Lichtquellen-Last mittels der Lichtquellen-Treiberschaltung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Lichtquellen-Treiberschaltung, ein optisches Messgerät mit der Lichtquellen-Treiberschaltung, eine Vorrichtung zum Prüfen von Wertdokumenten mit der Lichtquellen-Treiberschaltung und ein Verfahren zum Betreiben einer Lichtquellen-Last mit der Lichtquellen-Treiberschaltung.

Die Lichtquellen-Treiberschaltung oder das optische Messgerät sind beispielsweise eine

Systemkomponente in einer Banknoten-Bearbeitungsmaschine zur Merkmalserkennung von maschinenlesbaren Merkmalen. Beispielsweise werden bei Wertpapieren, wie beispielsweise Banknoten, Reisepässen oder Personalausweisen - nachfolgend vereinfacht als Messobjekte bezeichnet - maschinenlesbare Merkmale verwendet, um eine Echtheit des Messobjekts nachweisen zu können. Das Messobjekt wird dabei mittels schnell-geschalteter und lichtstarker Lichtblitze bestrahlt, und eine charakteristische Antwort des Messobjekts auf diese Lichtblitze wird ausgewertet. Mit einem derartigen Verfahren können Fälschungen der Messobjekte sicher erkannt werden.

Eine erfindungsgemäße Vorrichtung zum Prüfen von Wertdokumenten soll eine große Anzahl von Messobjekten in möglichst kurzer Zeit prüfen. Dabei sind in Banknoten- Bearbeitungsmaschinen Transport- und Bearbeitungsgeschwindigkeiten von mehreren Metern pro Sekunde, insb. zwischen 1 und 12 m/s, gewünscht. Diese Bearbeitungsgeschwindigkeiten für das Prüfen eines Messobjekts, das sodann mit mehreren Lichtblitzen beaufschlagt wird, stellen hohe Anforderungen an das Generieren der Lichtblitze.

Das Beleuchten der zu prüfenden Messobjekte erfolgt mittels mindestens einer Lichtquelle, insbesondere einer LED. Beim Betreiben von Lichtquellen-Lasten werden üblicherweise Lichtquellen-Treiberschaltungen mit Schaltreglem eingesetzt. Dabei ist ein generelles Ziel, eine Lichtquellen-Last mit geringer Stromwelligkeit zu betreiben und eine Spannung zu senken, die zum Ansteuem einer Lichtquellen-Last erforderlich ist, um unnötige Verlustleistung zu reduzieren.

Die KR 2009 0060878 A und die KR 10 102 88 60 B l schlagen jeweils LED-Treiberschaltungen für Beleuchtungsanwendungen vor. In Schaltungsvarianten werden Pulsweitenmodulations- (PWM-) Betriebe der LED-Treiberschaltungen vorgestellt, um eine effiziente

Helligkeitsregelung mit unverändertem LED-Strom und konstanter LED- Wellenlänge zu ermöglichen. Keine der Schaltungen ist geeignet, alternierende Puls stromwerte der LED-Last zu erzeugen. Keine der Schaltungen ohne PWM-Betriebsart kann den Pulsstromwert der LED-Last des eingeschwungenen Zustands der Schaltung sofort nach dem Einschalten, d.h. Anlegen der Betriebsspannung, liefern. Keine der Schaltungen mit PWM-Betriebsart kann den Pulsstromwert der LED-Last des eingeschwungenen Zustands der Schaltung sofort nach dem Anlegen der PWM-Steuerpulse liefern.

Die US 2009/0187925 Al beschreibt eine LED-Treiberschaltung, die alle in Reihe geschalteten LEDs mit einem konstanten Strom versorgt und für eine gleichmäßige Ausleuchtung und optimale Betriebseffizienz bei niedrigen Kosten über einen weiten Bereich von Ein- / Ausgangsspannung und Temperatur sorgt. Kurzzeitige Änderungen der LED-Zweigspannung, wie beispielsweise in einem Puls strombetrieb vorgesehen wären, würden zu einer Änderung des LED-Stroms führen. Daher ist diese Schaltung nicht für den Pulsbetrieb geeignet.

Zudem sind Datenblätter zu LED-Treiberschaltungen bekannt, beispielsweise dem Schaltkreis LM3464 der Firma Texas Instruments oder dem Schaltkreis ZXLD1362 der Firma Zetex Semiconductors. Zwar offenbaren diese Lösungen eine Minimierung eines Spannungsabfalls der Drain-Source-Spannung eines MOSFETs, um eine Leistungsaufnahme zu minimieren.

Allerdings ist keine der gezeigten Lösungen geeignet für einen gepulsten Betrieb der LED-Last, insbesondere wenn variierende Pulsfolgen, beispielsweise alternierende Pulshöhen, eingesetzt werden, um Eigenschaften eines Messobjekts mittels Emittieren von Licht durch die LED- Treiberschaltung eines optischen Messgeräts oder einer Vorrichtung zum Prüfen von

Wertdokumenten zu erfassen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, einen hocheffizienten Betrieb einer Lichtquellen- Last, insbesondere einer LED-Last, zu realisieren, bei der eine Variation der Spannung eines Schaltreglers ausgeregelt wird. Dabei sollen verschiedene Lichtquellen-Lasten betreibbar sein. Die Anzahl und Art der zu betreibenden Lichtquellen soll nicht beschränkend sein. Zudem sollen nominell unterschiedliche Flussspannungen der Lichtquellen und Schwankungen der

Flussspannungen im Betrieb energieeffizient kompensiert werden. Beispielsweise eine Alterung einer LED-Last oder eine Erwärmung einer LED-Last oder die Anwendung von schnellen, auch zyklisch variierenden, Pulsfolgen - wie sie beispielsweise in einer Vorrichtung zur Prüfung von Wertdokumenten gefordert ist - soll keinen Einfluss auf die Leistungsaufnahme des

Lichtquellen-Treibers haben. Eine zyklisch variierende Pulsfolge ist dabei eine Folge von Strompulsen, die insbesondere verschiedene Pulslängen, Pulspausen und Stromstärken aufweisen können, die sich nach festen Zeitabständen wiederholt.

Die Aufgabe wird durch die in den unabhängigen Patentansprüchen beschriebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben. Erfindungsgemäß wird eine Lichtquellen-Treiberschaltung vorgeschlagen. Die Lichtquellen- Treiberschaltung weist einen Schaltregler mit einem Spannungseingang zum Anlegen einer Eingangsspannung, einem Spannungsausgang zum Ausgeben einer zu regelnden

Ausgangsspannung zum Betreiben einer Lichtquellen-Last und einem Regeleingang zum

Anlegen einer Regelspannung zum Regeln der Spannungshöhe der Ausgangsspannung auf.

Als Lichtquellen-Last ist zumindest eine zu betreibende Lichtquelle vorgesehen. Bevorzugt ist als Lichtquellen-Last eine LED, auch Leuchtdiode, englisch: light emitting diode, genannt, oder das Zusammenschalten einer Mehrzahl von LEDs, die in Reihe oder parallel untereinander verschaltet sind, vorgesehen. Denkbar ist auch eine Parallelschaltung mehrerer

Reihenschaltungen aus LEDs (LED-Zweige). In einer weiteren bevorzugten Ausführung umfasst die Lichtquellen-Last mindestens eine andere, auf dem gleichen Wirkprinzip beruhende

Halbleiterlichtquelle, wie eine Laserdiode, eine resonant-cavity light emitting diode, kurz RC- LED oder eine organische Leuchtdiode, kurz OLED. Auch weitere Lasten, wie beispielsweise Glühlampen, Motoren oder thermoelektrische Elemente, können mit dem erfindungsgemäßen Stromtreiber vorteilhaft betrieben werden.

Ein Schaltregler ist ein Spannungsregler als Basis für eine effiziente Spannungsversorgung einer Last, hier der Lichtquellen-Last, mithilfe eines periodisch angeschalteten elektronischen

Schaltelements und zumindest eines Energiespeichers, beispielsweise eines kapazitiven

Energiespeichers und/oder induktiven Energiespeichers. Der Schaltregler kann eine

Gleichrichtung seinheit aufweisen .

