RC-Glied realisiert sein kann. In beiden polaritätsverschiedenen Halbwellen der Phase L liegt der Widerstand kurz nach dem Einschalten und vor dem Zünden des Thyristors Thy in dem Strompfad zu dem EVG. Wenn der Thyristor Thy gezündet wird, schließt er in Folge seines leitenden Zustands den Wider- stand R kurz und beendet damit die Einschaltstrombegrenzung. S bezeichnet eine ebenfalls integrierte thermische Sicherung .

Beide Ausführungsbeispiele beziehen sich auf eine Leuch- tenanschlussklemme AK. Sie sind jedoch auch leicht auf eine EVG-Anschlussklemme übertragbar. Dazu muss man sich die Klemme AK lediglich als integralen Bestandteil des

EVG vorstellen. Diese Vorschaltgerateanschlussklemme konnte dann über eine separate Leitung mit einer Leuch- tenanschlussklemme verbunden sein oder selbst bereits die Leuchtenanschlussklemme bilden.

Figur 6 zeigt ein sechstes Ausfuhrungsbeispiel, das gegenüber dem fünften Ausfuhrungsbeispiel aus Figur 5 insoweit abgewandelt ist, als dort statt des Thyristors ein Schalttransistor, nämlich ein Leistungs-MOSFET M, Verwendung findet. Die Source-, Gate- und Drainkontakte sind mit S, G bzw. D bezeichnet. Im übrigen gelten die Erläuterungen zu Figur 5.

Figur 7 zeigt ein siebtes Ausfuhrungsbeispiel, das sich am leichtesten im Vergleich zu Figur 4 erläutern lasst. Der Heißleiter NTC ist hier durch einen gewöhnlichen ohm- sehen Widerstand R ersetzt, der übrigens wie im zweiten und dritten Ausfuhrungsbeispiel typischerweise 220 ω aufweist. Der Widerstand R kann durch ein mit ReI bezeichnetes klassisches Relais überbrückt werden, das in der dargestellten Weise mit seinen Steuerkontakten zwi- sehen den Phasenleiter L und den Nullleiter N geschaltet und damit mit dem Einschaltvorgang angesteuert wird. Der mit einem X markierte Teil des Relais soll dabei symbolisch für eine Anzugsverzogerung stehen, die entweder bauartbedingt oder durch eine Verzogerungsschaltung, etwa ein RC-Glied, realisiert ist.

Figur 8 zeigt schematisch eine Schaltung, bei der ein kontrolliertes Einschalten eines MOSFET Tl zur Einschaltstrombegrenzung verwendet wird. Mit L und N sind wieder Phase und Nullleiter bezeichnet; S bezeichnet wieder eine integrierte thermische Sicherung. Der MOSFET Tl ist mit

Hilfe von vier Gleichπchterdioden D5 - D8 so in die Phasenzuleitung L geschaltet, dass er immer polaπtatsπch- tig vom Versorgungsstrom durchflössen wird. Im übrigen sind die Phasenzuleitung L und der Nullleiter N an eine in den Figuren 4 bis 7 nicht gesondert dargestellte übliche Gleichrichterbrucke aus vier Gleichrichterdioden im Eingang des EVG geschaltet. Der Zwischenkreiskondensator des EVG ist mit CL bezeichnet und stellt hier die für die Einschaltstromspitzen verantwortliche Eingangskapazitat des EVG dar. Rl (beispielsweise 10 kω) bezeichnet einen ohmschen Widerstand, der hier nur symbolisch für die durch das EVG gebildete Last steht.

Figur 8 zeigt ferner, dass das Gate des MOSFET Tl über zwei Widerstände R4 (etwa 1 kω) und Rβ sowie eine Diode D9 an den Nullleiter angeschlossen ist. Der hier beispielhaft mit 100 kω bemessene Widerstand Rβ dient zur Potentialtrennung und bildet gemeinsam mit einem Kondensator CR von z. B. 3,3 μF ein Glattungsglied. Ein Widerstand R7 , beispielsweise von 1 Mω, dient zum Entladen des Kondensators C2 im ausgeschalteten Zustand.

Der Versorgungsstrom des Phasenleiters L durch den MOSFET Tl wird durch einen kleinen Widerstand R3 von beispielsweise 1 ω gefuhrt, um einen proportionalen Spannungsabfall zu erzeugen. Dieser Spannungsabfall wird für die U- berwachung der Gatespannung des MOSFET Tl verwendet, und zwar über einen bipolaren (npn) Transistor T2, dessen Kollektor am Gate, dessen Basis an Source und dessen E- mitter über einen weiteren Widerstand R5 (etwa 22 ω) und den erwähnten Widerstand R3 an seiner Basis und damit an dem Sourceanschluss des MOSFET Tl liegt.

Schließlich wird die Gatespannung über eine Zenerdiode ZD mit einer Schwellenspannung von etwa 18 V begrenzt.

