DOMAINE TECHNIQUE GENERAL

La présente invention est relative au domaine des communications numériques. Elle concerne la manière de décoder efficacement des données numériques transmises sur un canal MIMO sélectif en fréquence en optimisant le compromis performance / complexité. En référence à la figure 1, est illustré un procédé global de transmission sur canal 300 MIMO sélectif en fréquence, entre un émetteur 100 à antennes d'émission multiples (au nombre de T), délivrant des signaux x[n] à l'instant n, et un récepteur 200 à antennes de réception multiples (au nombre de R), recevant des signaux y[n] à l'instant n.

PRESENTATION GENERALE DE L'ART ANTERIEUR

Tout système de communication gérant l'accès d'utilisateurs multiples sur un même canal par l'attribution de codes d"étalement spécifiques (CDMA), est limité en capacité par l'interférence entre utilisateurs (notée MUI). Dans le cadre de cette invention, on envisage une transmission sur un canal susceptible d'engendrer d'autres sources d'interférences comme l'interférence spatiale issue d'antennes multiples à l'émission (notée MAI) et l'interférence entre symboles (notée ISI) introduite par la sélectivité fréquentielle du canal. En réception, ces différentes sources d'interférence s'ajoutent et rendent particulièrement délicat le problème de la récupération de l'information utile. Les travaux précurseurs effectués par S. Verdu dans les années 1980 ont clairement démontré l'intérêt d'exploiter les propriétés structurelles de l'interférence entre utilisateurs (MUI), entre antennes (MAI) et entre symboles (ISI) en vue d'améliorer la performance pour un nombre d'utilisateurs/chip (encore appelée "load") fixé ou d'améliorer la load à performance fixée. De nombreux types de détecteurs linéaires ont été étudiés, capables de supporter une load plus ou moins élevée, qui peut être évaluée analytiquement en régime asymptotique. Sans le recours aux techniques itératives, les performances de ces détecteurs restent très inférieures à la performance d'un détecteur ML, c'est-à-dire un détecteur utilisant un maximum de vraisemblance (pour un système avec ou sans codage). La classe des détecteurs non linéaires construits à partir d'une annulation linéaire itérative de l'interférence (notée LIC-ID) offre ainsi un excellent compromis entre performance et complexité. Les détecteurs LIC-ID utilisent les fonctionnalités suivantes : filtrage linéaire, régénération pondérée de l'interférence (de quelque nature qu'elle soit), soustraction de l'interférence régénérée au signal reçu. Ils délivrent des décisions sur les données modulées (ou symboles) transmises dont la fiabilité augmente de façon monotone avec chaque nouvelle tentative. Les détecteurs LIC-ID qui sont destinés à supprimer 1"ISI (par bloc) atteignent asymptotiquement la performance d'un détecteur optimal ML avec une complexité de calcul similaire à celle d'un égaliseur linéaire. Les détecteurs LIC-ID qui sont destinés à lutter contre la MUI approchent la performance du détecteur ML optimal avec une complexité de calcul comparable à celle d'un simple détecteur linéaire. Un point remarquable des détecteurs LIC-ID est qu'ils peuvent être aisément combinés avec les décisions dures ou pondérées délivrées par le décodeur de canal, réalisant ainsi une détection et un décodage des données de manière disjointe et itérative.

Pour des systèmes CDMA surchargés (MUI par hypothèse) transmettant sur des canaux MIMO sélectifs en fréquence, le niveau d'interférence est tel que le recours aux récepteurs LIC-ID s'avère indispensable en réception. Lorsqu'une stratégie itérative est choisie, la complexité des récepteurs ne peut être abaissée, et rendue raisonnable, qu'en simplifiant au maximum les traitements par itération. Les détecteurs LIC-ID ont été étudiés séparément pour le cas ISI et pour le cas MUI dans le document [1] (voir ci- après), dans le cas ISI et MUI dans [2] (voir ci-après).

fil A.M. Chan, G. W. Wornell, "A New Class of Efficient Block-Iterative Interférence Cancellation Techniques for Digital Communication Receivers," IEEE J. VLSI Signal Processing (Spécial Issue on Signal Processing for Wireless Communication Systems), vol. 30, pp. 197-215, Jan.-Mar. 2002.