Der Schaltregler regelt eine am Spannungseingang des Schaltreglers angelegte (zugeführte) Eingangsspannung, beispielsweise eine Eingangswechselspannung oder eine

Eingangsgleichspannung in eine am Spannungsausgang des Schaltreglers ausgebbare

(abgreifbare, bereitstehende) Ausgangsgleichspannung, auch als Ausgangsspannung bezeichnet. Die Ausgangsgleichspannung hat bevorzugt ein im Vergleich zur Eingangsspannung höheres, niedrigeres oder invertiertes Spannungsniveau.

Als Schaltregler wird beispielsweise ein Gleichspannungsregler, auch als DC-DC-Regler oder Gleichstromsteller bezeichnet, verwendet, der eine am Spannungseingang des Schaltreglers zugeführte Eingangsgleichspannung in eine am Spannungsausgang des Schaltreglers ausgebbare Ausgangsgleichspannung mit höherem (Buck-Boost Converter), niedrigerem (Buck Converter) oder invertiertem Spannungsniveau regelt.

Bevorzugt wird ein Tiefsetzsteller als Schaltregler verwendet. Ein Tief setz steiler, auch als Abwärtswandler, englisch Buck Converter bezeichnet, regelt eine am Spannungseingang des Schaltreglers zugeführte Eingangsspannung in eine am Spannungsausgang des Schaltreglers bereitgestellte Ausgangsspannung mit einem - im Vergleich zur zugeführten Eingangsspannung - niedrigeren Spannungsniveau.

Der Schaltregler umfasst einen Regeleingang zum Anlegen (Zuführen) einer Regelspannung. Diese Regelspannung stellt das Spannungsniveau der auszugebenden Ausgangsspannung des Schaltreglers ein. Das Spannungsniveau der Ausgangsspannung ist demnach abhängig von der Regelspannung (=Affinität). Das Spannungsniveau der Regelspannung ist injektiv, bevorzugt injektiv monoton steigend/fallend und im Spezialfall bijektiv abbildbar auf die

Ausgangsspannung. Somit wird eine Änderung der Regelspannung mittels des Schaltreglers eindeutig in eine Änderung der Ausgangsspannung umgesetzt. Diese Abhängigkeit ist bevorzugt linear oder logarithmisch. Ein Absinken der Ausgangsspannung ist nur möglich, wenn der Energiespeicher des Schaltreglers entladen wird, also ein Strom vom Schaltregler abfließt.

Bevorzugt ändert sich die am Spannungsausgang des Schaltreglers abgreifbare

Ausgangsspannung linear mit der am Regeleingang bereitgesellten Regelspannung. Die Steigung dieser linearen Funktion wird als Proportionalitätsfaktor bezeichnet. Besonders bevorzugt ist der Proportionalitätsfaktor negativ, so dass die Ausgangsspannung bei einer Erhöhung der

Regelspannung abnimmt. Dadurch wird eine besonders einfache Ansteuerung des Schaltreglers ermöglicht.

Die erfindungsgemäße Lichtquellen-Treiberschaltung weist zudem eine Stromquelle mit einem Schaltelement und einem, in Reihe mit der Lichtquellen-Last angeordneten,

spannungs steuerbaren Bauteil auf, wobei an einen Steueranschluss des Schaltelements ein Pulssignal angelegt ist, wobei in einer Pulsphase des Pulssignals das Schaltelement in einen ersten Schaltzustand geschaltet ist, in dem ein Steueranschluss des spannungs steuerbaren Bauteils mit einer Spannungsquelle verbunden ist, und wobei in einer Pulspause des Pulssignals das Schaltelement in einen zweiten Schaltzustand geschaltet ist, in dem der Steueranschluss des spannungs steuerbaren Bauteils nicht mit der Spannungsquelle verbunden ist.

In einer bevorzugten Ausführung ist im zweiten Schaltzustand des Schaltelements der

Steueranschluss des spannungs steuerbaren Bauteils mit einem Bezugspotential verbunden, so dass möglicherweise vorhandene Ladungen aus dem spannungs steuerbaren Bauteil abfließen.

Die Verwendung des Begriffs„Stromquelle“ anstelle des ebenfalls verwendbaren Begriffs „Stromsenke“ für diese Komponente der Lichtquellen-Treiberschaltung ist willkürlich. Es gilt zu beachten, dass die Wahl des jeweiligen Begriffes lediglich durch eine Stromrichtung am

Ausgang der Stromquelle/Stromsenke definiert wird. So wird bei einer Stromquelle ein

Ausgangsstrom geliefert, während bei inverser Definition der Stromrichtung die gleiche Komponente als Stromsenke zu bezeichnen wäre. Da die hier verwendete Stromquelle in Reihe zur Lichtquellen-Last betrieben wird, hängt die Wahl des Begriffes„Stromquelle“ oder „Stromsenke“ lediglich von einer tatsächlichen Position der Lichtquellen-Last in Bezug zur Stromquelle/Stromsenke ab. Da die tatsächliche Position erfindungsgemäß nicht beschränkend ist, kann der Begriff Stromquelle synonym zum Begriff Stromsenke verwendet werden. In dieser Anmeldung wird der Begriff Stromquelle für diese Komponente der Lichtquellen- Treiberschaltung verwendet.

Eine Stromquelle ist ein aktiver Zweipol in der Lichtquellen-Treiberschaltung, der an seinem Anschlusspunkt an die Lichtquellen-Last einen elektrischen Strom liefert. Dabei hängt die Stromstärke des gelieferten Stroms nur gering bzw. im Idealfall gar nicht von der elektrischen Spannung an seinem Anschlusspunkt ab, sodass der elektrische Strom nahezu unabhängig von der angeschlossenen Lichtquellen-Last (dem angeschlossenen Verbraucher) ist. Beispielsweise ändert sich der Strom bei einer Spannungsänderung um 1 V nur um 0.1%. Die Stromquelle ist in Reihe zur Lichtquellen-Last geschaltet, sodass der gelieferte Strom der Stromquelle der Strom durch die Lichtquellen-Last ist.

Die Stromquelle umfasst ein Schaltelement, beispielsweise einen elektronischen Schalter oder einen elektromechanischen Schalter oder einen mechanischen Schalter. Bevorzugt wird ein elektronischer Schalter, z.B. ein Halbleiterschalter, eingesetzt. Das Schaltelement wird mittels eines Pulssignals an seinem Steueranschluss von einem ersten Schaltzustand (beispielsweise geschlossen) in einen zweiten Schaltzustand (beispielsweise offen) umgeschaltet. In einer Pulsphase des Pulssignals wird das Schaltelement in einen ersten Schaltzustand geschaltet. In einer Pulspause des Pulssignals wird das Schaltelement in einen zweiten Schaltzustand geschaltet. Im ersten Schaltzustand des Schaltelements der Stromquelle ist die Stromquelle aktiv geschaltet und im zweiten Schaltzustand des Pulssignals ist die Stromquelle inaktiv geschaltet. Das Pulssignal, bevorzugt ein binäres Schaltsignal, ist an einen Steueranschluss des

Schaltelements (beispielsweise einen Gate- Anschluss eines Schalttransistors) angelegt. Das Pulssignal ist beispielsweise ein Ausgangssignal eines mit dem Steueranschluss des

Schaltelements verbundenen Mikrokontrollers.

Ein Schaltelement des Schaltreglers ist von dem Schaltelement der Stromquelle verschieden und wird unabhängig vom Schaltelement der Stromquelle mittels eines Pulssignals betrieben, welches im Schaltregler selbst erzeugt wird

Die Stromquelle umfasst neben dem Schaltelement auch ein spannungssteuerbares Bauteil, bevorzugt einen Feldeffekttransistor, kurz FET. Das Schaltelement der Stromquelle ist mit einem ersten Anschluss an einen Steueranschluss des spannungssteuerbaren Bauteils angeschlossen. Im ersten Schaltzustand des Schaltelements ist der Steueranschluss des spannungs steuerbaren Bauteils mit einer Spannungsquelle verbunden, die Stromquelle liefert in diesem ersten

Schaltzustand (geschlossen) einen elektrischen Strom. Somit stellt das spannungs steuerbare Bauteil im ersten Schaltzustand einen Ausgangsstrom der Stromquelle bereit. Das

Spannungsniveau der Spannungsquelle stellt dabei das Stromniveau des Ausgangsstroms der Stromquelle ein. Im zweiten Schaltzustand des Schaltelements ist der Steueranschluss des spannungs steuerbaren Bauteils nicht mit der Spannungsquelle verbunden, die Stromquelle liefert in diesem zweiten Schaltzustand (offen) keinen Ausgangsstrom.

Das spannungssteuerbare Bauteil ist mit einem ersten Anschluss mit einem Anschluss der Lichtquellen-Last verbunden. Der Ausgangsstrom der Stromquelle fließt somit durch die Lichtquellen-Last. Das heißt, dass der Ausgangsstrom, der durch das Spannungsniveau am Steueranschluss des spannungs steuerbaren Bauteils in der Pulsphase des Pulssignals eingestellt und durch das spannungs steuerbare Bauteil bereitgestellt ist, im ersten Schaltzustand des Schaltelements auch durch die Lichtquellen-Last fließt, wodurch die Lichtquellen-Last Licht emittiert. Das heißt auch, dass im zweiten Schaltzustand des Schaltelements kein Ausgangsstrom durch die Stromquelle bereitgestellt wird, und somit auch kein Strom durch die Lichtquellen- Last fließt, wodurch die Lichtquellen-Last im zweiten Schaltzustand kein Licht emittiert.

Zudem weist die Lichtquellen-Treiberschaltung eine Regelungseinheit auf, deren erster Eingang mit einem ersten Anschluss des spannungssteuerbaren Bauteils der Stromquelle verbunden ist, und deren zweiter Eingang mit einem zweiten Anschluss des spannungssteuerbaren Bauteils der Stromquelle verbunden ist, um einen Spannungsabfall über dem spannungssteuerbaren Bauteil in dem ersten Schaltzustand (geschlossen) abzugreifen. Der Ausgang der Regelungseinheit ist mit dem Regeleingang des Schaltreglers verbunden, um die Regelspannung an den Schaltregler anzulegen (bereitzustellen).

Die Regelspannung ist mittels der Regelungseinheit in Abhängigkeit des Spannungsabfalls in dem ersten Schaltzustand (geschlossen) am spannungs steuerbaren Bauteil geregelt. Diese Regelung der Regelspannung mittels der Regelungseinheit erfolgt dahingehend, dass der Spannungsabfall über dem spannungs steuerbaren Bauteil minimal ist.

Durch die erfindungsgemäße Regelungseinheit wird die ausgegebene Ausgangsspannung des Schaltreglers auf einen Wert geregelt, der gleich der Summe aus dem Spannungsabfall über der Lichtquellen-Last plus dem angestrebten minimalen Spannungsabfall über dem

spannungs steuerbaren Bauteil ist.

Weist die Stromquelle einen Strommesswiderstand (Shunt) in Reihe zu der Lichtquellen-Last und dem spannungssteuerbaren Bauteil auf, wird die ausgegebene Ausgangsspannung des Schaltreglers auf einen Wert geregelt, der gleich der Summe aus dem Spannungsabfall über der Lichtquellen-Last plus dem angestrebten minimalen Spannungsabfall über dem

spannungs steuerbaren Bauteil plus dem Spannungsabfall über dem Strommesswiderstand ist.

Durch die Regelung des Spannungsabfalls über dem spannungssteuerbaren Bauteil auf ein Minimum wird die im spannungssteuerbaren Bauteil dissipierte Energie auf ein Minimum reduziert, und somit ein Energieverbrauch der Lichtquellen-Treiberschaltung reduziert.

Darüber hinaus wird eine Variation der Ausgangsspannung des Schaltreglers kompensiert. Diese Kompensation ermöglicht beispielsweise für eine gegebene Lichtquellen-Treiberschaltung eine Variation sowohl der Anzahl der Lichtquellen als auch von deren Verschaltung untereinander (in Reihe oder parallel). Nominell unterschiedliche Lichtquellen-Llussspannungen und

Schwankungen der Lichtquellen-Llussspannungen im Betrieb der Lichtquellen-Treiberschaltung aufgrund Alterung oder schaltungsintemer oder schaltungsexterner Temperaturschwankungen (Erwärmung/ Abkühlung) werden ebenfalls energieeffizient kompensiert.

Das Pulssignal am Steueranschluss des Schaltelements der Stromquelle wird auch als Pulsfolge bezeichnet. Das Pulssignal ist eine sich periodisch wiederholende Änderung des

Spannungsniveaus am Steueranschluss des Schaltelements der Stromquelle, wobei im Ergebnis einer Pulsphase (erster Schaltzustand) ein Strom durch das spannungs steuerbare Bauteil fließt und in einer Pulspause (zweiter Schaltzustand) kein Strom durch das spannungs steuerbare Bauteil fließt. Durch diesen zyklischen Wechsel des Schaltzustands wird der Steueranschluss des spannungs steuerbaren Bauteils entsprechend des Pulssignals mit der Spannungsquelle verbunden oder nicht verbunden, wodurch die Stromquelle periodisch ein- und ausgeschaltet wird. Die Stromquelle liefert bei Anlegen des Pulssignals einen gepulsten Strom für die Lichtquellen-Last. Dieses Pulssignal führt zu zyklischen Pulsströmen und im Ergebnis zum periodischen

(zyklischen) An- bzw. Ausschalten der Lichtquellen-Last. Der Strom durch die Lichtquellen- Last beträgt in der Pulspause bevorzugt 0 A.

Das Pulssignal besteht aus einer Abfolge von mindestens zwei Einzelpulsen. Jeder Einzelpuls umfasst eine Einzelpulsphase (z.B. Spannung auf ,,HIGH“-Pegel) und eine Einzelpulspause (z.B. Spannung auf ,,LOW“-Pegel). Eine Einzelpulsphase und eine Einzelpulspause ergeben eine Einzelpulsperiodendauer. Bevorzugt sind die Einzelpulsperiodendauem der mindestens zwei Einzelpulse gleich lang, die Einzelpulse haben also eine feste Frequenz. Diese Frequenz beträgt bevorzugt zwischen 100 Hz und 50 kHz (entsprechend einer Einzelpulsperiodendauer zwischen 20 ps und 10 ms). Beim Einsatz der Lichtquellen-Treiberschaltung in einer Vorrichtung zur Prüfung von Banknoten ermöglichen diese Frequenzen eine orts aufgelöste Prüfung von bewegten Banknoten bei typischen Bearbeitungsgeschwindigkeiten zwischen 1 und 12 m/s. Das Pulssignal kann ein sogenanntes Burst-Signal sein. Das Burst-Signal besteht aus mindestens einem Burst bestehend aus einer begrenzte Anzahl von Einzelpulsen. Die Summe aller

Einzelpulsperiodendauern eines Bursts ergibt eine Burstphase. Bevorzugt besteht ein Burst aus 5 bis 50 Einzelpulsen. Beim Einsatz der Lichtquellen-Treiberschaltung in einer Vorrichtung zur Prüfung von Banknoten ermöglicht dies eine ortsaufgelöste Prüfung einer bewegten Banknote, wobei die Lichtquelle nur bei Vorliegen der Banknote im Messbereich eingeschaltet wird.

Das Burst-Signal kann ein periodisch wiederkehrendes Signal sein. Der Zeitraum zwischen zwei aufeinanderfolgenden Bursts ist die Burstpause. Eine Burstphase und eine Burstpause ergeben eine Burstperiodendauer. Die Burstperiodendauer beträgt bevorzugt zwischen 10 ms und 1 s. Beim Einsatz der Lichtquellen-Treiberschaltung in einer Vorrichtung zur Prüfung von

Banknoten ergibt sich so bei typischen Bearbeitungsgeschwindigkeiten zwischen 1 und 12 m/s ein Burst pro Banknote.

Das Pulssignal zum Schalten des Schaltelements kann dabei ein pulsweitenmoduliertes Signal sein, sodas s ein Tastverhältnis des Pulssignals variabel ist. Das Tastverhältnis gibt hierbei für die periodische Folge von Pulsen das Verhältnis der Pulsphase zur Pulsperiodendauer an.

In einer bevorzugten Ausgestaltung weist die Regelungseinheit einen Speicherkondensator zum Erhöhen und Verringern einer Spannungshöhe der Regelspannung auf. Um die Regelspannung zu erhöhen, wird eine Ladung in den Speicherkondensator eingebracht. Um die Regelspannung zu verringern, wird eine Ladung aus dem Speicherkondensator entnommen. Der

Speicherkondensator ist daher ein dynamischer Ladungs Speicher. Die resultierende mittlere Spannung über dem Speicherkondensator wird als Regelspannung an den Regeleingang des Schaltreglers angelegt. Dies ermöglicht das Ausgleichen von Schwankungen des

Spannungsabfalls über der Lichtquellen-Last und von Variationen der Ausgangsspannung des Schaltreglers. Dabei wird durch den Spannungsabfall über dem spannungs steuerbaren Bauteil in dem ersten Schaltzustand (geschlossen) das spannungssteuerbare Bauteil im optimalen

Arbeitspunkt mit einem minimalen Spannungsabfall in dem ersten Schaltzustand (geschlossen) betrieben.

Der Speicherkondensator ist dabei ein Teil eines linearen, zeitinvarianten Systems in der Regelungseinheit. Bevorzugt ist der Speicherkondensator ein Teil von zwei Widerstand- Kondensator-Gliedern, kurz RC-Gliedern, um zwei integrierende, zeitkontinuierliche, lineare, zeitinvariante Übertragungsglieder in der Regelungseinheit zu schaffen, die einfach zu realisieren sind.

Die Zeitkonstante des RC-Gliedes zum Aufladen des Speicherkondensators muss einen solchen Wert annehmen, dass die höchste Änderungsrate der Speicherkondensatorspannung kleiner, bevorzugt 2-mal kleiner, ist als der Quotient aus der niedrigsten Änderungsrate der Schaltregler- Ausgangsspannung und dem Schaltregler-Proportionalitätsfaktor. Die Änderungsrate der Speicherkondensatorspannung kann auch noch kleiner sein, würde dann aber die Einregelphase unnötig verlängern. Die Änderungsrate der Schaltregler- Ausgangsspannung ist der Quotient aus dem kleinsten Lichtquellen-Laststrom in der Pulsphase und der Kapazität des Energiespeichers am Ausgang des Schaltreglers. Die Dimensionierungsbedingung für die Zeitkonstante stellt sicher, dass am Ende der Einregelphase kein Unterschwingen der Schaltregler- Ausgangsspannung auftritt, die zu einem zu niedrigen Spannungsabfall über dem

spannungs steuerbaren Bauteil führen kann, welcher in Folge zu einer ungewünschten

Reduzierung des Lichtquellen-Stroms führen kann.

In einer bevorzugten Ausgestaltung sind folgende Werte festgelegt:

niedrigste Änderungsrate der Schaltregler-Ausgangsspannung dUSRAl/dt = 165 V/s

Schaltregler-Proportionalitätsfaktor KS = 5,5

Änderungsrate der Speicherkondensatorspannung dUSKl/dt = dUSRAl/dt / Ks /2 = 15 V/s Ladespannung des RC-Gliedes UL = 5 V

Zeitkonstante des RC-Gliedes x(Aufladung) = UL / dUSKl/dt = 0,3 s

Ein Abfluss von Ladungen aus dem Speicherkondensator in Pulspausen ist notwendig, damit die Regelungseinheit nach Abschaltung der Lichtquellen-Pulse die Schaltregler- Ausgangsspannung wieder auf ihren Maximalwert regeln kann, was dem Ausgangszustand entspricht. Die

Zeitkonstante des RC-Gliedes zum Entladen des Speicherkondensators soll einen solchen Wert annehmen, dass die Schaltregler- Ausgangsspannung sich in den Pulspausen nur um einen geringen Wert erhöht. Bevorzugt erhöht sich die Schaltregler-Ausgangsspannung in einer Pulspause um weniger als 0,1 V. Die Erhöhung der Schaltregler- Ausgangsspannung führt zu einem erhöhten Spannungsabfall über dem spannungs steuerbaren Bauteil, welcher in Folge eine höhere Verlustleistung im spannungs steuerbaren Bauteil ergibt. Es ist nicht notwendig, für das Entladen eine Zeitkonstante zu wählen, welche unter allen Betriebsbedingungen (Zeitdauern für Pulsphase und Pulspause) eine gleichgroße Erhöhung der Schaltregler-Ausgangsspannung, insb. bei sehr langen Pulspausen, garantiert. Mit größeren Pulspausen und unveränderter Pulsphase reduziert sich das Tastverhältnis (= Pulsphase/Pulsperiodendauer). Bei unverändertem

Lichtquellen-Strom in der Pulsphase und reduziertem Tastverhältnis verringert sich die mittlere Verlustleistung in dem spannungssteuerbaren Bauteil. Es muss deshalb nur der Wert für die längste Pulspause ermittelt werden, bei welchem die Verlustleistung durch erhöhten

Spannungsabfall über dem spannungs steuerbaren Bauteil nicht größer wird als die

Verlustleistung bei demselben Lichtquellen-Stromwert in der Pulsphase und der kürzesten Pulspause (= größtes Tastverhältnis). Aus diesem Wert für die längste Pulspause und dem zu definierenden Wert für die Erhöhung der Schaltregler-Ausgangsspannung in der Pulspause wird die Zeitkonstante der Entladung bestimmt. Wie beim Aufladevorgang muss auch beim

Entladevorgang der Schaltregler-Proportionalitätsfaktor in die Rechnung einbezogen werden.

In einer bevorzugten Ausgestaltung sind folgende Werte festgelegt:

Erhöhung der Schaltregler- Ausgangsspannung in der Pulspause dUSRA2 = 0,1 V

Mit einem minimalen Spannungsabfall über dem spannungssteuerbaren Bauteil von 1,5 V (ohne Erhöhung) erhöht sich die Verlustleistung in dem spannungs steuerbaren Bauteil mit demselben Faktor wie die Spannungserhöhung: (0,1 V + 1,5 V) / 1,5 V = 1,07

Schaltregler-Proportionalitätsfaktor KS = 5,5

Verringerung der Speicherkondensatorspannung dUSK2 = dUSRA2 / KS = 0,0182 V

Längste Pulspause TPause = 0,125 s

Änderungsrate der Speicherkondensatorspannung dUSK2/dt = dUSK2 / TPause = 0,146 V/s maximale Speicherkondensatorspannung USKmax = 2,6 V

Zeitkonstante des RC-Gliedes x(Entladung) = USKmax / dUSK2/dt = 18 s

Wenn in einer anderen Ausgestaltung die Zeitkonstante der Aufladung vergrößert werden soll (zur Reduzierung der Änderungsrate der Speicherkondensatorspannung), dann muss die

Zeitkonstante der Entladung um denselben Faktor vergrößert werden, um eine weitere Erhöhung der Verlustleistung in dem spannungssteuerbaren Bauteil zu vermeiden.

In einer bevorzugten Ausgestaltung weist die Regelungseinheit eine Vergleichseinheit auf, die an ihrem Ausgang eine Vergleichsspannung in Abhängigkeit des Spannungsabfalls über dem spannungs steuerbaren Bauteil bereitstellt. Bevorzugt ist die Vergleichs Spannung eine binäre Spannung, was eine besonders einfache Realisierung der nachfolgenden

Regelspannungseinstelleinheit ermöglicht. Die Vergleichseinheit kann als Komparator ausgebildet sein. Der Ausgang der Vergleichseinheit ist mit einem Eingang einer

Regelspannungseinstelleinheit der Regelungseinheit verbunden. Eine solche modulare Bauweise ermöglicht eine flexiblere Ausgestaltung der Regelungseinheit. Die

Regelspannungseinstelleinheit regelt in Abhängigkeit der Vergleichsspannung die

Regelspannung. Der Ausgang der Regelspannungseinstelleinheit ist mit dem Regeleingang des Schaltreglers verbunden, um die Regelspannung bereitzustellen.

In einer bevorzugten Ausgestaltung ist die Regelspannung durch die

Regelspannungseinstelleinheit erhöht, wenn die (binäre) Vergleichsspannung einen ersten Zustand aufweist und die Regelspannung ist durch die Regelspannungseinstelleinheit verringert, wenn die Vergleichs Spannung einen, vom ersten Zustand verschiedenen, zweiten Zustand aufweist. Die Höhe der Vergleichs Spannung ist dabei im eingeschwungenen Betrieb der

Lichtquellen-Treiberschaltung zu betrachten, also wenn eine Einregelphase (=Anlaufphase) des Schaltreglers und der Regelungseinheit beendet ist. In einer bevorzugten Ausgestaltung umfasst die Vergleichseinheit einen Komparator, dessen erster Eingang mit dem ersten Anschluss des spannungssteuerbaren Bauteils verbunden ist, und eine Gleichspannungsquelle. Der erste Anschluss der Gleichspannungsquelle ist mit dem zweiten Eingang des Komparators verbunden, und der zweite Anschluss der

Gleichspannungsquelle ist als zweiter Eingang der Regelungseinheit mit dem zweiten Anschluss des spannungssteuerbaren Bauteils verbunden. Die Gleichspannungsquelle liefert ein

Referenzspannungsniveau an den zweiten Eingang des Komparators, das mit dem

Spannungsniveau des ersten Eingangs des Komparators verglichen wird. In Abhängigkeit des Vergleichsergebnisses wird am Ausgang des Komparators eine Vergleichsspannung

bereitgestellt. Auf diese Weise ist eine Lichtquellen-Treiberschaltung geschaffen, deren

Vergleichseinheit den Spannungsabfall des spannungs steuerbaren Bauteils mit einer

Referenzgleichspannung vergleicht, um die Vergleichsspannung zu erzeugen. Dieser Aufbau ist besonders platzsparend und hat einen geringen Stromverbrauch.

In einer bevorzugten Ausgestaltung ist in die Verbindung zwischen dem ersten Anschluss des spannungs steuerbaren Bauteils und dem ersten Eingang des Komparators eine Diode

eingebracht, deren Anode mit dem ersten Eingang des Komparators verbunden ist, und deren Kathode als erster Eingang der Regelungseinheit mit dem ersten Anschluss des

spannungs steuerbaren Bauteils verbunden ist. Die Diode hat eine Sperrfunktion, um in der Pulspause einen Stromfluss durch die Lichtquellen-Last zu verhindern.

In einer bevorzugten Ausgestaltung ist ein erster Anschluss eines Speicherkondensators der Vergleichseinheit mit der Anode der Diode verbunden, und ein zweiter Anschluss des

Speicherkondensators der Vergleichseinheit ist mit dem zweiten Eingang der Regelungseinheit verbunden. Der Speicherkondensator der Vergleichseinheit ist von dem oben beschriebenen Speicherkondensator der Regelspannungseinstelleinheit verschieden. Der Speicherkondensator bewirkt bei einer alternierenden Pulsfolge, dass die Optimierung der Regelspannung für die höchste auftretende Stromstärke während der Pulsphase erfolgt. Dabei tritt bei der höchsten Stromstärke der niedrigste Spannungsabfall über dem spannungssteuerbaren Bauteil auf.

In einer bevorzugten Ausgestaltung ist eine Spannungsquelle mit hohem Innenwiderstand an der Verbindung zwischen der Anode der Diode und dem ersten Eingang des Komparators angeordnet. Das Spannungsniveau dieser Spannungsquelle ist größer als das Spannungsniveau der Gleichspannungsquelle am zweiten Eingang des Komparators. Dadurch wird im Startzustand der Schaltung (s.u.) die Vergleichs Spannung zuverlässig auf„HIGH“-Pegel gesetzt. Dies bewirkt im Startzustand eine minimale Regelspannung und damit eine maximale Ausgangsspannung des Schaltreglers, so dass beim ersten Einschalten der beabsichtigte Strom durch die Lichtquellen- Last fließt. Auch bei Veränderungen der Lichtquellen-Last während des Betriebs des Lichtquellen-Treibers ermöglicht die Spannungsquelle eine Erhöhung der Ausgangsspannung des Schaltreglers.

Somit wird bei inaktiver Stromquelle (Pulspause des Pulssignals bzw. zweiter Schaltzustand) der Speicherkondensator der Vergleichseinheit auf das Spannungsniveau der Spannungsquelle am ersten Eingang des Komparators aufgeladen. Aufgrund des größeren Spannungsniveaus am ersten Eingang ist ein erster Zustand der Vergleichs Spannung am Ausgang des Komparators bereitgestellt. Wird dann mittels der Pulsphase des Pulssignals die Stromquelle eingeschaltet, und fällt eine Spannung über dem spannungs steuerbaren Bauteil ab, die kleiner ist als die Differenz aus der Spannungshöhe am ersten Eingang des Komparators und der Spannungshöhe der Flussspannung der Diode in Durchlassrichtung, wird der Speicherkondensator durch das spannungs steuerbaren Bauteil über die Diode auf einen Spannungs wert entladen, welcher der Summe aus der Spannung über dem spannungssteuerbaren Bauteil und der Spannungshöhe der Flussspannung der Diode in Durchlassrichtung entspricht. Ist dieses, durch den Entladevorgang erreichte, Spannungsniveau am ersten Eingang des Komparators größer als das Spannungsniveau am zweiten Eingang des Komparators, bleibt zunächst der erste Zustand der Vergleichs Spannung am Ausgang bereitgestellt. Dies führt dazu, dass die Regelspannung verändert wird, was zu einer Veränderung der Ausgangsspannung des Schaltreglers führt. Diese Veränderung führt zu einem veränderten Spannungsabfall über dem spannungssteuerbaren Bauteil und im Ergebnis zu einem Umschalten des Spannungsniveaus der Vergleichs Spannung am Komparator-Ausgang.

In einer anderen bevorzugten Ausgestaltung ist die Regelungseinheit als

Computerprogrammprodukt ausführbar installiert in einem Mikrokontroller eingebracht. Dabei wird der Spannungsabfall am spannungs steuerbaren Bauteil mittels AD-Wandlung digitalisiert und dem Mikrokontroller bereitgestellt. Dieser generiert entsprechend der hier beschriebenen Vorgänge eine entsprechende Regelspannung. Diese Regelspannung wird mittels DA-Wandlung in ein analoges Spannungs signal umgesetzt und danach dem Schaltregler am Regeleingang zugeführt. Dies ermöglich eine flexible Umprogrammierung der Regelungsparameter.

In einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein optisches Messgerät vorgesehen. Dieses optische Messgerät weist zumindest eine Lichtquelle zum Beleuchten eines Messobjekts auf. Diese Lichtquelle, insbesondere eine LED, wird mittels einer Lichtquellen-Treiberschaltung der vorher beschriebenen Art betrieben. Dabei wird ein Pulssignal für die Stromquelle eingesetzt, um zyklische Pulsströme mit der Stromquelle zu erzeugen, die sodann auch durch die Lichtquellen- Last fließen und die Lichtquellen-Last zyklisch ein- bzw. ausschalten. Dieses zyklische Ein- bzw. Ausschalten der Lichtquellen-Last wird verwendet, um ein o.g. Messobjekt zu beleuchten. Das optische Messgerät ist dabei insbesondere im Einsatz für die Erkennung maschinenlesbarer Sicherheitsmerkmale auf Wertdokumenten. Das optische Messgerät kann dabei ein Teil einer Vorrichtung zum Prüfen von Wertdokumenten sein. In einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine Vorrichtung zum Prüfen von Wertdokumenten mit einem maschinenlesbaren Sicherheitsmerkmal mit einem Messbereich zur Aufnahme von Wertdokumenten als Messobjekten und einem optischen Messgerät gemäß der vorhergehenden Art zur Beleuchtung des Sicherheitsmerkmals vorgesehen. Die erfindungsgemäße Vorrichtung prüft eine große Anzahl von Messobjekten in möglichst kurzer Zeit. Dabei sind insbesondere Transportgeschwindigkeiten durch den Messbereich von mehreren Metern pro Sekunde vorgesehen. Dadurch steht für das Prüfen eines Messobjekts, das sodann mit mehreren

Lichtblitzen beaufschlagt wird, nur eine sehr kurze Zeitspanne von beispielsweise 0,02 s zur Verfügung. Dies bedingt kurze Ein- und Ausschaltzeiten für die Lichtquellen-Last, die mittels des Pulssignals bewirkt werden. In einer bevorzugten Ausführung weist die Vorrichtung zum Prüfen von Wertdokumenten zudem einen Detektor auf, wobei der Detektor eine Antwort des Sicherheitsmerkmals in Reaktion auf die Beleuchtung erfasst und in ein elektronisches

Ausgangssignal umwandelt. Verglichen mit einer visuellen Erfassung ermöglicht dies eine genauere Prüfung des Sicherheitsmerkmals und damit eine verbesserte Lälschungssicherheit. In einer bevorzugten Ausführung weist die Vorrichtung zum Prüfen von Wertdokumenten zudem einen Prozessor auf, wobei der Prozessor in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Detektors eine Eigenschaft des Sicherheitsmerkmals (z.B. Echtheit, Dokumentenklasse) bewertet und das Ergebnis der Bewertung ausgibt. Dies ermöglicht eine Integration der Vorrichtung zum Prüfen in einem industriellen Umfeld, z.B. in einer Banknotenbearbeitungsmaschine, sowie eine genauere Analyse des Sicherheitsmerkmals und damit eine verbesserte Fälschungssicherheit. Weiter bevorzugt ist ein Mikroprozessor (NI, 24) des erfindungsgemäßen Lichtquellen-Treibers gleichzeitig der Prozessor der Vorrichtung zum Prüfen von Wertdokumenten.

In einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein Verfahren zum Betreiben einer Lichtquellen-Last mittels einer Lichtquellen-Treiberschaltung gemäß der vorher beschriebenen Art vorgesehen. Dabei erfolgt zunächst das Anschalten des Pulssignals an den Steueranschluss des

Schaltelements, um den Steueranschluss eines spannungssteuerbaren Bauteils mit einer

Spannungsquelle zu verbinden. Zudem erfolgt ein Abgreifen des Spannungsabfalls über dem spannungs steuerbaren Bauteil mittels der Regelungseinheit. Zudem erfolgt ein Bereitstellen der Regelspannung mittels der Regelungseinheit, wobei die Regelspannung in Abhängigkeit des Spannungsabfalls über dem spannungssteuerbaren Bauteil geregelt wird. Zudem erfolgt ein Empfangen der Regelspannung in dem Schaltregler und Ausgeben der zu regelnden

Ausgangsspannung zum Betreiben der Lichtquellen-Last unter Verwendung der Regelspannung zum Regeln eines Spannungsniveaus der Ausgangsspannung, wobei die Ausgangsspannung bevorzugt linear mit der Regelungsspannung abnimmt.

Nachfolgend wird anhand von Figuren die Erfindung bzw. weitere Ausführungsformen und Vorteile der Erfindung näher erläutert, wobei die Figuren lediglich Ausführungsbeispiele der Erfindung beschreiben. Gleiche Bestandteile in den Figuren werden mit gleichen Bezugszeichen versehen. Die Figuren sind nicht als maßstabsgetreu anzusehen, es können einzelne Elemente der Figuren übertrieben groß bzw. übertrieben vereinfacht dargestellt sein.

Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines Prinzips einer erfindungsgemäßen Fichtquellen-Treiberschaltung;

Fig. 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel eines Prinzips einer erfindungsgemäßen Fichtquellen-Treiberschaltung;

Fig. 3 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines Schaltkreises für eine

erfindungsgemäße Fichtquellen-Treiberschaltung basierend auf dem Prinzip der Fig. 1;

Fig. 4 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel eines Schaltkreises für eine

erfindungsgemäße Fichtquellen-Treiberschaltung basierend auf dem Prinzip der Fig. 2;

Fig. 5 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines Ablaufdiagrams eines

erfindungsgemäßen Verfahrens zum Betreiben einer Fichtquellen-Fast;

Fig. 6 zeigt einen ersten Spannungs-/Strom-Zeit-Verlauf von ausgewählten Signalen in der Fichtquellen-Treiberschaltung gemäß Fig. 3;

Fig. 7 zeigt einen ausgewählten Teilbereich des in Fig. 6 gezeigten Spannungs-/Strom- Zeit-Verlaufs;

Fig. 8 zeigt einen ausgewählten Teilbereich des in Fig. 7 gezeigten Spannungs-/Strom- Zeit-Verlaufs;

Fig. 9 zeigt einen zweiten Spannungs-Zeit-Verlauf von Signalen in der Fichtquellen- Treiberschaltung gemäß Fig. 3;

Fig. 10 zeigt einen ersten Teilbereich des in Fig. 9 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs;

Fig. 11 zeigt einen zweiten Teilbereich des in Fig. 9 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs;

Fig. 12 zeigt einen Teilbereich des in Fig. 9 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs;

Fig. 13 zeigt einen Teilbereich des in Fig. 12 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs; und Fig. 14 zeigt einen Teilbereich des in Fig. 12 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs.

Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines Prinzips einer erfindungsgemäßen

Lichtquellen-Treiberschaltung. Ein Schaltregler N8 hat einen Spannungseingang N8_l zum Anlegen einer Eingangsspannung U6. Der Schaltregler N8 hat einen Spannungsausgang N8_2 zum Ausgeben einer zu regelnden Ausgangsspannung U5. Der Schaltregler N8 hat einen Regeleingang N8_3 zum Anlegen einer Regelspannung U4 zum Regeln der Spannungshöhe der Ausgangsspannung U5.

Der Spannungsausgang N8_2 ist mit einem Anschluss der Lichtquellen-Last 3 verbunden. Die Lichtquellen-Last 3 ist hier exemplarisch als eine LED V3 dargestellt. Erfindungsgemäß ist als Lichtquellen-Last 3 auch das Betreiben einer Mehrzahl von LEDs vorgesehen, die in Reihe oder parallel untereinander verschaltet sind. Denkbar ist auch eine Parallelschaltung mehrerer Reihenschaltungen aus LEDs (LED-Zweige), oder die Verwendung anderer, auf dem gleichen Wirkprinzip beruhender Halbleiterlichtquellen. Die Anode der Lichtquellen-Last 3 ist mit dem Spannungsausgang N8_2 verbunden.

Eine Stromquelle 1 ist in der Lichtquellen-Treiberschaltung vorgesehen. Der Begriff „Stromquelle“ wird in der Figurenbeschreibung durchgehend ungeachtet einer Stromrichtung am Ausgang der Stromquelle 1 (Anschluss Vl_l und Vl_2 eines spannungs steuerbaren Bauteils VI) verwendet. Der Begriff„Stromquelle“ kann mit dem Begriff„Stromsenke“ ausgetauscht werden.

Die Stromquelle 1 hat ein Schaltelement N3 und ein spannungssteuerbares Bauteil VI, hier beispielhaft als Feldeffekttransistor, FET, dargestellt. Ein erster Anschluss Vl_l des FET ist als Stromausgang der Stromquelle 1 mit der Kathode der Lichtquellen- Last 3 verbunden. Ein zweiter Anschluss Vl_2 des FET ist mit einem ersten Anschluss des Strommesswiderstands RI (Shunt) verbunden. Ein zweiter Anschluss des Strommesswiderstands RI ist mit einem

Bezugspotential verbunden.

Ein Steueranschluss Vl_3 des FET ist mit einem ersten Anschluss N3_l des Schaltelements N3 verbunden. Ein zweiter Anschluss N3_2 des Schaltelements N3 ist mit einem ersten Anschluss einer Spannungsquelle N2 verbunden. Ein zweiter Anschluss der Spannungsquelle N2 ist mit dem Bezugspotential verbunden. An einen Steueranschluss N3_3 des Schaltelements N3 ist ein Pulssignal U7 angelegt. Dieses Pulssignal U7, als Schaltsignal für das Schaltelement N3, hat eine Pulsphase, mittels derer das Schaltelement N3 in einen ersten Schaltzustand (geschlossen) geschaltet ist und hat eine Pulspause, mittels derer das Schaltelement N3 in einen zweiten Schaltzustand (offen) geschaltet ist. Das Schaltelement N3 ist beispielsweise ein elektronisches Schaltelement, beispielsweise ein Transistor. In Fig. 1 ist das Schaltelement N3 im zweiten Schaltzustand (offen) gezeigt, in dem der Steueranschluss Vl_3 des FET nicht mit dem ersten Anschluss der Spannungsquelle N2 verbunden ist. Im (nicht dargestellten) ersten Schaltzustand des Schaltelements N3 ist der Steueranschluss Vl_3 des FET mit dem ersten Anschluss der Spannungsquelle verbunden.

Der erste Anschluss Vl_l des FET VI ist mit einem ersten Eingang 2_1 einer Regelungseinheit 2 verbunden. Der zweite Anschluss V 1_2 des FET V 1 ist mit einem zweiten Eingang 2_2 der Regelungseinheit 2 verbunden. Dadurch kann ein Spannungsabfall über dem FET V 1 von der Regelungseinheit 2 abgegriffen werden. Ein Ausgang 2_3 der Regelungseinheit 2 ist mit dem Regeleingang N8_3 des Schaltreglers N8 verbunden, um die Regelspannung U4 bereitzustellen, wobei die Regelspannung U4 in Abhängigkeit eines Spannungsabfalls am FET V 1 geregelt ist.

Der Schaltregler N8 ist beispielsweise ein standardmäßiger DC-DC Tiefsetzsteller, dessen Funktion nicht näher erläutert werden muss. Beispielsweise kann der Schaltregler N8 mit einer Kombination aus einem integrierten Schaltkreis TPS541540 der Firma Texas Instruments und einem Widerstand am Rückkoppeleingang realisiert werden. Die Verwendung anderer integrierter Schaltkreise ist davon nicht ausgeschlossen.

In Fig. 1 sind eine Vergleichseinheit 21 und eine Regelspannungseinstelleinheit 22 der

Regelungseinheit 2 angedeutet, die in Fig. 3 näher beschrieben werden.

Nachfolgend wird das Prinzip der in Fig. 1 gezeigten Lichtquellen-Treiberschaltung erläutert.

Die schaltbare Stromquelle 1 kann mittels des Pulssignals U7 eingeschaltet und ausgeschaltet werden. Das Ausgangsstromniveau der Stromquelle 1 wird über die Spannungsquelle N2 eingestellt. Dabei müssen eventuelle Änderungen des Ausgangsstromniveaus so mit dem Pulssignal synchronisiert sein, dass sich eine zyklisch variierende Folge von Strompulsen durch die Lichtquellen-Last ergibt.

Die Lichtquellen-Last V3 wird aus dem hocheffizienten Schaltregler N8 mit dessen

Ausgangsspannung U5 versorgt. Dessen Eingangs Spannung U6 ist eine Versorgungs Spannung von beispielsweise 24 Volt Gleichspannung. Andere Spannungshöhen oder Spannungsarten für die Eingangsspannung U6 sind dabei nicht ausgeschlossen, es könnte also auch eine

Wechselspannung am Schaltregler N8 angelegt werden, die dann gleichgerichtet wird.

Damit die Stromquelle 1 mit einem hohen Wirkungsgrad betrieben wird, sollte der

Spannungsabfall zwischen dem ersten Anschluss Vl_l und dem zweiten Anschluss Vl_2 des spannungs steuerbaren Bauteils VI während des ersten Schaltzustands (geschlossen) so gering wie möglich sein. Handelt es sich beim spannungs steuerbaren Bauteil VI um einen FET, so wird der Spannungsabfall zwischen den Anschlüssen Vl_l und Vl_2 als Drain-Source-Spannung UDS bezeichnet, und der Spannungsabfall zwischen den Eingängen V 1_3 und V 1_2 als Gate- Source-Spannung UGS bezeichnet. Ein FET weist eine Schwellspannung Vth von beispielsweise 1,8 V auf, die dadurch gekennzeichnet ist, dass für UGS > Vth ein nutzbarer Drain-Strom, insb. ein Strom durch die Lichtquellen-Last, fließt. Die Drain-Source-Spannung erfüllt bevorzugt die Bedingung UDS > UGS-Vth, damit der Drain-Strom, insb. der Strom durch die Lichtquellen- Last, möglichst unabhängig von UDS ist.

Der Schaltregler N8 ist mit dem Regeleingang N8_3 mit dem Ausgang 2_3 der Regelungseinheit 2 verbunden. Bevorzugt nimmt die Ausgangsspannung U5 des Schaltreglers N8 bei einer Zunahme der Regelspannung U4 linear ab. Eine andere Abhängigkeit zwischen U4 und U5 kann ebenfalls bestehen. Die Werte von U4 und U5 können eine bijektive Abbildung sein. Somit kann das Spannungsniveau der Ausgangsspannung U5 mittels des Spannungsniveaus der

Regelspannung U4 eingestellt werden.

Die Höhe der Regelspannung U4 wird durch die Regelungseinheit 2 geregelt.

Im ersten Schaltzustand des Schaltelements N3 - Stromquelle 1 eingeschaltet - wird ein

Spannungsabfall über dem FET VI abgegriffen, und die Regelspannung U4 entsprechend geregelt.

Im zweiten Schaltzustand des Schaltelements N3 - Stromquelle 1 ausgeschaltet - wird die Regelspannung U4 nicht geregelt.

Während des Betriebs der Lichtquellen-Treiberschaltung (zweite und dritte Betriebsphase, s.u.) ist ein Pulssignal U7 an das Schaltelement N3 angelegt, um die Stromquelle 1 periodisch (zyklisch) ein- und auszuschalten. Daraus folgt, dass die Lichtquellen-Last 3 entsprechend dem Pulssignal U7 ein- bzw. ausgeschaltet wird. Damit werden beispielsweise Lichtblitze generiert, die auf ein Messobjekt, beispielsweise eine Banknote, ausgesendet werden, um eine

charakteristische Antwort darauf zu erhalten und auszuwerten. Dies ermöglicht beispielsweise eine Echtheitsprüfung von maschinenlesbaren Merkmalen auf einem Messobjekt durch ein Banknotenprüfsystem.

Eine erhöhte Verlustleistung des FET während einer zweiten Betriebsphase, der„Einregelphase“ (siehe Erläuterungen zu Fig. 6 bis 14), der Lichtquellen-Treiberschaltung ist in der

Bauteilauswahl und im thermischen Design der Leiterplatte zu berücksichtigen.

Fig. 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel eines Prinzips einer erfindungsgemäßen

Lichtquellen-Treiberschaltung. Das Prinzip der Lichtquellen-Treiberschaltung der Fig. 2 entspricht dem Prinzip der Lichtquellen-Treiberschaltung der Fig. 1, sodass auf die Beschreibung der Fig. 1 vollständig Bezug genommen werden kann. Nachfolgend werden lediglich die Unterschiede zwischen Fig. 1 und Fig. 2 erläutert. Im Unterschied zu Fig. 1 ist in Fig. 2 die Regelungseinheit 2 nicht mit einer Vergleichseinheit 21 und einer

Regelspannungseinstelleinheit 22 ausgebildet, sondern alternativ mit einem AD-Wandler 23, einem Mikrokontroller 24 und einem DA-Wandler 25. Dieser Unterschied wird in Fig. 4 detailliert erläutert werden. In dem Mikrokontroller 24 erfolgt die Erfassung des

Spannungsunterschieds am FET auf Basis eines von analog zu digital gewandelten

Spannungswerts über dem ersten Anschluss Vl_l und dem zweiten Anschluss Vl_2, und das Einstellen einer dem digitalen Spannungsabfall entsprechenden digitalen Regelspannung. Im anschließenden DA-Wandler wird die eingestellte digitale Regelspannung in eine analoge Regelspannung umgewandelt, die dann dem Schaltregler N8 als Regelspannung U4 zu geführt wird.

Fig. 3 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines Schaltkreises einer erfindungsgemäßen

Lichtquellen-Treiberschaltung basierend auf dem Prinzip der Fig. 1. Die Beschreibung der Fig. 1 gilt auch für die Fig. 3, sodass auf die Beschreibung der Fig. 1 vollständig Bezug genommen werden kann. Nachfolgend werden daher lediglich die Unterschiede zwischen Fig. 1 und Fig. 3 erläutert.

Im Unterschied zu Fig. 1 ist die Stromquelle 1 der Fig. 3 eine Präzisions Stromquelle, die zusätzlich einen Digital-Analog-Wandler N2 und einen Operationsverstärker N4 enthält.

Die Stromquelle 1 umfasst außerdem wie in Fig. 1 das Schaltelement N3 und das

spannungs steuerbare Bauteil VI, hier als Feldeffekttransistor, FET, dargestellt. Der erste Anschluss Vl_l des FET ist als Stromausgang der Stromquelle 1 mit der Kathode der

Lichtquellen-Last 3 verbunden. Die Lichtquellen-Last ist hier als Reihenschaltung von LEDs V3 bis Vn dargestellt. Da in der Fig. 3 der Laststrom von der Kathode der Lichtquellen-Last hin zum Anschluss Vl_l der Stromquelle 1 fließt, ist aus rein schaltungstheoretischer Sicht der Begriff „Stromsenke“ zutreffender.

In einer nicht in Fig. 3 gezeigten Ausführungsvariante ist ein erster Anschluss Vl_l des spannungs steuerbaren Bauteils VI mit dem Ausgang N8_2 des Schaltreglers N8 verbunden und ein zweiter Anschluss V 1_2 des spannungssteuerbaren Bauteils V 1 ist mit der Anode der Lichtquellen-Last 3 verbunden, beispielsweise der Anode der ersten LED Vn aller in Reihe geschalteten LEDs V3 bis Vn, und die Kathode der LED V3 ist mit dem ersten Anschluss des Strommesswiderstands RI verbunden. In einer weiteren nicht in Fig. 3 gezeigten Ausführungsvariante ist ein erster Anschluss Vl_l des spannungs steuerbaren Bauteils VI mit dem Ausgang N8_2 des Schaltreglers N8 verbunden, ein zweiter Anschluss Vl_2 des spannungs steuerbaren Bauteils VI ist mit einem ersten Anschluss des Strommesswiderstands RI verbunden, und ein zweiter Anschluss des Strommesswiderstands RI ist mit der Anode der Lichtquellen-Last 3 verbunden, beispielsweise der Anode der ersten LED Vn aller in Reihe geschalteten LEDs V3 bis Vn. Die Kathode der LED V3 ist mit dem Bezugspotential verbunden.

Die Ausgestaltung dieser Ausführungsvarianten ist für einen Fachmann auf dem Gebiet der Lichtquellen-Treiber leicht möglich. Da in diesen Ausführungsvarianten der Ausgangsstrom der Stromquelle 1 von dem Anschluss Vl_2 zur Lichtquellen-Last hinfließt, ist aus rein

schaltungstheoretischer Sicht der Begriff„Stromquelle“ zutreffender.

Da in allen Ausführungsvarianten die Topologie der„Stromquelle“ 1 gleich ist und lediglich die Stromrichtung des Ausgangsstroms hin zur Lichtquellen-Last 3 wechselt, wird der Begriff „Stromquelle“ hier allgemein verwendet.

Der zweite Anschluss Vl_2 des FET VI ist mit dem ersten Anschluss des Strommesswiderstand RI (Shunt) verbunden. Der zweite Anschluss des Strommesswiderstands RI ist mit dem

Bezugspotential verbunden.

Der Steueranschluss V 1_3 des FET V 1 ist mit einem Ausgang eines Operationsverstärkers N4 verbunden. Der positive Eingang des Operationsverstärkers N4 ist mit dem ersten Anschluss N3_l des Schaltelements N3 verbunden. Der negative Eingang des Operationsverstärkers N4 ist mit dem ersten Anschluss des Strommesswiderstands RI verbunden.

Der zweite Anschluss N3_2 des Schaltelements N3 ist mit einem Ausgang der Spannungsquelle N2, hier als DA-Wandler vorgesehen, verbunden. Ein Eingang des DA-Wandlers ist mit einem Mikrokontroller N 1 verbunden. Alternativ (nicht dargestellt) ist der zweite Anschluss N3_2 des Schaltelements N3 mit einem analogen Ausgang des Mikrokontrollers NI verbunden, wobei der DA-Wandler dann ein integraler Bestandteil des Mikrokontrollers NI ist.

An den Steueranschluss N3_3 des Schaltelements N3 ist wiederum das Pulssignal U7 angelegt. Das Pulssignal U7 wird durch den Mikrokontroller NI generiert. Dieses Pulssignal U7 hat eine Pulsphase, mittels der das Schaltelement N3 in einen ersten Schaltzustand (geschlossen) geschaltet ist und eine Pulspause, mittels der das Schaltelement N3 in einen zweiten

Schaltzustand (offen) geschaltet ist. Das Schaltelement N3 ist beispielsweise ein elektronisches Schaltelement, beispielsweise ein Transistor. In Fig. 3 ist das Schaltelement N3 im zweiten Schaltzustand (offen) gezeigt, in dem der erste Eingang (positiver Eingang) des Operationsverstärkers N4 nicht mit dem Ausgang des DA-Wandlers N2 verbunden ist. In einer bevorzugten Ausführung (nicht dargestellt) ist im zweiten Schaltzustand des Schaltelements N3 der erste Eingang des Operationsverstärkers N4 mit dem Bezugspotential verbunden, so dass möglicherweise vorhandene Ladungen aus dem Operationsverstärker abfließen. Dadurch liegt auch am Ausgang des Operationsverstärkers das Bezugspotential an, so dass sichergestellt ist, dass kein Strom durch die Lichtquellen-Last fließt.

Im (nicht dargestellten) ersten Schaltzustand (geschlossen) des Schaltelements N3 ist der erste Eingang (positiver Eingang) des Operationsverstärkers N4 mit dem Ausgang des DA-Wandlers N2 verbunden.

Wie in Lig. 1 ist auch in Lig. 3 der erste Anschluss Vl_l des LET mit dem ersten Eingang 2_1 der Regelungseinheit 2 verbunden. Der zweite Anschluss V 1_2 des FET ist mit dem zweiten Eingang 2_2 der Regelungseinheit 2 verbunden. Dadurch kann ein Spannungsabfall UDS über dem FET von der Regelungseinheit 2 abgegriffen werden. Der Ausgang 2_3 der

Regelungseinheit 2 ist mit dem Regeleingang N8_3 des Schaltreglers N8 verbunden, um die Regelspannung U4 bereitzustellen, wobei die Regelspannung U4 in Abhängigkeit des

Spannungsabfalls am FET V 1 geregelt ist.

Die Regelungseinheit 2 der Fig. 3 umfasst eine Vergleichseinheit 21, eine

Regelspannungseinstelleinheit 22 und ein NAND-Gatter Dl. Anstelle eines NAND-Gatters Dl könnte auch ein anderes digitales Gatter verwendet werden, um das Pulssignal U7 und das Ausgangssignal der Vergleichseinheit 21 zeitlich miteinander zu koppeln.

Die Vergleichseinheit 21 umfasst einen Komparator N5, dessen erster Eingang (positiver Eingang) mit einer Anode einer Diode V2 verbunden ist. Die Kathode der Diode V2 ist mit dem ersten Anschluss Vl_l des FET verbunden und stellt den ersten Eingang 2_1 der

Regelungseinheit 2 dar. Die Anode der Diode V2 ist zudem mit einem ersten Anschluss eines Widerstands R2 verbunden. Ein zweiter Anschluss des Widerstands R2 ist mit einer

Spannungsquelle U2 verbunden. Die Anode der Diode V2 ist zudem mit einem ersten Anschluss eines Speicherkondensators CI verbunden.

Ein zweiter Anschluss des Speicherkondensators CI ist mit dem zweiten Anschluss Vl_2 des FET verbunden und stellt den zweiten Eingang 2_2 der Regelungseinheit 2 dar. Der zweite Anschluss des Speicherkondensators CI ist mit einem zweiten Anschluss einer

Gleichspannungsquelle U 1 verbunden. Ein erster Anschluss der Gleichspannungsquelle U 1 ist mit einem zweiten Eingang (negativer Eingang) des Komparators N5 verbunden.

Der Ausgang des Komparators N5 ist mit einem ersten Eingang Dl_l des NAND-Gatters Dl verbunden. Ein zweiter Eingang Dl_2 des NAND-Gatters Dl ist mit dem Ausgang des Mikrokontrollers NI verbunden, der das Pulssignal U7 bereitstellt. Ein Ausgang Dl_3 des NAND-Gatters Dl ist mit einem Steuereingang eines Schaltelements N6 der

Regelspannungseinstelleinheit 22 verbunden. Das Schaltelement N6 ist beispielsweise ein FET- Analogschalter.

Ein erster Eingangsanschluss des Schaltelements N6 ist mit einem ersten Anschluss eines Widerstands R3 der Regelspannungseinstelleinheit 22 verbunden. Ein zweiter Anschluss des Widerstands R3 ist mit einer Spannungsquelle U3 der Regelspannungseinstelleinheit 22 verbunden. