<本発明の原理>
 図1(a)に、本発明の誘導電力伝送回路の送信 アンテナ1と受信アンテナ2の平面図(XY図)を示 し、図1(b)に側面図を示す。すなわち、本発� �の誘導電力伝送回路は、実効的自己インダ� �タンスL1のコイル状の送信アンテナ1の配線� �両端を容量C1でつないだ共振回路を作り、そ の共振回路のアンテナの配線の中間のポート 1(P1)に直列に電源回路3を接続する。同様に、 実効的自己インダクタンスL2のコイル状の受� ��アンテナ2の配線の両端を容量C2でつないだ� ��振回路を作り、その共振回路のアンテナの� ��線の中間のポート2(P2)に直列に負荷回路4を� ��続する。図1のように、互いに電磁誘導する 両アンテナを(アンテナが共振する電磁界の� �長)/(2π)以下の距離の近傍に近づける。この� ��傍距離に近づけることで、両アンテナは、� ��波を放射しない電磁誘導の相互作用が優勢� ��なる。また、その送信アンテナ1の配線と受 信アンテナ2の配線を少し離すと、両アンテ� �の配線の相互インダクタンスMは、密結合な� ��互誘導回路の相互インダクタンス√(L1×L2)� �6割以下になる。

 図1では、送信アンテナ1のコイル状の配� �が乗るアンテナの面(XY面)と受信アンテナ2の アンテナの面を平行にし、送信アンテナ1と� �信アンテナ2のコイル状のアンテナの配線の� ��心軸を一致させて、アンテナ同士をその中� ��軸の方向に近づけて設置した。両アンテナ� ��配置はこれに限らず、(アンテナが共振する 電磁界の波長)/(2π)以下の距離の近傍に設置� �るだけで良く、後の図20(a)に示すように両ア ンテナを同一平面上に並べて配置しても良い 。また、アンテナの形状は、アンテナの配線 の両端を容量でつなぐだけで良く、アンテナ の配線の巻数は1巻でも多数巻きのコイル状� �は螺旋状でも良い。アンテナ配線の両端を� �ぶ容量C1あるいはC2は、外付けコンデンサを� ��続しないでも、アンテナ配線の両端を開放� ��て両端間に発生する寄生容量でアンテナ配� ��の両端をつなぐだけの構成でも良い。アン� ��ナの形状及び寸法は送信アンテナ1と受信ア ンテナ2で異なっていても良い。更に、送信� �ンテナ1と受信アンテナ2は、図1のようなコ� �ル状に形成しないで、例えば、図24(a)の送信 アンテナ1のようにダイポールアンテナを共� �させることでも電力を完全な効率(後に説明� ��る式29で与えられる電力伝送効率Peで電力を 伝送できることを完全な効率と呼ぶ)で伝送� �きる。

 本発明の誘導電力伝送回路は、図2(a)の回 路図でモデル化でき、その回路は、実効的自 己インダクタンスL1の送信アンテナ1と実効的 自己インダクタンスL2の受信アンテナ2が、相 互インダクタンスMを持つ。そして、送信ア� �テナ1に接続した電源回路3から受信アンテナ 2に接続した負荷回路4まで非接触で電力を供� ��する誘導電力伝送回路である。ここで、送� ��アンテナ1の両端をつなぐ容量C1は、電源回� ��3から角周波数ωの電流を送信アンテナ1に供 給するタンク回路内に設置した容量で構成し ても良い。また、寄生容量に比べて大きな容 量C1をアンテナ配線の両端に接続した場合、� ��信アンテナ1に電源回路3を直列に接続する� �子のポート1(P1)の位置は、容量C1と送信アン� ��ナ1のアンテナ配線との接続部分に直列に挿 入して設置しても良い。寄生容量に比べて大 きな容量C2をアンテナ配線の両端に接続した� ��合、受信アンテナ2に負荷回路4を直列に接� �する端子のポート2(P2)の位置も、容量C2と受� ��アンテナ2のアンテナ配線との接続部分に直 列に挿入して設置しても良い。

 鋭意研究の結果、以上の回路構成で誘導電� ��伝送回路を構成すると、送信アンテナ1と容 量C1により共振回路を構成した送信回路3aと� �受信アンテナ2と容量C2により共振回路を構� �した受信回路4aを共鳴させることができ、以 下の条件を満たせば、電源回路3から負荷回� �4まで電力を完全な効率で伝送することがで� ��ることを見出し、本発明に至った。電力を� ��率良く伝送する条件を以下で説明する。図2 (a)の電源回路3を送信アンテナ回路1に接続す� ��ポート1(P1)の電圧Einは以下の式1であらわせ� ��。
(式1)Ein=j{ωL1-(1/(ωC1))}×I1+jωM×I2
ここで、I1は送信アンテナ1に流れるアンテナ 電流、I2は受信アンテナ2に流れるアンテナ電 流であり、ω=2πfはその角周波数であり、fは� ��周波電流の周波数である。また、図2(a)の電 源回路3側から見た、送信アンテナ回路1のポ� ��ト1(P1)の入力インピーダンスZinに関しては� �以下の式2が成り立つ。
(式2)Ein=Zin×I1
式1の右辺の最後の項のjωM×I2は、受信アンテ ナ2に流れる高周波のアンテナ電流I2が送信ア ンテナ1の配線の近傍の電磁界を時間変化さ� �、それが送信アンテナ1に誘導する誘導電圧E 1である。それを式3であらわす。
(式3)E1=jωM×I2
式1と式2と式3から、アンテナ回路の入力イン ピーダンスZinが以下の式4であらわされる。
(式4)Zin=j{ωL1-(1/(ωC1))}+E1/I1

 この入力インピーダンスZinは、誘導電圧E1� �起因する見かけのインピーダンス(E1/I1)と回� ��のインピーダンスの和になる。そして、そ� ��加わったインピーダンス(E1/I1)の実数成分に より、Zinは実数成分を持つ。そのZinの実数成 分を誘導抵抗r1として、以下の式5であらわす 。
(式5)r1≡Real(E1/I1)=Real(jωM×I2/I1)
ここで、受信アンテナ2の電流I2と送信アンテ ナ1の電流I1の比を、実数の電流比パラメータ αと位相角βを用いて以下の式6であらわすと� ��誘導抵抗r1は式7であらわせる。
(式6)I2/I1≡α・exp(-jβ)
(式7)r1=α・ωM・sin(β)
ここで、電源回路3から最も効率良く送信ア� �テナ1に電力を供給する条件は、電源回路3の インピーダンスZ1が図2(a)の電源回路3側から� �信アンテナ1のポート1(P1)を見た回路のイン� �ーダンスZinと整合する(等しくなる)ことであ る。電源回路3の出力インピーダンスZ1が純抵 抗の場合は、そのZ1が誘導抵抗r1に等しくな� �ことが整合の条件であると考える。この誘� �抵抗r1は、受信アンテナ2の電流I2が送信アン テナ1に誘導する電圧E1のうち送信アンテナ1� �電流I1と同位相の成分を送信アンテナの電流 I1で割り算した値である。

 一方、受信アンテナ2にも送信アンテナ1の� �ンテナ電流I1で誘導される誘導電圧E2が発生� ��る。その誘導電圧E2を式8であらわす。
(式8)E2=jωM×I1
すると、受信アンテナ2を負荷回路4に接続す� ��ポート2(P2)の電圧Eoutは以下の式9と式10であ� ��わされる。
(式9)Eout=E2+j{ωL2-(1/(ωC2))}×I2
(式10)Eout=-Z2×I2
この誘導電圧E2の出力インピーダンスの実数� ��分を誘導抵抗r2とすると、誘導抵抗r2は以下 の式11であらわされる。
(式11)r2≡Real(E2/(-I2))
=Real(-jωM×I1/I2)=(1/α)・ωM・sin(β)
ここで、受信アンテナ2から最も効率良く負� �回路4に電力を供給する条件は、受信アンテ� ��2に加わった誘導電圧E2を電源と見なして、� ��の電源の出力インピーダンス(-E2/I2)が負荷� �路4の入力インピーダンスZ2と受信アンテナ� �回路のリアクタンスj{ωL1-(1/(ωC1))}の和に整� �する(等しくなる)ことであると考える。その ため、負荷回路4の入力インピーダンスZ2が純 抵抗の場合は、そのZ2が誘導抵抗r2に等しく� �ることが整合の条件であると考える。この� �導抵抗r2は、送信アンテナ1の電流I1が受信ア ンテナ2に誘導する電圧E2のうち受信アンテナ 2の電流I2と同位相の成分を受信アンテナの電 流I2で割り算した値である。

 また、本発明は、図2(b)の右側の受信回路4b� ��ように、受信アンテナ2に直列に変成器の一 次巻線を接続し、その変成器の二次巻線の両 端のポート4(P4)に負荷回路4を接続する受信回 路を構成することもできる。図2(b)の右側の� �信回路4bは、角周波数ωを1つに限定する条件 下では、図2(a)の右側の受信回路4aに等価な回 路であると考える。受信アンテナ2を図2(b)の� ��側の受信回路4bのように変成器により負荷� �路4と接続する一実施形態として、図21(a)の� �うに、受信アンテナ2のコイル状(螺旋状)の� �線自体をその変成器の一次巻線とし、その� �信アンテナ2のアンテナ面(XY面)に平行に近接 したコイル状又は螺旋状の誘導結合配線6を� �成器の二次巻線とする受信回路を構成する� �ともできる。送信アンテナ1側の回路は、図2 (a)の左側の送信回路3aのように、両端を容量C 1に接続した送信アンテナ1の中間に電源回路3 と直列に接続するポート1を設けた。図2(b)の� ��側の受信回路4bでは、受信アンテナ2に誘導� ��合配線6を相互インダクタンスM2で誘導結合� ��せ、誘導結合配線6の両端をポート4(P4)とし� ��負荷回路4に接続する回路構成にする。図21( a)の場合においては、誘導結合配線6の有する 自己インダクタンスが誘導抵抗r2に比べて小� ��いことにより、ポート4(P4)の負荷回路4側か� ��見た誘導抵抗(誘導結合配線6のインピーダ� �ス)が(2πf×M2) ² /r2になる。送信アンテナ1側も、図2(b)の左側� ��送信回路3bにし、その回路を誘導結合配線6� ��用いた回路構成にすることができる。

 また、図21(a)の受信アンテナ2と誘導結合配� ��6の回路は、更に、受信アンテナ2に誘導結� �配線6を兼ねさせた回路にすることもできる� ��その場合は、図2(c)の右側の受信回路4cのよ� ��に、誘導結合配線6の両端のポート4(P4)は受� ��アンテナ2のアンテナ配線の両端のポート6(P 6)が兼ね、そのポート6(P6)に、負荷回路4を接� ��して受信回路4cを構成することができる。� �ート6(P6)は容量C2に並列に設置され、ポート6 の負荷回路4側から見た誘導抵抗(インピーダ� ��ス)が(ω・L2) ² /r2になる。すなわち、受信回路4cは、図2(b)の 回路の誘導結合配線6の相互インダクタンスM2 を、受信アンテナ2の実効的自己インダクタ� �スL2に置き換えた回路になる。送信アンテナ 1側も、図2(b)の図の左の送信回路3bのように� �誘導結合配線6のポート3(P3)に電源回路3を接� ��した回路構成にでき、また、図2(c)の送信回 路3cのように、送信アンテナ1のポート5(P5)に� ��源回路3を接続した回路構成にすることがで きる。

 また、図24(a)のように、受信アンテナ2は� ��コイル状(螺旋状)のアンテナ配線にし、一� �、送信アンテナ1とそれに接続する電源回路3 は、空間から電磁波を受け取るダイポールア ンテナで両機能を兼用した誘導電力伝送回路 を構成することもできる。その場合は、その ダイポールアンテナが、空間の電磁波から電 力を受け取って電流を流し、その電流が受信 アンテナ2に誘導電圧を発生する、電源回路3� ��送信アンテナ1の両機能を兼用する。この誘 導電圧が受信アンテナ2に誘導抵抗r2を発生さ せ、その誘導抵抗r2に負荷回路4の入力インピ ーダンスZ2を等しくして空間の電磁波から効� ��良く電力を受け取ることができる。同様な� ��路として、送信アンテナ1は、コイル状(螺� �状)のアンテナ配線にし、一方、受信アンテ� ��2とそれに接続する負荷回路4は、空間に電� �波を放射するダイポールアンテナにし、空� �へ電磁波を放射して電力を消費する負荷回� �4と受信アンテナ2の機能をダイポールアンテ ナに兼用させた誘導電力伝送回路を構成する こともできる。その場合は、負荷回路4の入� �インピーダンスZ2となるダイポールアンテナ の放射抵抗に、受信アンテナ2の誘導抵抗r2を 整合させる(等しくする)ことで、空間に効率� ��く電磁波を放射することができる。

 以下では、図2(a)の回路の誘導電力伝送回路 でインピーダンスを整合させる場合に、共鳴 をおこす角周波数ωがどうなるかを詳しく解� ��する。すなわち、電源回路3の出力インピー ダンスZ1が誘導抵抗r1に等しい値に整合され� �、負荷回路4の入力インピーダンスZ2が誘導� �抗r2に整合(等しく)される場合には、式1と式 9等から、以下の式12と式13が成り立つ。
(式12)ωL1-(1/(ωC1))=-α・ωM・cos(β)
(式13)
ωL2-(1/(ωC2))=-(1/α)・ωM・cos(β)
これらの式12と式13が成り立ちZ1=r1、Z2=r2の場� ��には、アンテナ1の電磁界とアンテナ2の電� �界が共鳴し、それにより、電源回路3から負� ��回路4まで電力が完全な効率で伝送されると 考える。

 ここで、cos(β)が0で無い場合には、式7、式1 1、式12、式13から以下の式が得られる。
(式14)r1・r2=(ωM) ² -g1×g2
(式15)g1≡ωL1-(1/(ωC1))
(式16)g2≡ωL2-(1/(ωC2))
(式17)α ² =g1/g2
(式18)sin(β) ² =Z1・Z2/(ωM) ²
MとL1とC1とL2とC2が定まっている場合は、式14� ��より、ωに応じてr1・r2が求まり、そして式1 7から電流比パラメータαが求まる。次に、式 18から、位相角βが求まる。次に、式7と式11� �よって、r1とr2が求まる。特に、式17から、g1 ×g2は正である。そして、ωMが小さい値の場� �にも式14が成り立つには、ωがあるωoの場合� ��g1=g2=0になる必要がある。そのための条件は 以下の式19である。
(式19)L1・C1=L2・C2≡(1/ωo) ²

 (第1の共鳴の場合)
 式19が成り立つ場合に、ω=ωoのとき、すな� �ち、式12及び式13でcos(β)が0でsin(β)が1になる 場合に、g1=g2=0が成り立つ。この第1の共鳴の� ��合については後で説明する。
(第2の共鳴の場合)
 式19が成り立つ場合に、ωがωo以外のときに は、式6と式7と式11と式15から式17を使うと、� ��下の式20が成り立つ。これを第2の共鳴の場� ��と呼ぶ。
(式20)|I2/I1| ² =α ² =L1/L2=C2/C1=r1/r2
この式20から以下の式21が成り立つ。
(式21)L1×|I1| ² =L2×|I2| ²
この式21は、送信アンテナ1に蓄積される電磁 界のエネルギーと受信アンテナ2に蓄積され� �電磁界のエネルギーが等しく、両アンテナ� �互いにその電磁界エネルギーを交換して共� �している状態をあらわしていると考える。
この式21を変形して、以下の式22を得る。
(式22)|I2|=|I1|×√(L1/L2)
すなわち、共鳴した送信アンテナ1の電流I1と 受信アンテナ2の電流I2の比が、受信アンテナ 2の配線の実効的自己インダクタンスL2と送信 アンテナ1の配線の実効的自己インダクタン� �L1の比の平方根である。電磁界シミュレーシ ョンの結果でも、共振して効率良く(100%近い� ��率で)エネルギーを伝送するアンテナ回路で は式22の関係が成り立っていた。式22のよう� �受信アンテナ2に多くの電流が流れるので、� ��信アンテナ2に流れる高周波のアンテナ電流 I2が電磁界を時間変化させ、それにより送信� ��ンテナ1に誘導電圧E1を発生させると考える� ��

 ここで、式19が成り立つ場合は、送信アン� �ナ1と受信アンテナ2の電磁誘導の結合係数k(� ��23であらわす)を用いて、式7と式11と式12と� �13が、式24から式27に書き換えられる。
(式23)k≡M/√(L1×L2)
(式24)r1=kωL1・sin(β)
(式25)r2=kωL2・sin(β)
(式26)ωL1-1/(ωC1)=-kωL1・cos(β)
(式27)ωL2-1/(ωC2)=-kωL2・cos(β)
式26と式27から、以下の式28が得られる。
(式28)ω=ωo/√(1+k・cos(β))

 以上の関係は、以下のように言い換えるこ� ��ができる。すなわち、L1×C1=L2×C2=1/ωo ² であるアンテナ系において、0からπラジアン までの値の任意の位相角βに関して、電力を� ��送する交流の角周波数ωを、L1×C1×(1+k・cos(� �))の値の逆数の平方根にして、送信アンテナ 1に直列にポート1(P1)で接続する電源回路3の� �力インピーダンスZ1をr1=kωL1・sin(β)にし、受 信アンテナに直列にポート2(P2)で接続する負� ��回路4の入力インピーダンスZ2をr2=kωL2・sin(� �)にすると、電力を完全な効率で伝送できる� ��そして、電源回路3から負荷回路4まで、電� �を完全な効率で伝送できる誘導抵抗rの値に� ��限がある。空芯コイルの送信アンテナ1と受 信アンテナ2を対向させ近づけると結合係数k� ��大きくなり電力を伝送できる誘導抵抗rの上 限が大きくなる。誘導抵抗r1の上限がkωL1で� �誘導抵抗r2の上限がkωL2であり、その上限以� ��の誘導抵抗r1に電源回路3の出力インピーダ� ��スZ1を等しくし、誘導抵抗r2に負荷回路4の� �力インピーダンスZ2を等しくすることで電力 を完全な効率で伝送できる。電源回路3の出� �インピーダンスZ1と負荷回路4の入力インピ� �ダンスZ2を誘導抵抗rの上限より小さく設定� �る場合は、式24と式25でsin(β)が1より小さい� �でそれらのインピーダンスが誘導抵抗に等� �くなりインピーダンスが整合して電力が伝� �できる。そして、その場合には、cos(β)が0で は無く、式28により、ωoからずれた共振角周� ��数ωで送信アンテナ1と受信アンテナ2が共鳴 する。

 この第2の共鳴の場合の現象を利用して、 送信アンテナ1と受信アンテナ2の位置が安定� ��ず電磁誘導の結合係数kが変動する場合にも 、誘導抵抗r1とr2に整合(等しい)する電源回路 3と負荷回路4のインピーダンスを一定に保つ� ��とができる誘導電力伝送回路を構成できる� ��それは、上限の値より小さな値の誘導抵抗r 1に等しい値の固定した値の出力インピーダ� �スZ1を有する電源回路3と、その際の誘導抵� �r2に等しい値の固定した値の入力インピーダ ンスZ2を有する負荷回路4を用い、結合係数k� �値の変化に応じて位相角βを変え共振角周波 数ωを変えるように電源回路3を適応させて共 鳴させる。そのように適応する電源回路3の� �成は、送信アンテナ1の共振電流を正帰還回� ��により電源回路3に正帰還させて、その電流 を増幅して出力する電源回路3を構成するこ� �で実現できる。これにより、電源回路3から� ��振角周波数ωに適応した周波数の電流I1を取 り出すことができ、電磁誘導の結合係数kの� �化に適応してアンテナ回路を共鳴させ、結� �係数kの変化があっても完全な効率の電力伝� ��を維持させる誘導電力伝送回路が構成でき� ��効果がある。

 ここで、アンテナ系の電力伝送効率Peは近� �的に以下の式29で計算できると考える。
(式29)Pe=(1-ref2/r2)/(1+ref1/r1))
ここで、ref1は送信アンテナ1の実効的抵抗、r ef2は受信アンテナ2の実効的抵抗である。式29 が有効になる条件は、誘導抵抗r2がref2より大 きいことである。送信アンテナ1の実効的抵� �ref1が誘導抵抗r1に比べて小さく、受信アン� �ナ2の実効的抵抗ref2が誘導抵抗r2に比べて小� ��い場合に電力の伝送効率が良くい。アンテ� ��配線の実効的抵抗refが誘導抵抗rに比べて無 視できるほど小さい場合はほぼ100%の電力が� �送できると考える。また、送信アンテナ1と� ��信アンテナ2は、ダイポールアンテナに形成 することもできるが、アンテナを図1のよう� �コイル状(渦巻き状)にアンテナ配線を巻くと 、アンテナの実効的自己インダクタンスL1お� ��びL2がダイポールアンテナの場合より大き� �なり、式24と式25により誘導抵抗r1およびr2が 大きくなるので、式29で計算される送信アン� ��ナ1から受信アンテナ2までの電力伝送効率Pe が大きくなる効果がある。

 (第3の共鳴の場合)
 特に、ω≒ωoの場合は、式26と式27の左辺が0 に近くなるので、その右辺も0に近くなるた� �、βがπ/2ラジアンに近くなり、cos(β)が0に近 くなり、sin(β)が1に近くなり、式24と式25は以 下の式30と式31になる。
(式30)r1≒kωL1
(式31)r2≒kωL2
このように、ω≒ωoの場合に、図2(a)に示す電 源回路3の出力インピーダンスZ1を式30の誘導� ��抗r1に整合させ、負荷回路4の負荷インピー� ��ンスZ2を式31の誘導抵抗r2に整合させると、� ��源回路3から負荷回路4まで、電力を完全な� �率で伝送できる。この第3の共鳴の場合は、� ��2の共鳴の場合の一種であるだけで無く、第 1の共鳴の場合の一種でもあり、第1の共鳴の� ��合と第2の共鳴の場合とが両立する場合であ る。また、第3の共鳴の場合には、誘導抵抗r� ��結合係数kとアンテナの実効的自己インダク タンスLの間に式30と式31の関係があるので、� ��の関係を利用して、結合係数kが予め分かっ ている場合は、シミュレーションで求めた誘 導抵抗rからアンテナの実効的自己インダク� �ンスLを求めることができる。また、実効的� ��己インダクタンスLが予め分かっている場合 は、求めた誘導抵抗rから結合係数kを求める� ��とができる。

 (第1の共鳴の場合)
 以下で、先に示した第1の共鳴の場合につい て詳しく説明する。第1の共鳴の場合は、式19 が成り立つ場合に、sin(β)が1になる場合であ� ��て、g1=g2=0になる。この場合は、アンテナ電 流I1とアンテナ電流I2の位相差をあらわす位� �角βが90度(π/4ラジアン)の場合である。この� ��合は、角周波数ω=ωoで共振し、以下の式32� �ら式35の状態でアンテナ系が共鳴する。
(式32)cos(β)=0
(式33)r1=ωM・α
(式34)r2=ωM/α
(式35)I2/I1=-jα
以上の関係は、以下のように言い換えること ができる。すなわち、L1×C1=L2×C2=1/ωo ² であるアンテナ系において、電力を伝送する 交流の角周波数ωをωoにし、任意の正の数α� �関して、送信アンテナ1に直列に接続する電� ��回路3の出力インピーダンスZ1をr1=ωM・αに� �、受信アンテナに直列に接続する負荷回路4� ��入力インピーダンスZ2をr2=ωM/αにすると、� �力を完全な効率で伝送できる。つまり、こ� �共鳴の場合は、式9で示すようにアンテナの� ��鳴の角周波数ω=2πfがωoに一致して共鳴する が、任意のアンテナ電流の比αで電力を伝送� ��きる特徴がある。アンテナ電流の比αが任� �であるという意味は、送信アンテナ1の電流I 1を大きくして大きな電磁界を発生させれば� �受信アンテナ2に流れる電流I2が小さくても� �い効率で電力を伝送できることを意味する� �逆に、受信アンテナ2に流れる電流I2が大き� �れば、送信アンテナ1の電流I1が小さくても� �い効率で電力を伝送できることを意味する� �なお、誘導抵抗r1とr2の積が(ωM)の二乗の一� �値である。また、誘導抵抗r2に対するr1の比� ��、アンテナ電流の比αの二乗であって任意� �変えることができる。

 この第1の共鳴の場合の現象を利用して、空 芯コイルによる送信アンテナ1の誘導抵抗r1と 受信アンテナ2の誘導抵抗r2を変換するインピ ーダンス変換回路を構成する誘導電力伝送回 路が得られる。すなわち、図2(a)の回路で、� �源回路3側のインピーダンスZ1を負荷回路4側� ��誘導抵抗r2=(ωM) ² /Z1に変換するインピーダンス変換回路を構成 できる。また、このインピーダンス変換回路 用の送信アンテナ1と受信アンテナ2の間隔を� ��えて結合係数kを変える、すなわち相互イン ダクタンスMを変えれば、送信アンテナ側の� �源回路3の出力インピーダンスZ1を元のまま� �えないで受信アンテナ2側の誘導抵抗r2の値� �けを変えるインピーダンス変換回路を構成� �きる。このインピーダンス変換回路は、1つ� ��パラメータkを変えるだけで変換結果の誘導 抵抗r2の値を変えることができ、回路パラメ� ��タの調整が簡単であり容易にインピーダン� ��を調整できる効果がある。

 以下では、各実施形態毎に、電磁界シミ� ��レーションで、電源回路3から負荷回路4ま� �電力を完全な効率で伝送する電源回路3の出� ��インピーダンスZ1と負荷回路4の入力インピ� ��ダンスZ2を求め、その値を誘導抵抗r1とr2と� ��て誘導抵抗を求める。その誘導抵抗r1はωMα ・sin(β)であって、誘導抵抗r2はωM・sin(β)/α� �ある。以下に示す電磁界シミュレーション� �は、送信アンテナ1と受信アンテナ2を空芯コ イル状(螺旋状)に形成し、両アンテナの電磁� ��導の結合係数kを0.01ぐらいに小さくするま� �両アンテナを離して空間をあけた場合でも� �両アンテナ回路を共鳴させることができた� �そして、その共鳴させたアンテナ回路では� �本発明の原理の第2の共鳴の場合には、イン� ��ーダンスZを式24と式25(式30と式31)であらわ� �誘導抵抗rに整合(等しく)させれば、電源回� �3から負荷回路4へ電力を完全な伝送効率で伝 送できる効果があることを見出した。また、 本発明の原理の第1の共鳴の場合には、イン� �ーダンスZを式33と式34であらわす誘導抵抗r� �等しくすれば、電源回路3から負荷回路4へ電 力を完全な伝送効率で伝送できる効果がある ことを見出した。なお、本発明は、共鳴させ るアンテナ間の空間に真空や空気以外の、例 えば誘電体媒質を充填した回路にも適用でき 、また、常磁性体を充填した回路にも適用で きる。また、本発明の誘導電力伝送回路は、 電力をエネルギー供給のために伝送する用途 だけに限定されず、信号伝達のために電力を 送信アンテナ1から受信アンテナ2に伝送する� ��途の誘導電力伝送回路に用いることもでき� ��。

 <第1の実施形態>
 第1の実施形態は、生体内に受信アンテナを 埋め込み、生体外に送信アンテナから皮膚を 隔てて生体内の受信アンテナまで電力を伝送 する誘導電力伝送回路を構成する。図1から� �12により、第1の実施形態を説明する。図1で� ��、送信アンテナ1は、平面上に形成した幅が 1mmで厚さが50μmの銅のリボン状の配線でコイ� ��径Dが46mmの1巻のコイルを形成した。その送� ��アンテナ1は例えば厚さ25μmのポリイミドフ� ��ルム上に形成する。また、受信アンテナ2は 、コイル径Gが50mmのアンテナ配線を、厚さが2 5μmのポリイミド層で覆って作り、生体内に� �術によって埋め込むことができる。その送� �アンテナ1の配線の中間に電源回路3の端子の ポート1(P1)を直列に接続して給電する。電源� ��路3から送信アンテナ1まで接続する給電線� �電源回路3の出力インピーダンスZ1に整合す� �特性インピーダンスの給電線を用いる。例� �ば、電源回路3の出力インピーダンスZ1が4ω� �場合は、それに整合する給電線は、比誘電� �が3.5のポリイミドの50μmの厚さのフィルムの 両面に厚さが50μmで幅が2.4mmの銅の配線を対� �させることで特性インピーダンスを4ωにし� �給電線を用いる。送信アンテナ1には、その� ��端をつなぐ100pFの容量C1を設置した。配線パ ターンで形成する100pFの容量C1は、一辺の長� �が34mmの正方形の電極を2つ平行に配置し0.1mm� ��空気の間隔をあけることで形成できる。ま� ��、厚さ0.025mmで誘電率が3.5のポリイミドの両 面に46mm×1.8mmの矩形の電極を形成することで� ��100pFの容量を形成できる。受信アンテナ2は� ��幅が1mmで厚さが50μmの銅の配線でコイル径G� ��50mmの1巻のコイルを厚さ0.025mmのポリイミド� ��ィルムで覆って形成する。この受信アンテ� ��2の径は送信アンテナ1の径と異ならせた。� �の受信アンテナ2の配線の中間に負荷回路4の 端子のポート2(P2)を直列に接続する。また、� ��信アンテナ2の両端をつなぐ90pFの容量C2を設 置する。図1(b)の側面図のように、送信アン� �ナ1と受信アンテナ2は、アンテナのコイルの 軸方向(XY面に垂直方向)にアンテナ間隔hの距� ��を隔てて配置する。そして、図2(a)の回路図 の誘導電力伝送回路を構成し、電源回路3は� �アンテナ回路が共鳴する角周波数ωの電流I1� ��送信アンテナ1に出力するように、出力電流 I1を正帰還して増幅する電源回路に構成し、� ��ンテナの共鳴角周波数ωで発振させる。

 (電源回路3と負荷回路4のインピーダンスを� ��合させるアンテナの誘導抵抗値)
 この誘導電力伝送回路の第3の共鳴の場合の 電力伝送効率Peを電磁界シミュレーションで� ��め、その場合に発生する誘導抵抗r1とr2を以 下のように求めた。すなわち、電源回路3か� �負荷回路4へ最も効率良く電力を伝送する電� ��回路3の出力インピーダンスZ1の値を求め、� ��の値が送信アンテナ1の誘導抵抗r1であると� ��、同じく、最も効率良く電力を伝送する場� ��の負荷回路4の負荷インピーダンスZ2の値が� ��信アンテナ2の誘導抵抗r2であるとする。図3 に、アンテナ間隔hを種々に変えてシミュレ� �ションした結果の、電源回路3から負荷回路4 までの電力の伝送のSパラメータ(S21)をdB(デシ ベル)であらわして縦軸に示す。その横軸は� �電源回路が送信アンテナ1に流すアンテナ電� ��I1の周波数fをあらわすグラフを示す。図3(a) は、図1のアンテナ間隔hが1mmの場合を示し、� ��3(b)はh=10mmの場合を示し、図3(c)は、h=20mmの� �合を示す。図3(a)で、アンテナ間隔hが1mmの場 合は、送信アンテナ1の誘導抵抗r1が20ωであ� �、受信アンテナ2の誘導抵抗r2が23ωである。� ��の誘導抵抗rに電源回路3と負荷回路4のイン� ��ーダンスZを一致させた場合にアンテナが共 鳴して電力の伝送効率が最も良くなり、アン テナ電流I1の周波数fが40MHzの場合の電力の伝� ��効率は100%に近かった。アンテナ間の距離は (アンテナが共振する電磁界の波長)/(2π)以下� ��近傍距離にする必要があるが、本実施形態� ��は、周波数f=40MHzの電磁界の波長は約7.5mの� �長であり、アンテナ間隔hを20mm離しても、そ のアンテナ間隔hは(アンテナが共振する電磁� ��の波長)/(2π)の60分の1であり十分近い。図3(b )で、アンテナ間隔hが10mmの場合は、r1=8ωでr2= 9ωであり、図3(c)で、アンテナ間隔hが20mmの場 合は、r1=4ωでr2=4ωである。図3(c)の、アンテ� �間隔hが20mmの場合でも、S21は-0.3dBであり92%の 電力を伝送できた。

 以上の場合は、アンテナ間隔hが1mm、10mm� �20mmの場合とも、ほとんど100%の電力を伝送し た。電力伝送効率が100%となる周波数fには周� ��数帯域(共鳴周波数帯域)の帯域幅があり、� �れは、図3(a)の、アンテナ間隔hが1mmの場合は 、35MHzから55MHzまでの周波数帯域であり、約20 MHzの周波数帯域幅がある。電力伝送効率がほ ぼ100%となる共鳴周波数帯域は、アンテナ間� �hが大きくなるにつれて狭まり、図3(b)の、ア ンテナ間隔hが10mmの場合は、共鳴周波数帯域� ��36MHzから46MHzまでの約8MHzの周波数帯域幅に� �る。図3(c)の、アンテナ間隔hが20mmの場合は� �共鳴周波数帯域は38MHzから41MHzまでの約3MHzの 周波数帯域幅になる。

 図3のシミュレーションの結果の共振周波 数fが40MHzであり、送信アンテナ1の両端をつ� �いだ容量C1が100pFであることから、送信アン� ��ナ1の実効的自己インダクタンスL1が計算で� ��、L1は160nHである。また、受信アンテナ2の� �端をつないだ容量C2が90pFであることから、� �信アンテナ2の実効的自己インダクタンスL2� �180nHである。これらのアンテナの両端を結ぶ 容量Cの大きさがこれ以上ある場合は、アン� �ナの配線に流れる電流の大きさの分布は、� �ンテナの端部に至るまで同じ値でありアン� �ナの場所によらず一様であると考えられる� �そのため、アンテナの実効的自己インダク� �ンスLは、それらの容量Cがこれ以上の大きさ の場合には、同じ値になると考える。

 図4のグラフは、縦軸にシミュレーションで 得た誘導抵抗r1を(2πfL1)で割り算して無次元� �にした値r1/(2πfL1)を黒丸印で示し、r2を(2πfL2 )で割り算して無次元量にした値r2/(2πfL2)を白 丸印で示す。図4のグラフの横軸は、アンテ� �間隔hを、コイル径Dとコイル径Gの積の平方� �で割り算して無次元量にした(h/√(D×G))をあ� ��わす。図4のグラフで、実線は、以下の近似 式36で計算した結果を示す。
(式36)
r/(2πfL)=1.8EXP(-4.3√(0.04+√(1/t ² -1)))
(式37)
t=√(D×G/(((D+G)/2) ² +h ² ))
近似式36のtは式37で計算される値である。図4 で、実線で示す近似式36は、シミュレーショ� ��結果と良く一致する。

 図4の縦軸の値は、式30と式31と同じである� �ら、送信アンテナ1と受信アンテナ2の電磁誘 導の結合係数kをあらわすことになる。それ� �確認するため、送信アンテナ1が直径Dの円形 コイルで受信アンテナ2が直径Gの円形コイル� ��場合の、両コイル間の電磁誘導の結合係数k を理論的に厳密に計算し、以下の式39の係数A であらわす式38を得た。
(式38)
k=A×((-t+2/t)×K(t)-(2/t)×E(t))
(式39)
A=μ√(D×G/(L1×L2))/2
ここで、μは透磁率であり、tは式37で定義し� ��K(t)は第1種完全楕円積分関数、E(t)は第2種完 全楕円積分関数である。

 この式から以下の近似式40が得られる。
(式40)
k=4.86A{1.8EXP(-4.3√(0.04+√(1/t ² -1)))}
式40の最初の係数の4.86AにL1=160nHとL2=180nHと真� ��の透磁率μ=1.26μω・s/mを代入すると、それ� �約0.88で1割強程度の誤差で1になる。すなわ� �、式40で計算される両コイル間の電磁誘導の 結合係数kは、1割強の誤差で近似式36の値に� �致する。そのため、図4の縦軸は送信アンテ� ��1と受信アンテナ2の電磁誘導の結合係数kに� ��致すると言える。また、図4のグラフで、実 線は、近似式36で計算した結果であり、それ� ��、ほぼ両アンテナの配線の電磁誘導の結合� ��数kの計算結果をあらわしている。図4にお� �て、近似式36で計算した結合係数kとシミュ� �ーション結果のr/(2πfL)は良く一致した。そ� �ため、シミュレーション結果は式30と式31の� ��算結果に一致すると言える。

 (電力伝送効率を飽和させる周波数の帯域幅 )
 図4から、h=1mmで(h/√(D×G))が0.02の場合は、� �合係数kが0.5であり誘導抵抗rが約20ωであり� �h=10mmで(h/√(D×G))が0.2の場合は結合係数kが0.2 であり誘導抵抗rが8ωであり、h=20mmで(h/√(D×G ))が0.4の場合は結合係数kが0.1であり誘導抵抗 rが4ωである。図3(a)のグラフは、h=1mmで結合� �数k=0.5であり誘導抵抗rが約20ωの場合の電力� ��伝送効率Peの周波数特性をSパラメータS21で� ��す。図3(b)のグラフは、h=10mmで結合係数k=0.2� ��誘導抵抗rが8ωの場合を示し、図3(c)のグラ� �は、h=20mmで結合係数k=0.1で誘導抵抗rが4ωの� �合を示す。図3のこれらのグラフでは、電力� ��伝送効率Peが飽和する周波数fの帯域の上限� ��、ほぼf/fo=1/√(1-k)であり、下限は、ほぼf/fo =1/√(1+k)になっている。このため、結合係数k を大きくすると、電力の伝送効率Peが飽和す� ��周波数fの帯域幅の割合f/foが結合係数k程度� ��幅を確保できる効果がある。それゆえ、結� ��係数kを大きくすると、送信アンテナ1から� �信アンテナ2への電力伝送効率Peを飽和させ� �周波数帯域幅を大きくでき、両アンテナの� �振周波数同士を緩い精度で一致させれば十� �であり、両アンテナ回路の製造と調整が容� �になる効果がある。

 本実施形態で、電力の伝送効率Peが飽和� �る周波数fの帯域幅の割合f/foが結合係数k程� �の幅を確保できるので、誘導電力伝送回路� �送信アンテナ1と受信アンテナ2の結合係数k� �0.004以上に設定して電力を伝送すると、周波 数fの帯域幅が共振周波数の0.4%以上の幅を確� ��することができる。そのため、結合係数kを 0.004以上にすることが望ましい。そうすれば� ��誘導電力伝送回路に用いる部品の特性のバ� ��ツキを0.4%以内にして送信アンテナ1と受信� �ンテナ2の共振周波数のバラツキを0.4%以内に することが比較的容易にできるので、この両 アンテナの共振周波数のずれは電力を伝送す るのに支障が無い程度の範囲内に収めること ができる効果が得られる。

 このように、本実施形態では、生体外の� ��信アンテナ1から生体内の受信アンテナ2に� �周波数f=40MHzの高周波で電力を伝送し、電源� ��路3と負荷回路4のインピーダンスZ1とZ2を20ω から4ωの誘導抵抗r1とr2に整合することで電� �を効率良く伝送できる効果がある。この効� �は、アンテナ間の距離を(アンテナが共振す� ��電磁界の波長)/(2π)以下の近傍にすることで 得られる。本実施形態の誘導電力伝送回路は 、電力を伝送するために誘導抵抗rに整合す� �電源回路3の出力インピーダンスZ1及び負荷� �路4の入力インピーダンスZ2は、20ωから4ωで� ��さいため、所定の電力を伝送するための回� ��の電圧を低くでき、電力伝送回路の安全性� ��高い効果がある。本実施形態では、生体の� ��から、非接触で20mmの厚さの生体組織を隔て た生体内にも92%の効率で電力を伝送できる効 果がある。また、生体内に埋め込む受信アン テナ2には、縦横50mmで幅が1mmで厚さが50μmの� �の配線を25μmの厚さの絶縁体で覆った薄いア ンテナを用いることができ、生体内でアンテ ナが占有する体積が小さいので、生体内へ埋 め込み易い効果がある。

 (変形例1)
 変形例1は、生体内に埋め込んだ受信アンテ ナ2に電力を供給する交流の角周波数ωを低下 させる誘導電力伝送回路を構成する。変形例 1では、第1の実施形態の送信アンテナ1と受信 アンテナ2の端部間容量C1とC2を、ほぼ4倍の、 C1=400pFと、C2=360pFにする。図5のグラフに、縦� ��にシミュレーション結果の電力の伝送のSパ ラメータ(S21)を、横軸を周波数fで表す。図5� �グラフでは、電力を伝送する共振周波数fが� ��1の実施形態の半分の20MHzになった。図6に、 縦軸に、変形例1における誘導抵抗rを無次元� ��のr/(2πfL)、すなわち結合係数kであらわし、 横軸をアンテナ間隔hを無次元量の(h/√(D×G))� ��あらわすグラフを示す。図6も、図4と同様� �、黒丸印と白丸印はシミュレーション結果� �示し、実線は、近似式36の計算値を示す。図 6でも、シミュレーション結果は近似式36の計 算結果と良く一致した。図6で、h=1mmで(h/√(D� �G))が0.02の場合は、結合係数kが0.5であり誘導 抵抗rが約10ωであり、h=10mmで(h/√(D×G))が0.2の 場合は結合係数kが0.2であり誘導抵抗rが4ωで� ��り、h=20mmで(h/√(D×G))が0.4の場合は結合係数 kが0.1であり誘導抵抗rが2ωであり、共振周波� ��fが半分になることで誘導抵抗rが半分にな� �た。

 (変形例2)
 変形例2は、家屋の壁を隔てて電力を伝送す る誘導電力伝送回路を構成する。図7のよう� �送信アンテナ1と受信アンテナ2を、それぞれ 厚さが50μmのポリイミド膜の上に形成し、縦� ��の直径Dをともに50mmの同じ寸法のアンテナ� �した。アンテナの配線は、幅が1mmで厚さが50 μmの銅の配線にし、アンテナの両端間の容量 C1とC2をともに100pFにする。アンテナの配線の 上は厚さが30μm程度のソルダーレジストを印� ��するかポリイミド膜を被せる等で形成した� ��縁膜で覆う。この場合において、送信アン� ��ナ1に対して受信アンテナ2を水平面(XY面)の� ��向で縦(Y方向)と横(X方向)にずらすずれ距離d は0にした場合をシミュレーションした。そ� �結果、アンテナ電流が37.4MHzの周波数fで共振 することを確認し、アンテナの実効的自己イ ンダクタンスはL1=L2=L=176nHであることがわか� �た。図8に、縦軸に誘導抵抗rを無次元量のr/( 2πfL)=結合係数kであらわし、横軸にアンテナ� ��隔hを無次元量の(h/D)であらわすグラフを示� ��。図8のグラフの横軸は、アンテナの軸方向 のアンテナ間隔hを2mmから50mmまで種々に変え� ��場合をあらわす。図8のグラフの黒丸印はシ ミュレーションから得たrをあらわし、実線� �、近似式36の計算結果を示す。シミュレーシ ョン結果は近似式36と良く一致した。

 また、図8で、(h/D)が1の場合に誘導抵抗r� �0.8ωになり結合係数kが約0.02になった。また� ��(h/D)が2になる場合は、シミュレーションの� ��果の誘導抵抗rは0.24ωになり、結合係数kは0. 006になった。そして電力伝送効率Peは22%あっ� ��。結合係数kが0.006程度あれば、電力の伝送� ��率Peが飽和する周波数fの帯域幅の割合f/foは 結合係数k程度の幅を確保できるため、電力� �送効率Peの飽和する周波数fの帯域幅は共振� �波数foの0.6%程度ある。そのため、0.6%程度の� ��性のバラツキのある部品を使っても、送信� ��ンテナ1と受信アンテナ2の共振周波数のバ� �ツキを許容範囲内に留めることができる効� �がある。このように、直径Dのコイルの送信� ��ンテナ1と受信アンテナ2の間隔hをアンテナ� ��コイルの直径Dの2倍以下にすることで、実� �的な誘導電力伝送回路が構成できる効果が� �る。

 図9のグラフは、縦軸が、変形例2の幅1mm� �銅の配線のアンテナでの、共振周波数fの37MH zにおける電力伝送効率Peをあらわす。横軸は (h/D)をあらわす。図9では、電力伝送効率Peは( h/D)が大きくなるとともに低下する。その理� �は、(h/D)が大きくなると結合係数kが小さく� �り、式24と式25であらわされる誘導抵抗r1とr2 が小さくなり、式29の電力伝送効率Peが小さ� �なるからである。図9では、アンテナ間隔hを コイル径Dと同じ距離の50mm離した場合(h/D=1の� ��合)でも、電力伝送効率が約75%あり、十分効 率良く電力を伝送できた。このように、家屋 内の電源回路3から50mm程度の厚さの壁を隔て� ��コイル径Dが50mmの送信アンテナ1と受信アン� ��ナ2を非接触で対向させて、家屋の壁に配線 のための孔をあけずに、家屋外の照明装置や 表示装置などの負荷回路4に約75%の効率で屋� �に電力を供給する装置が製造できる。

 なお、アンテナの配線のコイル(螺旋)の� �き数を増して実効的インダクタンスLを大き� ��することにより、アンテナの配線の導通抵� ��に比して誘導抵抗rを大きくできるので、電 力伝送効率Peの式29に従って、電力伝送効率Pe を大きくできる効果がある。一方、アンテナ の両端を大きな容量C1とC2のコンデンサ(キャ� ��シタンス素子)で接続すると、共振角周波数 ωが小さくなり、それにより誘導抵抗rが小さ くなるので、式29に従って電力伝送効率Peが� �さくなる。

 (変形例3)
 変形例3は、家屋の壁を隔てて電力を伝送す る誘導電力伝送回路において、電力を伝送す る交流の角周波数ωを低下させた誘導電力伝� ��回路を構成する。変形例2の送信アンテナ1� �受信アンテナ2に、変形例2の4倍の400pFの端部 間容量C1とC2を設置した場合をシミュレーシ� �ンし、共振周波数fが変形例2の半分の約20MHz� ��低下させることができた。図10に、縦軸に� �導抵抗rを無次元量のr/(2πfL)であらわし、横� ��にアンテナ間隔hを無次元量の(h/D)であらわ� ��グラフを示す。図10で、黒丸印はシミュレ� �ション結果の誘導抵抗r=r1=r2を示し、実線は� ��似式36の結果を示す。図10でも、シミュレー ション結果は近似式36に良く一致した。

 (変形例4)
 変形例4は、家屋の壁等の絶縁体を隔てて電 力を伝送する誘導電力伝送回路において、図 7の送信アンテナ1に平行に対向する受信アン� ��ナ2をアンテナ面(XY面)内で縦横にずれ距離d� ��らして用いる誘導電力伝送回路を構成する� ��この誘導電力伝送回路において、送信アン� ��ナ1と受信アンテナ2の端部間容量C1とC2を100p Fに固定し、アンテナ間隔hを2mmに固定した場� ��について、種々のずれ距離dの場合について シミュレーションして回路の整合条件を求め た。その結果を以下で説明する。この場合の アンテナ回路の共振周波数fは、変形例2と同� ��37.4MHzのfoに固定した。図11に、この共振周� �数f=37.4MHzにおけるシミュレーション結果を� �丸印であらわし、縦軸に誘導抵抗rを無次元� ��のr/(2πfL)であらわし、横軸にコイルのずれ� ��離dを無次元量(d/D)であらわすグラフを示す� ��コイルの位置を水平方向にずらすと、アン� ��ナに現われるインピーダンスrが低下した。 この原因は、コイルの位置をずらすと、コイ ル同士の電磁誘導の結合係数kが小さくなる� �であると考える。

 図12に、電源回路3から負荷回路4までの電 力伝送効率(縦軸)を、横軸をコイルのずれ距� ��dを無次元量(d/D)であらわすグラフを示す。� ��12から、(d/D)が0.4以下、すなわち、コイルの ずれ距離dが20mm以下ならば90%以上の電力伝送� ��率があり、十分効率良く電力を伝送できる� ��コイルのずれ距離dが(d/D)=0.66になる位置で� �電力伝送効率が略0になる。この位置では、� ��方のアンテナのコイルが発生する磁界が他� ��のアンテナのコイルで囲まれる面積を横切� ��磁界の方向がアンテナのコイル内の場所に� ��り逆になるため、磁界の総和が0になり、誘 導電圧及び結合係数kが0になる為と考える。� ��12のように、(d/D)が0.4を超えると電力伝送効 率が回復して来る。

 この送信アンテナ1と受信アンテナ2のコ� �ルの軸を横方向にのみ、アンテナのコイル� �D=50mmの2倍の距離の100mmずらすと、誘導抵抗r� ��0.23ωになり、アンテナ系のコイルの結合係� ��kと等しいr/(2πfL)が0.005になり、電力伝送効� ��Peが20%の効率で電力を伝送できる。このよ� �に、アンテナのコイルの軸をずらす距離を� �ンテナのコイル径Dの2倍以下にすることで、 アンテナの結合係数kが0.005以下になるので、 電力伝送効率Peの飽和する周波数fの帯域幅は 共振周波数foの0.5%程度あるので、0.5%程度の� �性のバラツキのある部品を使っても、送信� �ンテナ1と受信アンテナ2の共振周波数のバラ ツキを許容範囲内に留めることができる。そ のため、直径Dのコイルの送信アンテナ1と受� ��アンテナ2の間隔dを、コイルの直径Dの2倍以 下にすることで実用的な誘導電力伝送回路を 構成できる。

 なお、送信アンテナ1と受信アンテナ2の� �合係数kは0.004以上に限定されず、結合係数k� ��それより小さい場合も、送信アンテナ1側で 送信アンテナ1の共振周波数fを受信アンテナ2 の共振周波数に同調させる回路を加えること で、効率良く電力を伝送する誘導電力伝送回 路を構成できる。

 <第2の実施形態>
 第2の実施形態は、生体外の送信アンテナ1� �ら皮膚を隔てて生体内の受信アンテナ2まで� ��力を伝送する誘導電力伝送回路において、� ��信アンテナ1と受信アンテナ2の位置が安定� �ず電磁誘導の結合係数kが変動する場合に適� ��して安定して電力を供給する誘導電力伝送� ��路を構成する。この誘導電力伝送回路のア� ��テナは、図7の送信アンテナ1と受信アンテ� �2を用いるが、それらは本発明の原理の第2の 共鳴の場合で動作させる。

 図13(a)に、図7の送信アンテナ1と受信アン テナ2の間隔h=10mm(h/D=0.2)の場合について、電� �回路3と負荷回路4のインピーダンスZを変え� �場合の電力伝送効率(%)をあらわす。ただし� �図13(a)で、インピーダンスZをあらわす横軸� �、無次元量のZ/(2πfL)であらわす。図13(a)にお いて、実線は、電源回路3から送信アンテナ1� ��供給する電流I1の周波数fを37.4MHzに固定した 場合の電力の伝送効率を示し、破線は、第2� �実施形態の場合であり、アンテナ電流の周� �数fを、最大の電力を伝送する周波数fに適合 させて変えた場合の電力の伝送効率を示す。

 図13(b)には、特定の値のインピーダンスZ� ��おける、誘導電力伝送回路の電力伝送効率P eをあらわすSパラメータ(S21)をdB表示であらわ す。図13(b)の横軸は、アンテナ電流の周波数f をあらわす。図13(a)で、Z/(2πfL)が0.22、(この� �きZが9ω)より大きい場合は、電力の伝送効率 は低下する。この値0.22は電磁誘導の結合係� �kに等しい。一方、Z/(2πfL)が結合係数kの0.22(� ��のときZが9ω)より小さい場合は、以下の2つ� ��場合に分かれる。(1)伝送する電力の周波数f を37.4MHzに固定する場合は、電力の伝送効率� �、電源回路3および負荷回路4のインピーダン スZが誘導抵抗rより低下するにつれて低下す� ��。(2)一方、図13(b)のS21が二山になるグラフ� �ピークを与える周波数にアンテナ電流の周� �数fを調整することで、最大のS21の値(電力伝 送効率Pe)で伝送するように、周波数fを適合� �せて変える場合は、図13(a)の破線で示すよう に、電力の伝送効率はほとんど低下しない。 第2の実施形態では、そのように、共振の周� �数fを、最大の電力伝送効率Peで伝送する周� �数fに適合させて変える。

 第2の実施形態の誘導電力伝送回路は、本 発明の原理における第2の共鳴の場合の、ωが ωo以外の場合に共鳴をおこす現象を利用し、 送信アンテナ1と受信アンテナ2の位置が安定� ��ず電磁誘導の結合係数kが変動する場合に適 応する誘導電力伝送回路を構成する。第2の� �施形態では、出力インピーダンスZ1を誘導抵 抗r1の上限の値より小さな値に固定した電源� ��路3と、入力インピーダンスZ2をZ1×(L2/L1)の� �に固定した負荷回路4を用いる。そして、送� ��アンテナ1と受信アンテナ2の位置の変化に� �う結合係数kの値の変化に応じて電源回路3の 電流の共振角周波数ωを適応させて変えて両� ��ンテナを共鳴させる。そのために、電源回� ��3から交流電力を送信アンテナ1に給電して� �送信アンテナ1の共振電流を正帰還回路によ� ��電源回路3に正帰還させることで最も大きな 電流を流す角周波数ωの電力を電源回路3から 出力させることで、角周波数ωを、送信アン� ��ナ1の電流I1を最も大きくする値に変える共� ��周波数調整回路を電源回路3に設置する。そ の角周波数ωの値は、L1×C1×(1+k・cos(β))の値� �逆数の平方根の値になる。こうして、第2の� ��施形態の誘導電力伝送回路は電源回路3の供 給する交流の角周波数ωを変えて、電力を最� ��の効率で伝送するように自動調整する。

 第2の実施形態では、式28に示すωを式19の値 ωoからずらす場合に、位相角βをπ/2からずら し、cos(β)を0から±1にまで変え、式28の共鳴� �周波数ωをωoから式41の値にまで変える。
(式41)ω≒ωo/√(1±k)
そして、sin(β)を1より小さくし0に近づけ、式 24と式25に示す誘導抵抗r1とr2を上限値のkωL1� �よびkωL2より小さくする。このように、第2� �実施形態は、共鳴角周波数ωをωoからずらす ことで、式24と式25に示す小さな値の誘導抵� �r1とr2を、電源回路3の出力インピーダンスZ1� ��負荷回路4の負荷インピーダンスZ2に等しい� ��になるように調整して、電力を完全な効率� ��伝送する。この場合に、誘導抵抗r1とr2の比 は実効的自己インダクタンスL1とL2の比にな� �ので、電源回路の出力インピーダンスZ1と負 荷回路の入力インピーダンスZ2の比は実効的� ��己インダクタンスL1とL2の比の固定値に設定 する。このように、第2の実施形態の誘導電� �伝送回路は、アンテナ間の距離が変化し安� �しない場合でも、その変化に適応してアン� �ナ回路を共鳴させ、完全な効率の電力伝送� �維持させることができる効果がある。

 <第3の実施形態>
 第3の実施形態は、家屋の壁を隔てて電力を 伝送する誘導電力伝送回路で、アンテナの渦 巻き配線の巻数を増すことでアンテナの誘導 抵抗を大きくし、その誘導抵抗を電源回路3� �ら送信アンテナ1までの電力の給電線の特性� ��ンピーダンスに近づける誘導電力伝送回路� ��構成する。この誘導電力伝送回路は、本発� ��の原理の第3の共鳴の場合の動作をさせる。 図14(a)に第3の実施形態の誘導電力伝送回路の 送信アンテナ1と受信アンテナ2の平面図を示� ��、図14(b)に側面図を示す。第1の実施形態と� ��様に、送信アンテナ1に電源回路3を接続し� �受信アンテナ2に負荷回路4を接続する。図14� ��は、送信アンテナ1として、厚さ50μmのポリ� ��ミドフィルム上に幅が1mmで厚さが50μmの銅� �配線で形成したコイル径Dが54mmの3巻のコイ� �のアンテナの両端を280pFの端部間容量C1でつ� ��ぎ、アンテナの中間に電源回路3から給電す る端子のポート1(P1)を設置した。受信アンテ� ��2は、送信アンテナ1と同じ形で同じ寸法の� �ンテナとし、縦横54mmの3巻のコイル状アンテ ナの両端を280pFの端部間容量C2でつなぎ、そ� �アンテナの中間に負荷回路4の端子のポート2 (P2)を設置した。送信アンテナ1のコイルと受� ��アンテナ2のコイルは、図14(b)の側面図のよ� ��に、コイル面を平行にし、コイル面(XY面)に 垂直方向のアンテナ間隔hだけ離して配置し� �更に、両者のコイルの軸を横(X)方向にのみ7m mのずれ距離dでずらして、縦(Y)方向にはずら� ��ず配置した。

 シミュレーションの結果、共振周波数fは 9MHzになり、送信アンテナ1の実効的自己イン� ��クタンスL1と受信アンテナ2の実効的自己イ� ��ダクタンスL2は、ともに1.2μHであった。本� �施形態では、送信アンテナ1と受信アンテナ2 は、コイルが3巻であり、第1の実施形態のコ� ��ルの巻き数の3倍あるので、このコイルのア ンテナの実効的自己インダクタンスL=L1=L2は� �イルの巻き数の二乗に近い約7倍に大きくな� ��た。そして、共振周波数f=9MHzの前後に、図3 と同様な形のグラフで電力の伝送効率の周波 数特性グラフを得た。この実施形態の実効的 自己インダクタンスLは第1の実施形態の7倍に なったので、共振の周波数fが第1の実施形態� ��40MHzから9MHzに下がっても、誘導抵抗rの値kω Lは第1の実施形態より大きくなり、それに整� ��させる電源回路3及び負荷回路4のインピー� �ンスZを大きくできる。そして、誘導抵抗rが 大きくなると、式29であらわせる電力伝送効� ��Peを向上させる効果がある。

 図15(a)に、第3の実施形態の共振周波数f=9M Hzにおける誘導抵抗rを無次元量のr/(2πfL)にし て縦軸であらわし、横軸にアンテナ間隔hを� �次元量の(h/D)であらわすグラフを示す。図15( a)で、黒丸印はシミュレーション結果を示し� ��実線は、近似式36の値を示す。図15(a)は、シ ミュレーション結果は近似式36に概ね一致し� ��。図15(b)に、縦軸に電源回路3から負荷回路4 までの電力伝送効率をあらわし、横軸にアン テナ間隔hを無次元量(h/D)であらわすグラフを 示す。図15(b)から、アンテナ間隔hをコイル径 Dの6割程度の約30mm離した場合(h/D=0.6の場合)で も、電力伝送効率が約90%あり十分効率良く電 力を伝送できる。

 (変形例5)
 変形例5は、第3の実施形態の送信アンテナ1� ��受信アンテナ2それぞれの両端をつなぐ端部 間容量C1とC2の容量を第3の実施形態の容量の1 6分の1の17pFにして共振周波数fを高くした場� �を示す。変形例5の場合は共振周波数f=35MHzで 共振した。図16(a)に、その場合の誘導抵抗rを 無次元量のr/(2πfL)にして縦軸であらわし、横 軸にアンテナ間隔hを無次元量の(h/D)であらわ すグラフを示す。このように、端部間容量C1� ��C2の容量を約16分の1に小さくすると、共振� �波数fは約4倍の35MHzに大きくなった。図16(a)� �、黒丸印で示すシミュレーション結果は実� �で示す近似式36に概ね一致した。図16(b)に、� ��軸に電源回路3から負荷回路4までの電力伝� �効率をあらわし、横軸にアンテナ間隔hを無� ��元量(h/D)であらわすグラフを示す。図16(b)か ら、アンテナ間隔hをコイル径Dの8割程度の約 40mm離した場合(h/D=0.8の場合)でも、電力伝送� �率が約90%あり十分効率良く電力を伝送でき� �。図16(a)から、アンテナ間隔hを1mm離して(h/D) を約0.6にする場合に、r/(2πfL)=結合係数kが0.6� ��なり誘導抵抗rが158ωに高くなる。この実施� ��態の実効的インダクタンスLは第1の実施形� �の7倍になったので、第1の実施形態の40MHzと� ��ぼ同じ周波数fの35MHzの場合では、誘導抵抗r の値kωLは第1の実施形態の7倍に大きくなり、 それに整合させる電源回路3及び負荷回路4の� ��ンピーダンスZが7倍に大きくなる。そして� �誘導抵抗rが大きくなるので式29であらわせ� �電力伝送効率Peを向上させる効果がある。

 <第4の実施形態>
 第4の実施形態は、第3の実施形態のアンテ� �の両端に外部コンデンサを加えずに共振周� �数fを高くすることでアンテナの誘導抵抗を� ��くし、電源回路3から送信アンテナ1までの� �力の給電線に特性インピーダンスの高い給� �線を用いる誘導電力伝送回路を構成する。� �なわち、第4の実施形態では、図14の送信ア� �テナ1と受信アンテナ2の両端を開放し、アン テナの端部間に外部コンデンサは加えない。 しかし、アンテナ端部間には、寄生容量値min の容量C1とC2がある。この誘導電力伝送回路� �本発明の原理の第3の共鳴の場合の動作をさ� ��る。第4の実施形態の誘導電力伝送回路のア ンテナ系は、周波数f=154MHzで共振する。共振� ��波数f=154MHzと、外部コンデンサを加えた場� �に得たアンテナのコイルの実効的自己イン� �クタンスL=1.2μHとから計算すると、このアン テナのコイルの両端は実効的に約1pFの寄生容 量値minでつながれていることがわかる。この ため、アンテナのコイル端を開放した状態で も、図2(a)の回路であって、送信アンテナ1と� ��信アンテナ2それぞれのアンテナの両端に約 1pFの容量C1とC2をつないだ回路である。

 図17(a)に、第4の実施形態の共振周波数f=15 4MHzにおける誘導抵抗rを無次元量のr/(2πfL)に� ��て縦軸であらわし、横軸にアンテナ間隔hを 無次元量の(h/D)であらわすグラフを示す。こ� ��でr/(2πfL)を計算する基礎にするLの値として は、外部コンデンサを加えた場合に得たアン テナのコイルの実効的自己インダクタンスL=1 .2μHを用いた。黒丸印はシミュレーション結� ��を示し、点線は近似式36の値×(2/π)を示す。 アンテナ端部間に寄生容量以外には外部コン デンサを加えずアンテナ端を開放した場合は 、アンテナ電流分布がアンテナの端部間を個 別のコンデンサで接続した場合と異なり、ア ンテナの端部に近づくにつれアンテナ電流が 小さくなる。そして、アンテナ電流の平均値 がアンテナの中間のポートでの電流値の(2/π) 倍になる。そのため、点線のグラフは、アン テナ電流の平均値のポート電流に対する減少 分を補正するために近似式36の右辺の式に(2/� �)を掛け算した値を示す。その補正結果の値� ��シミュレーション結果に一致した。この補� ��が必要になった理由は、アンテナ端を開放� ��た場合のアンテナのコイルの実効的自己イ� ��ダクタンスLは、外部コンデンサを加えた場 合に得たアンテナのコイルの実効的自己イン ダクタンスLとは変わってしまうことに依る� �考える。近似式36に用いるLは、アンテナ電� �の分布に応じて変化する実行的自己インダ� �タンスLを用いるべきである。このアンテナ� ��アンテナ端を開放した場合の実効的インダ� ��タンスLの値は、アンテナ端に大きな容量を 接続した場合の実効的インダクタンスの値の 概ね(2/π)倍になるので、近似式36を用いる場� ��にLの値として、外部コンデンサを加えた場 合に得た実効的自己インダクタンスLを用い� �場合は、計算結果を補正する必要がある考� �る。

 図17(a)から、アンテナ間隔hを4mm離して(h/D )を0.074にする場合に、r/(2πfL)が0.22になり誘� �抵抗rが260ωになる。第4の実施形態では、ア� ��テナ間隔hを約4mm離すことで、誘導抵抗rを� �260ωにする。この誘導抵抗rには、平行2線の� ��電線の特性インピーダンスが良く整合する� ��平行2線の給電線の特性インピーダンスは、 給電線の2線間の距離が給電線の半径の10倍の 場合は給電線の特性インピーダンスが277ωに� ��り260ωの誘導抵抗rに近いからである。第4の 実施形態では、誘導抵抗rを高くしそれに整� �する電源回路3と給電線の特性インピーダン� ��を高くしたので、電力を伝送するための電� ��が少なくなり給電線の導体抵抗に電流が流� ��ることによる損失を少なくできる効果があ� ��。

 図17(b)に、縦軸に電源回路3から負荷回路4 までの電力伝送効率をあらわし、横軸にアン テナ間隔hを無次元量(h/D)であらわすグラフを 示す。図17(b)から、アンテナ間隔hをコイル径 Dの8割(h/D=0.8)の43mm程度離した場合でも、電力 伝送効率が約90%あり十分効率良く電力を伝送 できる。

 <第5の実施形態>
 第5の実施形態は、本発明の原理の第2の共� �の場合を利用して、変成器を成す誘導電力� �送回路を構成する。すなわち、図2(a)の回路� ��あって、空芯コイルの送信アンテナ1と受信 アンテナ2を共鳴電磁界の波長の2π分の1より� ��い距離に設置し、コイルの巻き数を変えて� ��効的自己インダクタンスL1とL2を変えること で、電源回路3の出力インピーダンスZ1を、(L2 /L1)倍の、負荷回路4の負荷インピーダンスZ2� �変換する変成器を成す誘導電力伝送回路を� �成する。第5の実施形態は、共振角周波数ω� �ωoと異なる場合の本発明の原理の第2の共鳴� ��場合には、アンテナのコイルの誘導抵抗rが 、式24と式25に従って、アンテナの配線のコ� �ル(巻線)の実効的自己インダクタンスLに比� �して変わり、その比例係数は結合係数kと2πf とsin(β)の積であることを利用した。この変� �器は、送信アンテナ1側に接続した電源回路3 のkωL1以下のインピーダンスを、受信アンテ� ��側で見るとkωL2以下の出力インピーダンス� �変換できる効果がある。本実施形態で、ポ� �イミドフィルム上に銅の配線をエッチング� �て螺旋状のパターン形成した空芯コイルの� �信アンテナ1と受信アンテナ2の間隔に磁性体 を設けず、アンテナ同士を空気中(あるいは� �縁体中)で対向させ近づけると、結合係数kが 大きくなり、インピーダンス変換できるイン ピーダンスの値の上限が大きくなるので、両 アンテナを空気中(あるいは絶縁樹脂などの� �縁体中)で近づけることが望ましい。この変� ��器では、送信アンテナ1の実効的自己インダ クタンスL1と受信アンテナ2の実効的自己イン ダクタンスL2を、アンテナのコイルの巻数を� ��えて調整することでインピーダンスの変換� ��(L2/L1)を調整する。アンテナの配線のコイル の実効的自己インダクタンスLは、概ね巻数� �二乗に比例して変わる。このように、第5の� ��施形態の変成器は、異なるインピーダンスZ 1を持つ電源回路3と負荷回路4のインピーダン スZ2を変換して、電源回路3から負荷回路4へ� �100%の電力を伝送する誘導電力伝送回路であ� ��。

 第5の実施形態の変成器は電源回路3の出� �インピーダンスZ1を送信アンテナ1の誘導抵� �r1に一致させ、負荷回路4の入力インピーダ� �スZ2を受信アンテナ2の誘導抵抗r2に一致させ る。誘導抵抗r1とr2は式24と式25のsin(β)を小さ くすることで小さくしてインピーダンスZ1とZ 2に整合させる。その整合条件を満たす共鳴� �角周波数ωはそのβの値に従って、式28であ� �わされるように、ωoから式41の値(ωo/√(1±k)) にまで変わる。式28の共振角周波数ωは、cos(� �)が負の共鳴条件の場合は、ωoより高い角周� ��数にシフトし、図13(b)の二山のグラフの右� �山のピークを与える角周波数になる。受信� �ンテナ2の電流I2は送信アンテナ1の電流I1を� �ち消すように逆向きに流れ、送信アンテナ1� ��受信アンテナ2の総体のアンテナ系が外部に 発生する電磁界が小さくなり、この変成器の 発生する不要電磁波ノイズ(EMI)が小さくなる� ��果がある。

 また、cos(β)が正の共鳴条件の場合は、共 振角周波数ωはωoより低い角周波数にシフト� ��、図13(b)の二山のグラフの左の山のピーク� �与える角周波数になる。受信アンテナ2の電� ��I2は送信アンテナ1の電流I1と同じ方向に流� �、送信アンテナ1と受信アンテナ2の総体のア ンテナ系が外部に発生する電磁界が大きくな る問題があるが、その一方、1つの送信アン� �ナ1のアンテナ配線のコイルの軸に、アンテ� ��配線のコイルの軸を共有する複数の受信ア� ��テナ2を平行に設置して、同時に複数の受信 アンテナ2の回路に無線電力を給電できる効� �がある。

 なお、空芯コイルの送信アンテナ1と受信 アンテナ2を(共鳴電磁界の波長)/(2π)よりも近 い距離に設置して構成する第5の実施形態の� �成器は、空芯コイルを空気中あるいは絶縁� �脂中で対向させて用いると、従来の変成器� �比べ、重量と寸法を軽減できる効果がある� �また、第5の実施形態の変成器は、コアに強� ��性体の材料を用いる従来の変成器がその強� ��性体の周波数特性により制約されて使えな� ��った高周波においても、制約無く変成器を� ��成できる効果がある。

 <第6の実施形態>
 本発明の第6の実施形態は、集積回路の配線 層間に電力を伝送する誘導電力伝送回路を構 成する。図18(a)に、第6の実施形態の送信アン テナ1と受信アンテナ2の平面図を示し、図18(b )に側面図を示す。この誘導電力伝送回路は� �本発明の原理の第3の共鳴の場合の動作をさ� ��る。送信アンテナ1の配線の中間に電源回路 3の端子のポート1(P1)を設置し、受信アンテナ 2の配線の中間に負荷回路4の端子のポート2(P2 )を設置する。図18では、送信アンテナ1と受� �アンテナ2として、集積回路チップの配線層� ��形成した、厚さが1μmの銅で、第3の実施形� �の1000分の1の寸法のコイルを用いた。すなわ ち、送信アンテナ1と受信アンテナ2は、配線� ��が1μmでコイル径D及びGが54μmの3巻のコイル� ��用いた。このアンテナのコイルは集積回路� ��ップ内の絶縁樹脂等の上層に形成したグロ� ��バル配線層に形成することが望ましい。ま� ��、このアンテナのコイル状の配線の両端は� ��放してその両端間は寄生容量値minの容量C1� �C2で結合させる。集積回路チップの配線層に 受信アンテナ2の配線を形成し、その集積回� �を設置する基板の配線層に送信アンテナ1の� ��の配線を形成し、基板側から集積回路チッ� ��に無線で電力を供給する誘導電力伝送回路� ��構成できる。図18(b)の側面図のように、送� �アンテナ1のコイルと受信アンテナ2のコイル は、両者のコイルの軸を横(X)方向にのみ7μm� �ずれ距離dでずらして、縦(Y)方向にはずらさ� ��、コイルの面に平行にアンテナ間隔hを保っ て配置した。

 図19(a)に、この場合の共振周波数f=140GHzに おける誘導抵抗rを無次元量のr/(2πfL)にして� �軸であらわし、横軸にアンテナ間隔hを無次� ��量の(h/D)であらわすグラフを示す。このア� �テナのコイルの実効的自己インダクタンスL� ��1.3nHであり、このアンテナのコイルの両端� �実効的に約0.001pFの寄生容量値minでつながれ� ��。図19(a)で、黒丸印はシミュレーション結� �を示し、点線は近似式13の値×(2/π)を示す。� ��のグラフは、第4の実施形態の結果と同様に 黒丸印のシミュレーション結果が点線のグラ フに一致した。アンテナ間隔hをコイル径Dの2 割(h/D=0.2)程度の約10μm離す場合はr/(2πfL)が0.12 で誘導抵抗rが約140ωあり、アンテナ間隔hを� �イル径Dの4割(h/D=0.4)程度の約20μm離す場合はr /(2πfL)が0.08で誘導抵抗rが約90ωある。電源回� ��3及び負荷回路4のインピーダンスはこれら� �誘導抵抗に整合させる。図19(b)に、縦軸に電 源回路3から負荷回路4までの電力伝送効率を� ��らわし、横軸にアンテナ間隔hを無次元量(h/ D)であらわす。図19(b)から、アンテナ間隔hを� ��イル径Dの2割(h/D=0.2)程度の約10μm離す場合、 電力伝送効率が約80%あり十分効率良く電力を 伝送できる。コイル径Dの4割(h/D=0.4)程度の約2 0μm離す場合も電力伝送効率が約60%ある。こ� �現象を利用して、半導体集積回路内に54μm程 度の直径のコイル状の送信アンテナ1と受信� �ンテナ2間のアンテナ間隔hを10μmから20μm離� �てアンテナを対向させて非接触で効率良く� �力を伝送する回路を構成できる。また、電� �を伝送する信号層間の距離、すなわちアン� �ナ間隔hを数倍大きくする場合は、アンテナ� ��直径Dを数倍に大きくすることで、効率良く 電力を伝送する誘導電力伝送回路を構成でき る。また、集積回路チップの配線層に受信ア ンテナ2の配線を形成し、その集積回路を設� �する基板の配線層に送信アンテナ1の銅の配� ��を形成する場合に、図23の例のように、基� �側の送信アンテナ1の寸法を集積回路チップ� ��の受信アンテナ2の寸法より大きく形成する こともできる。。

 <第7の実施形態>
 第7の実施形態は、電源回路3に直径が約300mm の送信アンテナ1を接続し、電子ディスプレ� �装置に埋め込んだ約300mmの直径の受信アンテ ナ2までの空間を電力を伝送し、その受信ア� �テナ2に電子ディスプレイ装置の負荷回路4を 接続して電子ディスプレイ装置を動作させる 誘導電力伝送回路を構成する。この誘導電力 伝送回路も本発明の原理の第3の共鳴の場合� �動作をさせる。第7の実施形態では、第3の実 施形態の図14(a)の3巻きのコイル状のアンテナ の寸法を約6倍の300mmに拡大し、厚さ50μmで幅� ��10mmの銅の配線を3巻きした送信アンテナ1と� ��信アンテナ2を対向させてアンテナ間に電力 を伝送する。このアンテナ配線は、ポリイミ ドフィルムに厚さ50μmで積層した銅箔をエッ� ��ングすることで形成することができる。こ� ��各アンテナのコイルの実効的自己インダク� ��ンスL1とL2は4.9μHである。各アンテナコイル の配線の両端に100pFの容量C1とC2を接続する。 この場合は、共振周波数fが7.3MHzになる。送� �アンテナ1と受信アンテナ2のアンテナ間隔h� �アンテナの寸法D程度の300mm離した場合に、� �アンテナの結合係数kが約0.02になり、誘導抵 抗r1とr2が約4ωになる。この整合した回路で� �電力伝送効率Peは約94%になり電力が効率良く 伝送できる。

 この電力伝送効率Peが良い原因は、アン� �ナの寸法が大きくなって共振周波数fが低く� ��ったため、アンテナ配線の表皮効果による� ��失が小さくなったからである。このように� ��きな寸法のアンテナを用いて電子ディスプ� ��イ装置に電力を供給することで、送信アン� ��ナ1と受信アンテナ2のアンテナ間隔hを大き� ��取っても電力を効率良く電子ディスプレイ� ��置に伝送できる効果がある。

 (変形例6)
 変形例6は、直径が300mmの大きなアンテナを� ��いて、電力を動力として利用する車両など� ��電力を供給する誘導電力伝送回路を構成す� ��。すなわち、変形例6では、電力供給設備の 電源回路3から電力を、周波数が約7.3MHzの高� �波電流にして、幅10mmの銅の配線の3巻きの矩 形のコイルで直径Dが300mmの送信アンテナ1に� �流を供給し、その送信アンテナ1から300mm程� �の距離を隔てて対向する車両の受信アンテ� �2に約94%の効率で電力を送信し、その受信ア� ��テナ2から、その電力をその車両の充電池な どの負荷回路4に伝送する誘導電力伝送回路� �提案する。

 <第8の実施形態>
 第8の実施形態は、例えば携帯電話などの電 子機器に非接触で電力を伝送する回路として 、図20(a)の平面図のように、送信アンテナ1と 受信アンテナ2を同一平面上に並べて配置し� �電力を伝送する誘導電力伝送回路を構成す� �。すなわち、縦横47mmの矩形の送信アンテナ1 と受信アンテナ2を同一平面上に20mm隔てて並� ��た構造の誘導電力伝送回路である。この誘� ��電力伝送回路も本発明の原理の第3の共鳴の 場合の動作をさせる。このアンテナ間の結合 係数kは0.013である。送信アンテナ1と受信ア� �テナ2を配線するアンテナ面(XY面)は紙面に平 行にし、紙面の表側の配線が7巻あり紙面の� �側の配線が7巻あるコイル状にアンテナを形� ��し、紙面の表側の配線と裏側の配線は、紙� ��に垂直方向に1mmの間隔をあけて配置する。� ��ンテナの紙面の表側の配線と紙面の裏側の� ��線とはXY面に投影した配線パターンがY軸に� ��して左右対称になるように配線する。そし� ��、アンテナの両端は開放し、アンテナの両� ��間を接続する容量C1とC2は寄生容量値minにす る。送信アンテナ1の配線の中間に電源回路3� ��端子のポート1(P1)を設置し、受信アンテナ2� ��配線の中間に負荷回路4の端子のポート2(P2)� ��設置した。このアンテナは、アンテナ端を� ��きな容量で結んだ場合に実効的自己インダ� ��タンスLを求めると8.9μHであった。ただし、 アンテナの実効的インダクタンスLはアンテ� �電流の分布に依存して変わり、アンテナ端� �開放した場合の実効的インダクタンスLは、� ��ンテナ端に大きな容量を接続した場合の実� ��的インダクタンスより小さいと考える。こ� ��アンテナは周波数f=23.8MHzで共振した。アン� ��ナの自己インダクタンスを8.9μHとして計算� ��ると、アンテナの両端は概ね5pFの寄生容量� ��minでつながれている。この寄生容量値minは� ��紙面の表側の配線と裏側の配線の、紙面に� ��直方向の間隔を大きくすると寄生容量値min� ��小さくなる。

 図20(a)のアンテナの誘導抵抗rは、r=r1=r2=7� �であった。このアンテナでは、近似式36で計 算する元にする実効的自己インダクタンスL� �値は3.6μHであり、アンテナの両端を大きな� �量で結んだ場合の8.9μHの約40%であると考え� �。このように実効的自己インダクタンスが� �きく変わる原因は、このアンテナにおいて� �ンテナ面(XY)に垂直方向で対向する配線間に� ��生する寄生容量値minが実効的自己インダク� ��ンスを下げる効果が大きいことに依ると考� ��る。図20(b)に、縦軸に、送信アンテナ1から� ��信アンテナ2への電力伝送のS21をあらわし、 横軸を周波数fにしたグラフを示す。この誘� �抵抗rにインピーダンスZを整合させて電力を 伝送することでS21は-0.73dBが得られ、約85%の� �率で効率良く電力を伝送できた。このよう� �同一平面上に離して置いたアンテナで、ア� �テナ間の電磁誘導の結合係数kが0.013と小さ� �場合でも、十分な電力伝送効率が得られた� �なお、この電力の伝送効率Peは、式29に、誘� ��抵抗r1=7ωを代入して、送信アンテナ1の実効 的抵抗ref1および受信アンテナ2の実効的抵抗r ef2を、表皮効果を加味して約0.62ωと見積もっ て、式29に代入すると、電力伝送効率Pe=0.85が 得られた。このように、式29を用いて計算し� ��も、電磁界シミュレーションの結果とほぼ� ��致する結果が得られた。

 第8の実施形態では、コイル状の送信アン テナ1のアンテナ面(XY面)と同一平面上の周囲� ��複数の電子機器のコイル状の受信アンテナ2 を並べて設置し、一度に多数の電子機器の受 信アンテナ2に電力を伝送する電力伝送シス� �ムを構成できる。そのように1つの送信アン� ��ナ1に対して複数の受信アンテナ2を設置す� �場合は、送信アンテナ1に直列に接続する電� ��回路3の出力インピーダンスZ1に関するZ1/(2π fL1)は、各受信アンテナ2毎の結合係数kの総和 に調整して、電源回路3の出力インピーダン� �Z1を複数の受信アンテナ2が発生する誘導抵� �r1の総和に等しくさせる。

 (変形例7)
 変形例7は、第8の実施形態のアンテナの紙� �の表側の7巻の配線とそれと平行な紙面の裏� ��の7巻の配線の、紙面に垂直方向の間隔を4� �の4mmにする誘導電力伝送回路を構成する。� �のモデルを電磁界シミュレーションした結� �、40.1MHzで共振した。このアンテナの両端を� ��きな容量で結んだ場合の実効的自己インダ� ��タンスは8μHになったので、それを用いて計 算すると、アンテナの両端を結ぶ寄生容量値 minは2pFになり4割に小さくなった。このアン� �ナの誘導抵抗は、r=r1=r2=18ωになり、この誘� �抵抗rにインピーダンスZを整合させて電力を 伝送するとS21は-0.455dBが得られ、約90%の効率� ��、より良い効率で電力を伝送できる。この� ��ンテナでは、近似式36で計算する元にする� �効的自己インダクタンスLの値は5.5μHであり� ��アンテナの両端を大きな容量で結んだ場合� ��8μHの約70%であると考える。更に、アンテナ の紙面の表側の7巻の配線とそれと平行な紙� �の裏側の7巻の配線の、紙面に垂直方向の間� ��を更に大きく8mmにすると、アンテナは51.4MHz で共振し、送信アンテナ1と受信アンテナ2の� ��ンテナ系の誘導抵抗r=r1=r2=34ωになり、S21は- 0.32dBになり約93%の効率で電力を伝送する。

 (変形例8)
 変形例8は、第8の実施形態の図20(a)のアンテ ナを、紙面の片側だけの7巻のアンテナにし� �図20(a)と同様に同一平面上に20mm隔てて配置� �る誘導電力伝送回路を構成する。その送信� �ンテナ1の配線の中間に電源回路3の端子のポ ート1(P1)を設置し、受信アンテナ2の配線の中 間に負荷回路4の端子のポート2(P2)を設置して 電磁界シミュレーションした。この変形例8� �アンテナは、自己インダクタンスLが2.3μHで� ��り、アンテナの両端間の寄生容量値minは0.8p Fあり、115MHzで共振した。図20(a)の配置でのア ンテナの誘導抵抗は、r=r1=r2=14ωになり、この 誘導抵抗rにインピーダンスZを整合させて電� ��を伝送するとS21は-0.49dBが得られ、約89%の効 率で電力を伝送した。

 <第9の実施形態>
 第9の実施形態は、図2(b)の回路のように、� �信回路3bか受信回路4bの一方、あるいは両方� ��回路を、アンテナのポートに一次巻線の端� ��を接続する変成器を加えた構成にし、その� ��成器の二次巻線の端子に電源回路3あるいは 負荷回路4を接続して、本発明の原理の第3の� ��鳴の場合の動作をさせる誘導電力伝送回路� ��ある。更に、本実施形態では、図21(a)のよ� �に、両端を容量C2で結んだ受信アンテナ2自� �に、変成器の一次巻線を兼ねさせた。そし� �、そのアンテナに誘導結合する誘導結合配� �6を変成器の二次巻線にし、その両端のポー� ��4(P4)を負荷回路4に接続する。このときの負� ��回路4の入力インピーダンスをZ4とあらわす� ��第9の実施形態を、図21により説明する。図2 1(a)は、第9の実施形態の送信アンテナ1と受信 アンテナ2と誘導結合配線6の平面図を示す。� ��21(a)の平面図は、第9の実施形態を説明する� ��めに、第8の実施形態の図20(a)に示した構成� ��送信アンテナ1と受信アンテナ2をXY平面上に 並べて配置し、その受信配線2の螺旋状の配� �の中にXY平面に設置した螺旋状の誘導結合配 線6を設置する。すなわち、縦横47mmの矩形の� ��信アンテナ1と受信アンテナ2をXY平面上に20m m隔てて並べ相互インダクタンスMで誘導結合� ��せ、その受信アンテナ2で囲まれる中に、厚 さが5μmで幅が1mmの銅の配線で、径が10mmから1 5mmのループ状の誘導結合配線6を設置した構� �の誘導電力伝送回路である。その誘導結合� �線6の両端を結ぶ端子のポート4(P4)を負荷回� �4に接続する。

 誘導結合配線6のループの大きさが縦横10mm� �場合、電源回路3から負荷回路4まで最も効率 良く電力を伝送する負荷回路のインピーダン スZ4は4ωである。一方、誘導結合配線6のルー プの大きさを縦横15mmに大きくして受信回路2� ��の相互インダクタンスM2を大きくした場合� �誘導結合配線6に誘導される誘導抵抗r3に整� �する負荷回路のインピーダンスZ4は20ωに大� �くなる。図21(b)に、誘導結合配線6の径が10mm� ��ら15mmの場合の、送信アンテナ1から誘導結� �配線6への電力伝送効率PeをS41であらわした� �波数特性のグラフを示すが、効率良く電力� �伝送できた。本実施形態の図21(a)の場合にお いては、誘導結合配線6の有する自己インダ� �タンスは、受信アンテナ2に発生する誘導抵� ��r2=7ωに比べて小さい。そのため、誘導結合� ��線6のポート4(P4)に接続する負荷回路4の入力 インピーダンスZ4は、誘導結合配線6が受信ア ンテナ2と誘導結合する相互インダクタンス� �M2とあらわすと、Z4を(2πf×M2) ² /r2=(M2/M) ² ×Z1にすると電源回路3から負荷回路4まで最も 効率良く電力が伝送できる。その誘導結合配 線6を送信アンテナ1に兼ねさせて、送信アン� ��ナ1の両端をポート4(P4)にして受信回路4に接 続することもできる。その場合は、Z4を(L2/M) ² ×Z1にすると電源回路3から負荷回路4まで最も 効率良く電力が伝送できる。

 また、送信アンテナ1と電源回路3の組み合� �せについても同様に、図2(b)の左側の送信回� ��3bの構成にし、電源回路3を誘導結合配線6の 両端にポート3(P3)で接続し、誘導結合配線6を 相互インダクタンスM1で送信アンテナ1に誘導 結合させて構成した誘導電力伝送回路も構成 できる。一方、受信アンテナ2側は、図2(a)の� ��側の受信回路4aの構成にする。その場合、� �の電源回路3の出力インピーダンスをZ3とあ� �わすと、Z3は、受信アンテナ2のポート2(P2)を 負荷回路4側から見た誘導抵抗r2の値を約(M/M1) ² ×Z3に変換する。その誘導結合配線6も送信ア� ��テナ1が兼ねることができ、その場合は、電 源回路の出力インピーダンスZ3は、受信アン� ��ナ2のポート(P2)を負荷回路4側から見た値が� ��(M/L1) ² ×Z3である誘導抵抗に変換する。

 <第10の実施形態>
 第10の実施形態は、本発明の原理の第1の共� ��の場合を利用して、空芯コイルを用いたイ� ��ピーダンス変換回路5を成す誘導電力伝送回 路を構成する。すなわち、図2(a)の回路で、L1 ×C1=L2×C2=1/ωo ² であるアンテナ系において、電力を伝送する 交流の角周波数ωをωoにし、任意の正の数α� �関して、送信アンテナ1にポート1(P1)で直列� �接続する電源回路3の出力インピーダンスZ1� �r1=ωM・αにすると、受信アンテナに直列なポ ート2(P2)の出力インピーダンスがr2=ωM/αにな� ��。こうして、インピーダンスを変換して電� ��回路3から負荷回路4に電力を伝送する誘導� �力伝送回路を構成できる。すなわち、電源� �路3と負荷回路4のインピーダンスは、その積 のみを一定にし、両者のインピーダンスの比 を任意に変換できるインピーダンス変換回路 5を構成できる。

 第10の実施形態のインピーダンス変換回� �5は、電磁界の4分の1波長の伝送線路による� �ンピーダンス変換回路と同じ機能を有する� �4分の1波長の伝送線路によるインピーダンス 変換回路は、その伝送線路の配線の長さを4� �の1波長にまで長く形成する必要があるが、� ��の第10の実施形態のインピーダンス変換回� �5は、送信アンテナ1及び受信アンテナ2それ� �れの両端間を容量C1とC2で結ぶことにより、� ��ンテナの配線長を電磁界の4分の1波長より� �くしたインピーダンス変換回路5が得られる� ��果がある。また、4分の1波長の伝送線路に� �るインピーダンス変換回路では、伝送線路� �特性インピーダンスをZoとすると、任意の正 の数αに関して、Zo×αのインピーダンスを、Z o/αのインピーダンスに変換するので、変換� �るインピーダンスの基礎にする特性インピ� �ダンスZoが固定して調整が難しい問題がある 。それに対して、第10の実施形態のインピー� ��ンス変換回路5は、送信アンテナ1と受信ア� �テナ2の間の距離を変えることで相互インダ� ��タンスMを変えることで、変換するインピー ダンスの基礎にするインピーダンスωMの値を 容易に変えることができるので調整が容易で ある効果がある。

 第10の実施形態では、送信アンテナ1が所� ��の強さの電磁界を発生させることで、コイ� ��状の受信アンテナ2に所定の大きさの誘導抵 抗r2が発生する。その誘導抵抗r2に等しい入� �インピーダンスの負荷回路4を接続すること� ��、受信アンテナ2に効率良く電力を受信させ ることができる。その受信アンテナ2に誘起� �れる電圧は、送信アンテナ1が受信アンテナ2 の位置に発生する磁界の強度に比例し、その 磁界の強度が弱くなると、受信アンテナ2に� �起される誘導起電力(電圧)が小さくなる。そ の際に、受信アンテナ2の負荷回路4の入力イ� ��ピーダンスを小さくすると受信アンテナ2の アンテナ電流I2が大きくなり、受信アンテナ2 の電流I2が大きい程大きな電力を受信し、受� ��アンテナ2の導体損失が小さければ、送信ア ンテナ1が供給する電力を100%受信するに至る� ��定の電流値まで受信アンテナ2の電流I2が大� ��くなる。受信アンテナ2の電流I2がその所定� ��流値を越えると、その受信アンテナ2の電流 I2が送信アンテナ1に誘起する誘導抵抗r1が大� ��くなり、送信アンテナ1により大きな電力を 供給させようとする。こうして、送信アンテ ナ1に接続した電源回路3の供給する電力が100% 近い効率で受信回路2に接続した負荷回路に� �送できる。

 なお、送信アンテナ1と受信アンテナ2の� �合係数kを0.004以上に限定しない誘導電力伝� �回路を構成できる。例えば、人体内に取り� �んだカプセル型内視鏡が電力を取り込む受� �アンテナ2に人体外の送信アンテナ1から電力 を伝送する誘導電力伝送回路の場合に、それ らのアンテナ間の結合係数kが0.004よりも小さ くなり、式23に従ってアンテナ間の相互イン� ��クタンスMが小さくなるため、式33と式34に� �う誘導抵抗r1とr2が小さくなり式29に従う電� �伝送効率Peが悪くなる問題がある。その場合 でも、以下のようにして効率良く電力を伝送 する誘導電力伝送回路を構成できる。すなわ ち、電力伝送効率を良くするために、送信ア ンテナ1に流す電流I1を受信アンテナの流す電 流I2より大きくして式7の電流比パラメータα� ��小さくすることで式34であらわす誘導抵抗r2 を大きくし、式29の電力伝送効率Peにおいて� �受信アンテナ2の誘導抵抗r2を受信アンテナ2� ��配線の実効的抵抗ref2より大きくする。一方 、人体外の送信アンテナ1については、その� �ンテナ配線を超伝導体で形成するなどして� �の配線の実効的抵抗ref1を誘導抵抗r1より小� �くする。これらにより、式29で計算する電力 伝送効率Peを高くした誘導電力伝送回路を構� ��できる。

 (変形例9)
 変形例9は、第10の実施形態の誘導電力伝送� ��路の負荷回路4と受信アンテナ2の組み合わ� �を、図2(b)の右側の受信回路4bにし、受信ア� �テナ2に誘導結合配線6が相互インダクタンス M2で誘導結合し、誘導結合配線6の両端のポー ト4に負荷回路4を接続する誘導電力伝送回路� ��構成する。詳しくは、図21(a)に示すように� �信アンテナ2に誘導結合する誘導結合配線6を 設置し、その両端のポート4(P4)に負荷回路4を 接続する回路にする。一方、電源回路3と送� �アンテナ1の組み合わせについては、図2(a)の 左の送信回路3aの直列回路の構成にする。ポ� ��ト4に接続した負荷回路4の入力インピーダ� �スをZ4とあらわす。変形例9の構成では、電� �回路3の出力インピーダンスZ1が、負荷回路4� ��での誘導抵抗値として概ね(M2/M) ² ×Z1に変換される。そのため、その誘導抵抗� �に負荷回路4の入力インピーダンスZ4を等し� �することで最も効率良く電力を伝送できる� �また、更に、図2(c)の右側の受信回路4cのよ� �に、実効的インダクタンスL2を持つ受信アン テナ2自身に誘導結合配線6を兼用させ、その� ��信アンテナ2のアンテナ配線の両端の容量C2� ��並列なポート6に負荷回路4を接続する構成� �もできる。その場合は、電源回路3の出力イ� ��ピーダンスZ1を、その負荷回路4側のポート4 では誘導抵抗値(L2/M) ² ×Z1に変換し、その誘導抵抗値に負荷回路4の� ��力インピーダンスZ4を等しくすると最も効� �良く電力を伝送できる。

 (変形例10)
 変形例10は、送信アンテナ1と電源回路3の組 み合わせを、図21(a)の受信アンテナ2と負荷回 路4の組み合わせのように、送信アンテナ1に� ��導結合配線6を誘導結合し、誘導結合配線6� �両端を電源回路3に接続した誘導電力伝送回� ��を構成する。変形例10では、電源回路3と送� ��アンテナ1の回路を、図2(b)の左側の送信回� �3bにし、送信アンテナ1に誘導結合配線6を相� ��インダクタンスM1で誘導結合させ、誘導結� �配線6の両端おポート3(P3)に電源回路3を接続� ��る。このときの電源回路3の出力インピーダ ンスをZ3とあらわす。なお、負荷回路4と受信 アンテナ2の組み合わせについては、図2(a)の� ��側の受信回路4aの直列回路の構成にする。� �形例10の構成では、電源回路の出力インピー ダンスZ3を負荷回路4側での誘導抵抗r2=(M/M1) ² ×Z3に変換し、その誘導抵抗r2に負荷回路4の� �力インピーダンスZ2を等しくすると最も効率 良く電力を伝送できる。また、更に、実効的 インダクタンスL1を持つ送信アンテナ1自身を その誘導結合配線6に兼用した図2(c)の左側の� ��信回路3cにし、送信アンテナ1のアンテナ配� ��の両端の容量C1に並列なポート5に電源回路3 を接続する構成の誘導電力伝送回路も構成で きる。その場合は、その電源回路3の出力イ� �ピーダンスZ3を、負荷回路4側での誘導抵抗r2 =(M/L1) ² ×Z3に変換し、その誘導抵抗に負荷回路4の入� ��インピーダンスZ2を等しくすると最も効率� �く電力を伝送できる。

 <第11の実施形態>
 第11の実施形態は、送信アンテナ1と受信ア� ��テナ2の間の距離が変動してインピーダンス が変動する場合に、第10の実施形態のインピ� ��ダンス変換回路5を用いてインピーダンスの 変動を補正する誘導電力伝送回路を構成する 。図22(b)に第11の実施形態の誘導電力伝送回� �の平面図を示す。図22(b)では、送信アンテナ 1のコイルのインダクタンスL1と受信アンテナ 2のコイルのインダクタンスL2が同じインダク タンスL=L1=L2の場合を示すが、両者のインピ� �ダンスが異なる場合にも本実施形態に思想� �適用できる。先ず、図22(a)には、インピーダ ンス変換回路5を用いない場合の誘導電力伝� �回路の送信アンテナ1と受信アンテナ2の平面 図を示す。図22(a)のように送信アンテナ1と受 信アンテナ2が結合係数kの値koで電磁結合す� �場合に相互インダクタンスMが値Moを持つも� �とする。その場合に、両アンテナを共振角� �波数ω=ωo=1/√(L1・C1)で共鳴させると、式30と 式31により、電源回路3の出力インピーダンス Z1と負荷回路4の入力インピーダンスZ2をωMoに して整合させて完全な効率で電力を伝送させ ることができる。

 次に、図22(b)の回路を説明する。図22(b)で は、送信アンテナ1と受信アンテナ2の間の距� ��が変動し両アンテナの結合係数kが変動する 誘導電力伝送回路の場合であり、その回路の 電源回路3と送信アンテナ1のポート1(P1)の間� �第10の実施形態のインピーダンス変換回路5� �挿入することでその変動を補正する。すな� �ち、出力インピーダンスがZ1=ωoMoに固定され ている電源回路3に直列に、インピーダンス� �換回路5の送信アンテナの中間の入力端子を� ��続し、インピーダンス変換回路5の受信アン テナの中間の出力端子を送信アンテナ1の配� �の中間の入力端子のポート1(P1)に接続する。 このインピーダンス変換回路5は、その送信� �ンテナと受信アンテナが対向する距離を自� �に変えるかあるいは両アンテナのコイルの� �を自由にずらすことで、両アンテナ間の相� �インダクタンスを自由に調整できるように� �成する。

 この回路で、送信アンテナ1と受信アンテナ 2配置が変化し、アンテナ間の距離が遠くな� �と、送信アンテナ1と受信アンテナ2の結合係 数kが小さくなり相互インダクタンスMが小さ� ��なる。その相互インダクタンスMがMo/γに小� ��くなったものとする。ここで、γは1より大� ��い実数とする。この場合に受信アンテナ2に 接続する負荷回路4の入力インピーダンスZ2が ωMoに固定されているので、その受信アンテ� �2のポート2(P2)のインピーダンスが送信アン� �ナ1側のポート1(P1)の位置では、Z5=ωMo/γ ² に変換されてしまう。そのため、インピーダ ンス変換回路5は、ωMoに固定されている電源� ��路3の出力インピーダンスZ1を送信アンテナ� ��のポート1(P1)のインピーダンスZ5=ωMo/γ ² に変換する必要がある。これを実現するため 、インピーダンス変換回路5は、その送信ア� �テナと受信アンテナの対向する距離を変え� �結合係数kを変えて相互インダクタンスをωoM o/γに変える。これにより電源回路3のインピ� ��ダンスが目的のポート1でのインピーダンス に変換でき、電源回路3から負荷回路4までの� ��路のインピーダンスを整合させることがで� ��る。

 このように、送信アンテナ1のコイルと受 信アンテナ2のコイルの位置がずれることに� �る相互インダクタンスの変動を、インピー� �ンス変換回路5が補正することで、固定した� ��力インピーダンスZ1の電源回路3から固定し� ��入力インピーダンスZ2の負荷回路4までのイ� ��ピーダンスを整合させて完全な効率で電力� ��伝送できる効果がある。また、このように� ��送信アンテナ1と受信アンテナ2の相互イン� �クタンスMが変化しても、その変化によるイ� ��ピーダンスの変動を、インピーダンス変換� ��路5が、共鳴の角周波数ωを一定の角周波数� �oに保ったままで、アンテナ間の距離という1 つのパラメータを調整するだけで相互インダ クタンスを可変にして、適正な値にインピー ダンスを変換して回路のインピーダンスを整 合させることができる。本実施形態では、共 鳴の周波数が変わらないので誘導電力伝送回 路の構成が簡単になる効果があり、また、1� �のパラメータを調整するだけで変換すべき� �ンピーダンスを変えられるので調整が容易� �ある効果がある。

 <第12の実施形態>
 第12の実施形態の誘導電力伝送回路は、図23 (a)のように、XY平面上に置いた縦横の直径D=30 0mmの1巻きの幅1mmの銅の螺旋状のアンテナ配� �の送信アンテナ1と、送信アンテナ1の真中の 同じXY平面上に、送信アンテナ1の直径Dの約6� ��の1の直径Gの受信アンテナ2を置いた誘導電� ��伝送回路である。この誘導電力伝送回路は� ��発明の原理の第3の共鳴の場合の動作をさせ る。この受信アンテナ2は、第8の実施形態の� ��20(a)の2つの7巻きコイルをポート2(P2)の両端� ��接続してXY面に垂直方向に1mm離して対向さ� �た直径G=47mmの受信アンテナ2である。この送� ��アンテナ1の両端は容量C1が116pFのコンデン� �(キャパシタンス素子)で接続し、受信アンテ ナ2の両端の容量C2は、浮遊容量5.2pFに加えて1 5.6pFのコンデンサ(キャパシタンス素子)を接� �した。この送信アンテナ1の自己インダクタ� ��スL1は1.5μHであり、受信アンテナ2の実効的� ��己インダクタンスL2は8.9μHである。

 この誘導電力伝送回路の送信アンテナ1と 受信アンテナ2は、本発明の原理の第1の共鳴� ��場合を利用して、共振角周波数ωをωoにし� �アンテナ系を共鳴させ、12MHzで共振させた。 この送信アンテナ1には3.3ωの誘導抵抗r1が発� ��し電源回路3の出力インピーダンスに整合し 、受信アンテナ2には4.3ωの誘導抵抗r2が発生� ��負荷回路4の入力インピーダンスに整合して 電力を伝送した。ただし、この誘導抵抗r1とr 2は、式33と式34に従って、送信アンテナ1の共 振電流I1と受信アンテナ2の共振電流I2の比に� ��って変わり、r1とr2の積の値が同じ他の値の r1とr2の組み合わせになり得る。この送信ア� �テナ1と受信アンテナ2の結合係数kは、シミ� �レーションで得られた誘導抵抗から計算す� �と、結合係数k=√(r1・r2/(L1・L2))/(2πf)=0.014で� ��る。

 図23(b)に、送信アンテナ1から受信アンテ� ��2への電力伝送効率PeをS21であらわした周波� ��特性のグラフを示す。12MHzの共振周波数fでS 21は-1.33dB、すなわち、電力伝送効率Peが約74%� ��効率良い電力伝送ができる。このように送� ��アンテナ1と、その直径Gの6分の1の直径の受 信アンテナ2の組み合わせでも良い効率で電� �を伝送できる誘導電力伝送回路が得られた� �この送信アンテナ1と受信アンテナ2の結合係 数kを0.004以上にすれば、第1の実施形態で説� �したように、この誘導電力伝送回路の回路� �部品に特性のバラツキが少々あっても両ア� �テナの共振周波数のずれは電力を伝送する� �に支障が無い程度の範囲内に収めることが� �きる効果が得られる。受信アンテナ2の直径G が送信アンテナ1の直径Dの12分の1程度になる� ��、両アンテナの結合係数kが0.004程度になる� ��考えられるため、両アンテナの直径の違い� ��12倍以内にすることで支障無く電力を伝送� �きる効果がある。なお、受信アンテナ2のコ� ��ルの位置が送信アンテナ1のコイルの位置か らずれる距離が、大きい方のアンテナの直径 の2倍以内のずれ距離ならば、第1の実施形態� ��変形例2及び変形例4の場合のように、電力� �伝送するのに支障が無い実用的効果が得ら� �る。

 <第13の実施形態>
 第13の実施形態の誘導電力伝送回路は、送� �アンテナ1と電源回路3の組み合わせ、あるい は、受信アンテナ2と電源回路4の組み合わせ� ��空間の電磁波を受け取りあるいは放射する� ��ンテナに置き換えた誘導電力伝送回路であ� ��。本実施形態では、本発明の原理の第1の共 鳴の場合の動作をさせる。すなわち、図24(a)� ��ように、送信アンテナ1を、XY平面上に横(X� �向)に置いた長さ940mmで幅1mmの銅のアンテナ� �線で形成したダイポールアンテナにし、全� �系では、空間の電磁波を受け取って電力に� �換するアンテナにすることで、ダイポール� �ンテナが空間電磁波を受け取り回路に電力� �供給する作用を電源回路3とした誘導電力伝� ��回路である。図24(a)の受信アンテナ2は、ポ� ��イミドフィルム上に形成した直径G=54mmのコ� ��ル状の銅のアンテナ配線にし、その受信ア� ��テナ2の端を送信アンテナ1からY方向に1mm隔� ��、受信アンテナ2と送信アンテナ1をXY面に垂 直方向にアンテナ間隔hを10mm離して設置する� ��この受信アンテナ2は、第3の実施形態の図14 の、両端を開放した3巻きコイルであり、そ� �中間にポート2(P2)を設置し、コイルの両端に は外付けコンデンサは接続しない。この誘導 電力伝送回路の送信アンテナ1と受信アンテ� �2は、アンテナ電流I1とアンテナ電流I2の位相 差βを90度にし、cos(β)を0にし、共振角周波数 ωをωoにして、先の式33から式35の状態でアン テナ系を共鳴させ、154MHzで共振させる。この 送信アンテナ1と受信アンテナ2の1つの状態で は30ωの誘導抵抗r1とr2が発生する。この誘導� ��抗r1とr2は、式33と式34に従って、送信アン� �ナ1の共振電流I1と受信アンテナ2の共振電流I 2の比によって変わり、r1とr2の積の値が同じ� ��の値のr1とr2の組み合わせになる。送信アン テナ1は、その放射抵抗の値の出力インピー� �ンスZ1を持つ電源回路3と見なせるので、誘� �抵抗r1をそのZ1の値に等しくする。それによ� ��誘導抵抗r2の値が定まるので、その値r2に負 荷回路の入力インピーダンスZ2を等しくする� ��こうして、誘導抵抗r1とr2を電源回路3の出� �インピーダンスZ1と負荷回路4の入力インピ� �ダンスZ2に整合して電力を伝送する。

 図24(b)に、送信アンテナ1から受信アンテ� ��2への電力伝送効率PeをS21であらわした周波� ��特性のグラフを示す。154MHzの共振周波数fで S21が-1.21dBで電力伝送効率Peが約76%の効率良い 電力伝送ができる。このようにダイポール型 の送信アンテナ1と、コイル状の受信アンテ� �2の組み合わせでも良い効率で電力を伝送で� ��る誘導電力伝送回路が得られる。ここで、� ��信アンテナ2のアンテナ配線の実効的抵抗ref 2は変えずに、ダイポールアンテナの送信ア� �テナ1のアンテナ配線の幅を9倍の10mm程度に� �くすることでアンテナ配線の実効的抵抗ref1� ��9分の1にする。そして、第1のアンテナの電� ��I1を第2のアンテナの電流I2の3倍にすると、� ��33と式34の電流比パラメータαが3分の1にな� �のでr1が3分の1になり、r2が3倍になる。その� ��き、式29に従って、電力伝送効率Peが高くな り、電力の損失率(1-Pe)がほぼ3分の1に低減で� ��る。また、本実施形態において、受信アン� ��ナ2と送信アンテナ1をXY面に垂直方向に離す アンテナ間隔hを5分の1の2mmに近づけると、誘 導抵抗r1=r2=40ωにおいて、S21がー0.63dBで電力� �送効率Peが約86%の効率良い電力伝送ができる 。本実施形態の誘導電力伝送回路では、電源 回路3と送信アンテナ1の組み合わせは空間電� ��波を受け取って回路に電力を供給するダイ� ��ールアンテナであるが、先の実施例と同様� ��効率良く電力が伝送できた。

 また、本実施形態の送信アンテナ1と電源 回路3の組み合わせと受信アンテナ2と負荷回� ��4の組み合わせを入れ替えた構成の誘導電力 伝送回路も構成できる。すなわち、その誘導 電力伝送回路において、受信アンテナ2と負� �回路4の組み合わせをダイポールアンテナに� ��、そのダイポールアンテナを全体系では空� ��に電磁波を放射するアンテナとして用い、� ��のアンテナからの電磁波の放射による電力� ��消費を負荷回路4とする誘導電力伝送回路を 構成することもできる。

 また、本実施形態は、その寸法を一桁小� ��くしたアンテナ系を、ポリイミド等のフレ� ��シブル基材上に金属パターンで形成するこ� ��で実施することもできる。そのダイポール� ��ンテナあるいは、そのダイポールアンテナ� ��螺旋状に巻いたRF受信アンテナを送信アン� �ナ1及び電源回路3の系として設置し、その送 信アンテナ1の近くに設置した縦横6mmの有機� �脂基板あるいはセラミックス基板に金属の� �線パターンで、両端を開放した直径約5mmの3� ��きの螺旋状(コイル状)の受信アンテナ1を形� ��する。その受信アンテナ1のアンテナ配線の 中間のポート2(P2)に直列にICチップの受信回� �4を接続することで誘導電力伝送回路を構成� ��きる。アンテナの寸法が一桁小さくなるこ� ��で共振周波数は一桁大きくなり1.5GHz近くに� ��るが誘導抵抗rの大きさはほぼ同じ値になる 。ここで、アンテナの巻き数を増すか、また は、アンテナの両端間に大きな容量の外付け コンデンサを接続することで、その共振周波 数を小さくすることもできる。