[21 W. Wang, V.H. Poor, "Itérative (Turbo) Soft Interférence Cancellation and Decoding for Coded CDMA." IEEE Trans. Commun., vol. COM-47, no. 9, pp. 2356-2374, Sept. 1999.

Leur généralisation au cas MUI+MAI+ISI constitue toujours un sujet de recherche ouvert, du fait notamment de la complexité du traitement à effectuer, ce dernier impliquant des calculs sur des matrices de tailles particulièrement importantes.

Une approche intéressante consiste à jouer sur l'ambiguïté inhérente à tout codage interne linéaire (ou procédé d'étalement), qui peut être vu indifféremment comme un accès multiple à K utilisateurs ou une modulation linéaire K-dimensionnelle. Le point de vue modulation K-dimensionnelle suggère de réaliser en réception une égalisation vectorielle de symboles K-dimensionnels. Pour interagir avec le décodeur de canal il reste à déterminer les probabilités a posteriori sur chaque bit de chaque symbole K- dimensionnel égalisé.

Un algorithme de décodage par sphère à listes a été récemment proposé dans [3] (voir ci- après) pour résoudre ce type de problème pour le décodage itératif des modulations codées entrelacées sur canaux MIMO ergodiques non sélectifs en fréquence. Cet algorithme fournit des performances proches des performances qui pourraient être obtenues par mise en œuvre directe du critère MAP, avec une complexité grossièrement polynomiale en le nombre d'antennes.

[31 B.M. Hochwald, S. Ten Brink "Achieving Near-Capacity on a Multiple- Antenna Channel", IEEE Trans. Commun. Vol. COM-51, no. 3, pp. 389-399, May 2003.

La présente invention tire parti de l'existence de cet algorithme, en l'adaptant à un tout autre contexte.

PRÉSENTATION DE L'INVENTION

L'invention propose, selon un premier aspect, un procédé de réception selon l'une des revendications 1 à 22. L'invention propose, selon un deuxième aspect, un système de transmission selon la revendication 23. L'invention propose, selon un troisième aspect, un procédé de réception selon l'une des revendications 24 à 29. C'est un objet de la présente invention que de proposer un récepteur pour émission CDMA "Multicode" (K>T) et/ou surchargée (K utilisateurs, facteur d'étalement N<K) sur canal MIMO (T antennes d'émission et R antennes de réception) sélectif en fréquence, sous les hypothèses générales d'absence de CSI (i.e. information sur l'état du canal) à l'émission et de connaissance parfaite de CSI en réception. Ce récepteur est basé sur une combinaison de techniques et mécanismes simples, en vue d'obtenir la meilleure qualité de service possible à efficacité spectrale et SNR (i.e. rapport signal sur bruit) fixés, ou, corollairement, le meilleur débit utile possible, à qualité de service, bande et SNR fixés. A cet effet, l'invention propose un dispositif d'égalisation et de décodage itératif comportant un détecteur de données recevant les données en provenance des différentes antennes d'émission comprenant : • Un unique filtrage linéaire générant des statistiques sur les vecteurs symboliques K-dimensionnels émis en prenant en compte la diversité spatiale offerte par les R antennes de réception ; • Des moyens pour, préalablement à tout filtrage linéaire, soustraire au signal reçu l'interférence régénérée à partir d'estimées des vecteurs symboliques K- dimensionnels émis à disposition ; • Des moyens pour traiter la sortie K-dimensionnelle du filtre 1 inaire en vue de générer une information probabiliste sur bit exploitable par le décodage externe ; • Un décodage externe à entrées et sorties pondérées, capable de générer une information probabiliste dite extrinsèque, pertinente pour le calcul des estimées des données émises (au sens du critère de minimisation de l'erreur quadratique moyenne , ou MMSE) ; • Des moyens pour, récursivement, concaténer la sortie du décodage externe avec le régénérateur d'interférence.

DESCRIPTION DES FIGURES

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront encore de la description qui suit, laquelle est purement illustrative et non limitative et doit être lue en regard des dessins annexés sur lesquels : - La figure 1 illustre un concept général de transmission sur un canal MIMO sélectif en fréquence ; La figure 2 illustre une première partie d'un procédé d'émission incluant un codage de canal externe de l'information numérique, un entrelacement, et un démultiplexage en K flux (un par utilisateur potentiel) ; La figure 3 illustre la deuxième partie du procédé d'émission selon la figure 2, incluant un étalement spatio-temporel (ou spatio-fréquentiel) puis un multiplexage sur T antennes d'émission ; La figure 4 illustre une première partie d'une variante d'un procédé d'émission, incluant un codage de canal externe de l'information numérique, un entrelacement, un premier démultiplexage en T flux (démultiplexage spatial) suivi d'un second démultiplexage en U flux (démultiplexage en codes) ; - La figure 5 illustre la deuxième partie du procédé d'émission selon la figure 4, incluant un étalement temporel (ou fréquentiel) et un multiplexage indépendant par antenne, compatible avec le mode HSDPA de l'UMTS ; - La figure 6 illustre un canal équivalent plat ergodique ou à évanouissement par blocs obtenu par une décomposition du canal MIMO sélectif en fréquence dans la base de Fourier et qui sert couramment de modèle pour les modulations multiporteuses ; - La figure 7 illustre l'architecture d'un récepteur LIC-ID selon l'invention, où seuls sont indiqués les blocs fonctionnels, nécessaires à la compréhension du procédé de réception. - Les figure 8a et 8b représentent deux méthodes d'implémentation équivalentes des récepteurs LIC-ID, la méthode d'implémentation de la figure 8a représentant les parties filtrage et régénération d'interférences du détecteur global illustré sur la figure 7.

DESCRIPTION D'UNE FORME PRIVILIGIEE DE LA PRESENTE INVENTION

1. Structure générale de l'émetteur La réception est intimement liée au mode d'émission, ce dernier pouvant être défini par un schéma de modulation/codage à grande efficacité spectrale, et haute capacité d'adaptabilité, reposant sur l'emploi de modulations par étalement de spectre et sur l'utilisation d'antennes multiples en émission et en réception. La solution proposée est pertinente sous l'hypothèse d'une absence de connaissance du canal à l'émission (pas de CSI) et d'une connaissance parfaite du canal en réception (CSI). Le modèle de communication est brièvement décrit dans la suite, en vue d'introduire une forme privilégiée de la présente invention. En référence à la figure 2, les données numériques utiles sont collectées et groupées en un message m de K0 bits constituant la source 101 des données numériques en émission. A tout message m, un code externe C0 linéaire, de matrice génératrice G0 de dimension N0 XK0 et construit sur F2 assigne en 102 un mot de code v de longueur N0 bits, défini par la relation matricielle : v = Go m Le rendement du codage externe est :

La longueur N0 des mots de code est liée aux différents paramètres du système par la relation : N0 = KxLXq où K désigne le nombre total d'utilisateurs potentiels, L la longueur des paquets (en temps symbole) et q le nombre de bits par symbole de modulation. Le code peut être de tout type, par exemple un code convolutif, un turbo-codes, un code LDPC... Dans une configuration de type accès multiple, le message m consiste en une pluralité de messages issus de sources différentes et multiplexes. Le codage s'effectue indépendamment sur chaque message composant. Le mot de code v résulte de la concaténation en 103 des différents mots de code produits. Le mot de code v est envoyé dans un entrelaceur 104 (opérant au niveau binaire et, le cas échéant, doté d'une structure particulière). Dans une configuration de type accès multiple, l'entrelacement agit par morceaux sur les différents mots de code placés les uns à la suite des autres. La sortie de cet entrelaceur est morcelée en KL q-uplets de bits, appelés entiers. Le flux d'entiers est soumis à un procédé de démultiplexage 105 sur K voies distinctes, K pouvant être choisi arbitrairement de sorte à être strictement supérieur au nombre T d'antennes d'émission. La sortie de cette opération est une matrice d'entiers D de dimension Kx L . Les L colonnes d[n] n = 0,...,L- 1 de cette matrice D possèdent la structure suivante :

où les entiers composants d^. [n] k — \,...,K sont eux-mêmes structurés comme suit :

Les entiers dk [n] de la matrice D sont ensuite individuellement modulés en 107 en

données modulées, ou plus précisément en symboles complexes sk [n] d'une

constellation à Q = 2q éléments au travers d'une table de modulation Cette opération transforme la matrice d'entiers D en une matrice complexe S de dimension KxL dont les L colonnes s[n] n = 0,...,L-1 sont structurées de la manière suivante :

II est utile de préciser les relations inverses suivantes :

1.1 Cas d'un codage interne linéaire (ou étalement) spatio-temporel (ou alors spatio-fréquentiel) en régime surchargé En référence à la figure 3, l'étalement 108 spatio-temporel (ou spatio-fréquentiel) est réalisé pour chaque matrice S au moyen d'une matrice génératrice G de dimension NxK (matrice génératrice du codage interne linéaire défini sur le corps des complexes), avec :

Cette matrice génératrice est aussi appelée matrice d'étalement. A titre d'exemple, on peut considérer que cette matrice est construite à partir de N codes d'étalement orthogonaux de facteur d'étalement N. Ce codage interne linéaire correspond donc, dans ce cas, à un étalement spatio-temporel (ou spatio-fréquentiel) de facteur d'étalement N. On appelle rendement de codage interne (ou load) du système le rapport :

Deux options sont toujours possibles en ce qui concerne la définition de la matrice génératrice interne G : étalement 108 périodique où G est réutilisée à chaque temps symbole (non illustré), ou étalement 108 apériodique où G dépend explicitement du temps symbole (voir figure 3). L'hypothèse d'un étalement périodique ou apériodique peut changer les caractéristiques des front-ends linéaires en réception. On supposera ici un étalement apériodique (le plus général). En référence à la figure 3, la multiplication en 108 des vecteurs de symboles s[n] par la matrice génératrice interne Gn donne lieu à un vecteur de Ν chips :

Les vecteurs de chips z[n] sont directement multiplexes en 109 sur les T antennes d'émission (on n'a pas ici d'entrelacement chip postérieur). Cette opération a pour effet de transformer la matrice de chips Z de dimension NxL :

en une matrice de chips X de dimension TxLSF :

dont les colonnes x[l] l = 0, ,LSF -1 constituent les entrées du canal MIMO :

Le vecteur z[n] des N chips émis à l'instant symbolique n peut toujours être organisé

sous la forme d'un vecteur de chips x[n] résultant de la juxtaposition des vecteurs de chips émis sur les T antennes entre les instants chips l = nSF et l = nSF + SF -1 :

Ainsi, d'une manière générale, les vecteurs x[n] z[n] et s[n] émis à l'instant symbolique n = 0, • • • , L - 1 sont liés par les relations matricielles :

où II désigne une matrice de permutation de dimension NxN .

1.2 Cas particulier : étalement indépendant par antenne d'émission (principe du « code re-use ») Par hypothèse, N est ici un multiple de T :

On dispose de SF codes orthogonaux de longueur SF . Ces SF codes sont réutilisés sur chaque antenne d'émission (principe dit du « code re-use »). L'étalement, réalisé indépendamment par antenne, est purement temporel (ou alors fréquentiel). Ceci impose que K soit également un multiple de T :

Condition qui entraîne une nouvelle expression du rendement de codage interne (ou encore de la load) :

La matrice génératrice Gn possède une structure diagonale par blocs :

le bloc G^ de la matrice génératrice étant associé à l'antenne t de dimension SFxU . En référence à la figure 4, le vecteur d'entier d[«] émis à l'instant n possède la structure particulière suivante :

où les vecteurs de symboles d(t) [n] t = 1,...,T sont eux-mêmes définis comme :

En référence à la figure 5, la modulation 107 de ces données d[n] donne un vecteur de données modulées (ou de symboles) émises à l'instant n ayant la structure particulière suivante :

où les vecteurs de symboles s(t) [n] t = 1,...,T sont eux-mêmes définis comme :

La multiplication 108 du symbole K-dimensionel s[n] par la matrice génératrice Gn donne lieu à un vecteur de N chips, qui possède également une structure particulière :

où les vecteurs de chips z(t)[n] t = 1,...,T sont eux-mêmes définis comme :

Chaque vecteur de chips z(t) [n] est ensuite multiplexe sur l'antenne d'émission t.

Le vecteur z[n] des N chips émis à l'instant symbolique peut toujours être organisé sous

la forme d'un vecteur de chips x[n] résultant de la juxtaposition des vecteurs de chips émis sur les T antennes entre les instants chips l = nSF et l = nSF +SF-1 :

Ainsi, d'une manière générale, les vecteurs x[n] z[n] et s[n] émis à l'instant symbolique n = 0, • • • , L - 1 sont liés par les relations matricielles :

où II désigne une matrice de permutation de dimension NxN .

On remarquera que dans cette variante d'émission, la récupération de la diversité spatiale s'effectue au travers du code Go (en 102) et de l'entrelacement binaire externes en 104. La capacité de surcharge, connue pour augmenter avec la longueur des codes d'étalement, est moindre.

Le procédé d'émission s'inscrit naturellement dans la classe générale des codes espace- temps. L'efficacité spectrale du système (en bits par utilisation du canal), sous l'hypothèse d'un filtre de Nyquist idéal à bande limitée, est égale à : η = Txρo xqxα En pratique, le filtre de mise en forme à l'émission présente un facteur ε de débordement non nul (roll-off). En réception, un filtre adapté à ce filtre d'émission est appliqué pour toutes les antennes de réception. Il est supposé que les fonctions d'estimation de canal et de synchronisation de rythme et de porteuse sont réalisées de telle sorte que les coefficients de la réponse impulsionnelle du canal soient espacés régulièrement d'une valeur égale au temps chip (canal équivalent en bande de base discret au temps chip). Cette hypothèse est légitime, le théorème d'échantillonnage de Shannon imposant un échantillonnage au rythme (1 + ε )/Tc qui peut être approché par 1 /Tc lorsque ε est petit. On pourra généraliser de façon directe des expressions qui suivent pour un échantillonnage égal à un multiple de 1 / Tc .

2. Modèle de canal La transmission s'effectue sur un canal B-blocs à entrées et sorties multiples (MIMO) sélectif en fréquence :

Le canal H(b) est supposé constant sur Lx chips avec la convention :

La matrice de chips X peut être segmentée en B matrices de chips distinctes X(1),...,X(B) , de dimension TxLx (complétées à droite et à gauche par des zéros physiques ou temps de garde si besoin est), chaque matrice X(b) voyant le canal H(A) . Pour la suite, il est utile d'introduire une longueur des blocs en symboles, définie comme :

de telle sorte que : L = BxLS Les cas extrêmes du modèle B-blocs sont les suivants : B = 1 et Lx = LS F => LS = L modèle quasi-statique B = LSF et Lx = 1 => LS = 1 modèle ergodique (chip) Une renumérotation des symboles et des chips est appliquée à l'intérieur de chaque bloc.

2.1. Modèle de canal convolutif Pour tout indice de bloc b, le modèle de canal équivalent en bande de base à temps discret (rythme chip) permet d'écrire le vecteur reçu R à l'instant chip 1 sous la forme :

où P désigne la longueur de contrainte du canal (en chips), τ désigne le

vecteur complexe de T chips émis à l'instant chip 1, où est le coefficient matriciel indicé p de la réponse impulsionnelle du canal MIMO bloc indicé b et où R est le vecteur complexe de bruit additif. Les vecteurs complexes de bruit

additif v(b) [l] sont supposés indépendants et identiquement distribués selon une loi gaussienne R-dimensionnelle à symétrie circulaire de moyenne nulle et de matrice de covariance σ2l. Les P coefficients de la réponse impulsionnelle sont des matrices complexes de dimension RxT, dont les entrées sont gaussiennes indépendantes identiquement distribuées, de moyenne nulle et de matrice de covariance satisfaisant la contrainte globale de normalisation en puissance :

dans le cas d'un système à puissance également répartie entre les différentes antennes d'émission. Sous ces hypothèses, les valeurs propres des matrices de corrélation des différents coefficients du canal MIMO suivent une distribution de Wishart. On souligne qu'une égale répartition de la puissance sur les antennes d'émission est une politique d'allocation de puissance légitime dans le cas d'une absence de connaissance du canal à l'émetteur (pas de CSI).

2.2. Modèle de canal matriciel bloc Pour introduire l'algorithme de décodage des données, on se doit de faire apparaître un système matriciel sur l'ensemble du type :

où :

avec M, la mémoire du canal en temps symbole, définie comme :

avec :

ou:

avec :

et où H(b) est la matrice de Sylvester pour le canal :

Par ailleurs :

Wn n=l,...,L-l ayant été introduit ci-dessus à partir de la matrice d'étalement Gn lors de la description de formes privilégiées d'émission (fin des chapitres 1.1 et 1.2). D'où finalement le système :

où Θ(b) représente la matrice de convolution du canal avec les codes d'étalement :

2.3. Modèle de canal matriciel à fenêtre glissante En pratique, pour réduire les dimensions, on utilise un modèle à fenêtre glissante de longueur :

On obtient le nouveau système :

où :

et où H(b) est la matrice de Sylvester pour le canal :

Par ailleurs :

D'où finalement le système :

où Θ(nb) représente la matrice de convolution du canal avec les codes d'étalement :

3. Transmission monoporteuse sur canal MIMO à trajets multiples (HSDPA) On suppose que le débit est très élevé et que le temps de cohérence du canal est grand, de telle sorte que Lx D SF => LS Ω 1 . Pour le mode HSDPA de la norme UMTS, le canal est quasi-statique, c'est-à-dire B=1.

4. Transmission multiporteuse sur canal MIMO à trajets multiples (MC-CDMA) L'étalement (ou encore le codage interne linéaire) est ici spatio-fréquentiel ou fréquentiel. En référence à la figure 6, il est bien connu de l'homme de l'art que l'introduction d'une IFFT en émission 120 et d'une FFT en réception 220 (aux entrelacements près) donne un canal équivalent non sélectif en fréquence (canal modélisé par une matrice circulante grâce à l'emploi de préfixes cycliques, puis rendu diagonal dans la base de Fourier). Ainsi chaque porteuse voit un canal MIMO plat. Sous le formalisme précédemment présenté, le canal après FFT peut être vu comme un canal non sélectif (P = 1, M = 0) et B-blocs. On précise que Lx ≤ SF => Ls = 1 : le canal est B- blocs au temps chip mais tout se passe comme s'il était "ergodique" au temps symbole pour le modèle symbolique considéré. La largeur de la fenêtre glissante pour le calcul des filtres est Lw = 1 .

5. Structure générale du récepteur 200 Le récepteur 200 met en oeuvre une égalisation vectorielle LIC-ID. Deux types de front end linéaires sont dérivés à titre d'exemples : MMSE non conditionnel et SUMF. Dans le reste de la description, nous omettrons de définir l'indice b du bloc considéré du modèle de canal, les traitements étant identiques pour tous.

5.1. Estimation MMSE des symboles K-dimensionels émis A toute itération i, on suppose une connaissance a priori sur les données exprimée au travers de rapports logarithmiques sur les bits des symboles émis :

Par convention, ces rapports valent 0 à la première itération. En référence à la figure 7, à partir de cette information a priori, on peut trouver en 209 le vecteur des estimées, au sens du critère MMSE, des L symboles K-dimensionnels

s H aux instants n = 0,..., L - 1. L'estimée d'un symbole K-dimensionnel s'exprime comme :

Lorsque la profondeur de l'entrelacement espace-temps est grande, la probabilité a priori sur un symbole K-dimensionnel peut être approchée par le produit des probabilités marginales des bits qui le composent :

l'égalité ayant lieu pour une profondeur d'entrelacement infinie. En introduisant le rapport logarithmique πki,j [n] des probabilités a priori sur bit précédemment défini, on peut écrire que :

et trouver finalement :

5.2. Egalisation vectorielle MMSE non conditionnelle L'invention suggère de remplacer la détection optimale des symboles K-dimensionnels s[n] (au sens du critère MAP) par une estimation au sens du critère MMSE (biaisée), dérivée sur la base du modèle à fenêtre glissante, dont la complexité est polynomiale en les paramètres du système et non plus exponentielle. A chaque itération i, on calcule en 202 le filtre qui, à partir d'une observation actualisée (portant sur une portion du bloc du canal déterminé) supprime l'ISI corrompant le symbole K-dimensionnel s[n] et produit une évaluation s[n] des données modulées (ou symboles) émises minimisant l'erreur quadratique moyenne (MSE) :

A partir du vecteur des estimées des symboles K-dimensionnels à l'itération i :

on définit en 210 la version modifiée, comportant un 0 en position L1 +1, qui sert à la régénération de l'interférence pour le symbole K-dimensionnel s[n] :

Une estimation d'interférences est ainsi régénérée en 210, en multipliant ce dernier vecteur, avec ladite « matrice de convolution du canal avec les codes d'étalement » Θn (calculée au chapitre 2.2 ou 2.3) :

Le filtre de Wiener est appliqué en 202 au vecteur d'observation obtenu après soustraction 201 de cette interférence régénérée en 210 :

Pour des raisons de complexité évidentes, la MSE est non conditionnelle et l'étalement périodique, de telle sorte que :

Ceci rend le filtre F' invariant dans le temps pour le bloc considéré du canal déterminé. Il sera préféré de ne pas utiliser cette estimation MMSE au profit d'un front end linéaire plus simple (polynomial ou SUMF, décrit au prochain chapitre) lorsque l'étalement est apériodique. Ce filtre minimise la MSE non conditionnelle sur l'estimation (biaisée) du symbole K- dimensionnel s[n] et peut être aisément dérivé à partir du théorème de la projection orthogonale :

où EΔ est la matrice de dimension Kx(Lψ +M)K structurée comme suit :

et où :

avec le terme σ] I situé à la position Z1 + 1 sur la diagonale et crL2 évalué en utilisant l'estimateur consistant :

L'évaluée s1 est donnée par la sortie du filtre 202 :

ou :

et où ζ' [n] est le vecteur d'interférence résiduelle et de bruit de matrice de covariance :

Le vecteur K-dimensionnel d'interférence résiduelle et de bruit ζ' [n] peut être blanchi par décomposition de Cholesky.

5.3. Egalisation vectorielle SUMF L'approche MMSE précédemment décrite peut se révéler trop complexe (pour un étalement apériodique par exemple). On peut lui préférer le filtre Single User Matched Filter vectoriel, ceci pour toutes les itérations ou à partir d'une certaine itération i. Celui- ci s'exprime pour tout instant n:

Autre variante possible de l'égalisation : En référence à la figure 8b est représentée une variante de l'un ou l'autre des détections détaillées aux chapitres 5.2 et 5.3. Cette vairante concerne une façon différente de mettre en œuvre le filtrage 202' et la régénération d'interférences 210', qui est à comparer au filtrage 202 et à la régénération d'interférences 210 de la figure 8a (représentant ces deux étapes de détection correspondant à une partie de la détection globale schématisée sur la figure T). En référence à la figure 8b, le filtrage 202' se fait ici en amont de la soustraction d'interférences 201 régénérées en 210', et non en aval comme c'est le cas en référence à la figure 8a. Le filtre F' utilisé et la matrice de reconstruction d'interférences B' utilisés peuvent se déduire de façon triviale du filtre F et de la matrice de reconstruction d'interférences B précédemment calculés (cf ci-dessus en référence aux figures 7 et 8a), à partir de l'égalité suivante :

Pour en déduire alors : F' = F ; B' = FB

5.4. Détection des composantes binaires des symboles K-dimensionnels En appliquant le filtre L-1F' , on produit le modèle équivalent :

où le vecteur ζ' [n] est de matrice de covariance identité. On utilise une détection vectorielle pour calculer en 203 des rapports logarithmiques des probabilités a posteriori sur chaque bit de chaque symbole K-dimensionnel émis à chaque instant. Ces quantités probabilistes sont définies, selon un critère optimal de « Maximum A Posteriori » (MAP), comme :

et sont référencées Λ sur la figure 7 ; soit encore :

où l'on introduit

ou encore :

avec obtenu à partir des πki,j [n] (voir

chapitre 5.1). Quant aux vraisemblances, elles s'expriment comme : Variante 1 :

Est ici remplacé le traitement vectoriel 203 selon un critère MAP, par un traitement vectoriel 203 utilisant un algorithme de décodage par sphère à listes, dont la complexité est moindre puisque polynomiale en K (et non exponentielle en K, comme l'est le critère MAP). Variante 2 : Ici, le traitement vectoriel 203 est une annulation linéaire itérative dérivée d'un critère MMSE, ou d'un critère de maximisation d'un rapport signal sur bruit (encore appelé MAX SNR) étant réalisé par des filtres adaptés (SUMF). Variante 3 : Le traitement vectoriel 203 comprend ici la mise en œuvre successive de plusieurs traitements vectoriels différents à partir d'itération(s) donnée(s), chacun de ces traitements vectoriels étant un de ceux discutés précédemment dans ce chapitre. Par exemple, est réalisé un traitement « MAP » jusqu'à l'itération i, puis un traitement « sphère à liste » jusqu'à l'itération i+M, puis un traitement « MMSE ». Cette 3eme variante est rendue possible grâce au degré de liberté additionnel dont on dispose pour réaliser une détection vectorielle, à une itération i donnée.

5.5. Echange d'information probabiliste avec le décodeur de canal 206 A chaque itération i, une information a priori sur les bits des différents symboles, en provenance du décodeur de canal 206, est disponible et exploitable sous la forme de rapports logarithmiques de probabilité a priori, préalablement introduits et dont on rappelle l'expression :

L'information extrinsèque sur chaque bit délivrée par la détection vectorielle à destination du décodeur de canal 206, est délivrée par un démodulateur 203 à sortie pondérée, sous la forme suivante :

Elle est notée Ξ sur la figure 7. Tous les rapports logarithmiques d'information extrinsèque sur bits sont ensuite collectés pour tous les blocs, puis proprement multiplexes et désentrelacés en 205, à destination du décodeur de canal 206. Ce dernier observe un unique vecteu , composé de N0 rapports logarithmiques de probabilité intrinsèque sur bit (un par bit du mot de code v). Le décodage 206 utilise alors un algorithme, tel qu'un algorithme de Viterbi assorti souple, pour délivrer le logarithme λ d'un rapport de probabilités d'informations a posteriori sur bits des données modulées (ou symboles) émises. Cette logarithmique λ est alors la base sur laquelle sont calculés en 207a et 207b les rapports logarithmiques d'information extrinsèque sur bit après décodage, formellement définis ∀l = 1,...,N0 comme :

Les rapports logarithmiques d'information extrinsèque sur bits de mot de code calculés à l'itération i sont assimilés, après entrelacement binaire et démultiplexage 208a et 208b aux rapports logarithmiques de probabilité a priori sur bits de symboles à l'itération suivante.

La réception selon l'invention concerne non seulement un procédé permettant sa mise en œuvre, mais aussi le système apte à l'exécuter, ainsi que tout système de transmission intégrant ce système de réception.