Nach dem Einschalten der Phase an L wird über den Widerstand R6 der Kondensator CR langsam aufgeladen und er- zeugt eine zunehmende Ansteuerspannung für das Gate des MOSFET Tl. Sobald durch den MOSFET Tl in dessen Einschaltvorgang ein Versorgungsstrom zu fließen beginnt, fallt an dem Widerstand R3 eine Spannung ab, die bei Erreichen der Emitterbasisschwellenspannung des Bipo- lartransistors T2 die Gatespannung des MOSFET Tl reduziert .

Damit kann der im Einschaltvorgang erhöhte Innenwiderstand des MOSFET Tl zur Begrenzung des durch das Aufladen des Kondensators CL bedingten Einschaltstroms verwendet werden. Sobald der Kondensator CL zu einem wesentlichen Teil aufgeladen ist, sinken die Versorgungsstrome für das EVG so stark ab, dass über den Widerstand R3 keine für das Schließen des Bipolartransistors T2 ausreichende Spannung mehr abfallt. Im Dauerbetrieb bleibt also der Bipolartransistor T2 offen und dadurch kann der MOSFET Tl über die an dem Kondensator CR anliegende Spannung voll- standig geschlossen werden, um keine unnötigen Verluste zu erzeugen.

Im übrigen ist die Emitterbasisschwellenspannung des Bi- polartransistors T2 mit großenordnungsmaßig 0,7 V so klein, dass der Widerstand R3 entsprechend klein und damit verlustarm bemessen werden kann.

Bei alternativen Ausfuhrungsformen mit ähnlicher Funktion konnte der Bipolartransistor auch durch eine Zenerdiode mit einer entsprechend kleineren Schwellenspannung er-

setzt sein, die, wenn sie in Folge eines Spannungsabfalls an dem Widerstand R3 durchschaltet, die Gatespannung an dem MOSFET Tl begrenzt. Die hier notwendigen Schwellenspannungen waren aber großer als die Emitterbasisschwel- lenspannung des Bipolartransistors T2 und wurden damit zu einer etwas größeren Dimensionierung des Widerstands R3 fuhren, also zu etwas größeren Verlusten.

Umgekehrt konnte die in Figur acht dargestellte Schaltung auch noch anspruchsvoller ausgeführt sein, indem der hier der Pπnzipdarstellung dienende Bipolartransistor T2 durch eine Messverstarkerschaltung mit Operationsverstärkern ersetzt wird. Damit wurden sich Schwankungen wegen des Temperaturgangs und der Exemplarstreuung vermeiden lassen, und auch der Schwellenwert von 0,7 V konnte wei- ter reduziert werden.

Figur neun zeigt ein weiteres Ausfuhrungsbeispiel, in dem ein MOSFET M wie in Figur 6 statt durch die dort dargestellte einfache Zeitgeberschaltung über eine Funktion eines MikroControllers angesteuert wird, der in vielen Fallen in elektronischen Vorschaltgeraten ohnehin vorhanden ist und damit mit verschwindendem Mehraufwand einen Anschluss an den Gateanschluss des MOSFET M erhalten konnte. Bei Vorschaltgeraten ohne Strombegrenzungsfunktion wurde dieser Anschluss dann funktionslos bleiben, so- dass der modulartigen Verwendung erfindungsgemaßer Anschlussklemmen nichts im Wege steht. Dies gilt insbesondere bei der Integration der Anschlussklemme in das Vor- schaltgerat. Im übrigen kann auch der Thyristor aus Figur 5 in entsprechender Weise über den MikroController ange- steuert werden.

Figur 10 zeigt ein weiteres Ausfuhrungsbeispiel, bei der ein MOSFET wie in den Figuren 6 und 9 über ein pulswei- tenmoduliertes PWM-Signal angesteuert wird, also zeitlich getaktet. Damit wird ein intermittierender Versorgungs- ström erzeugt, der durch eine serielle Glattungsschaltung aus einer Induktivität L, einer Gleichrichterdiode und einem Widerstand R zu einem quasi kontinuierlichen Strom umgeformt wird. Die sich aus L und R ergebende Zeitkonstante muss damit auf die Taktfrequenzen des PWM-Signals angepasst sein. Die Diode entspricht der Polarität der Gleichrichterbrucke Dl - D4. Dieses Ausfuhrungsbeispiel zeigt, dass ein kontrollierter Einschaltvorgang bei dem Ausfuhrungsbeispiel aus Figur 8 auch in steuerungstechnisch digitaler Weise realisiert werden kann, wobei bei dem Ausfuhrungsbeispiel in Figur 10 nicht auf den im Einschaltvorgang in der Umgebung der Schwellenspannung bestehenden Innenwiderstand des MOSFET abgestellt wird.

Figur 11 zeigt ein letztes Ausfuhrungsbeispiel, das Gemeinsamkeiten mit den Ausfuhrungsbeispielen aus Figur 6 und Figur 7 aufweist. Im Verhältnis zu dem Ausfuhrungsbeispiel aus Figur 6 erfolgt das Einschalten des MOSFET M hier nicht nach einem vorgegebenen Zeitschema verzögert sondern ansprechend auf die Erfassung der Spannung zwischen Phase L und Nullleiter N. Es wird beim nachstmogli- chen Spannungsnulldurchgang geschaltet, sodass der Aufla- deprozess der Eingangskapazitat des EVG in Folge der zunächst nur m kleinen Werten steigenden Spannung ohne Stromstoße in problematischer Hohe erfolgt. Daher kann der parallel geschaltete Widerstand R weggelassen werden und spielt, im Vergleich zu dem Ausfuhrungsbeispiel aus

Figur 8, der Innenwiderstand des MOSFET M im Einschaltvorgang ebenfalls keine wesentliche Rolle.

Figur 12 und Figur 13 zeigen im Vergleich die Wirkung der erfmdungsgemäßen EinschaltstrombegrenzungsSchaltungen anhand von Messungen. Dabei zeigt die horizontale Achse in beiden Fallen die Zeitskala von 0 bis 90 ms. Die vertikale Achse zeigt, links aufgetragen, eine Spannungsskala jeweils von -350 V bis +350 V, und rechts aufgetragen, eine Stromskala von -100 A bis +100 A in Figur 9 und von -2 A bis +2 A in Figur 13.

Der Zeitpunkt am Anfang der Graphen entspricht dem eigentlichen Emschaltzeitpunkt . In Figur 12 ist dieser Einschaltzeitpunkt (etwa 5 ms) so gewählt, dass gerade ein Scheitelwert der Phase L erreicht ist, nämlich mit knapp 350 V. Die Spannung an der Phase L schwingt sinusförmig. Ein sagezahnartiger Graph im oberen Bereich, mit U _z bezeichnet, zeigt die Spannung an dem bereits erwähnten Zwischenkreiskondensator m dem EVG. Diese liegt praktisch von Anfang an auf dem Scheitelwert der Versor- gungsspannung und fallt synchron damit in Folge der Belastung innerhalb des EVGs ab, um mit jedem neuen Scheitelwert der Phase L neu aufgeladen zu werden. Die dement- sprechende sehr schnelle Aufladung des Zwischenkreiskon- densators zum Emschaltzeitpunkt zeigt sich in einem in Figur 12 praktisch infinitesimal kurzen Strompuls I, der sofort m eine auf der dargestellten Skala praktisch bei 0 verharrende Stromkurve übergeht. Der anfängliche Einschaltstromstoß betragt also großenordnungsmaßig 100 A (er ist in Figur 12 und 13 im Vorzeichen vertauscht dar- gestellt, damit er neben der Spannungskurve L erkennbar ist) .

Im Unterschied dazu zeigt Figur 13 einen sehr viel langsameren Ladevorgang des Zwischenkreiskondensators . Auch bei der erfindungsgemäßen Variante in Figur 13 erfolgt der Einschaltvorgang (etwa bei 5 ms) praktisch mit dem Scheitelwert der Phase L. Das geringfügig kleinere Dreieck unter dem anfänglichen Dreieck der Phase L stellt dabei den ersten Ladestrompuls I dar. Dieser ist allerdings auf die hier veränderte vertikale Stromskalierung zu beziehen und bleibt in der Amplitude bei unter 1,5 A. Syn- chron zu den sinusförmigen Schwingungen der Phase L folgen daraufhin zwei in Amplitude und zeitlicher Ausdehnung etwas abnehmende sinusähnliche Ladestrompulse mit noch deutlich kleineren Stromamplituden. Etwa bei 60 ms erfolgt das Zeitsignal entsprechend dem fünften und dem sechsten Ausführungsbeispiel aus Figur 5 bzw. 6 (oder würde der Heißleiter NTC aus Figur 4 ausreichend warm bzw. das Relais ReI aus Figur 7 eingeschaltet). Dies ist in Figur 13 ganz unten durch die rechteckig ansteigende Kurve dargestellt. Daraufhin werden die Ladestromspitzen wegen des jetzt wegfallenden Einschaltstrombegrenzungswi- derstands R in der Amplitude wieder größer, werden allerdings wegen der unabhängig von dem Umschaltvorgang zunehmenden Aufladung des Zwischenkreiskondensators beständig zeitlich kürzer. Sie stabilisieren sich bei einer Ampli- tude von deutlich unter 1 A, vgl. die rechte Hälfte der Figur 13. Der Spannungsverlauf U _z zeigt demzufolge in der rechten Hälfte den Sägezahnverlauf aus Figur 12, in der linken Hälfte der Figur 13 jedoch einen mit gleicher Periode modulierten und im übrigen aber über die bereits erwähnte Zeit von 60 ms verschmierten Anstieg. Mit der Erfindung steht die volle Zwischenkreiskondensatorspan- nung also erst um einige 10 ms verzögert zur Verfügung,

können die Einschaltstromspitzen in diesem Fall jedoch fast um einen Faktor 100 verringert werden.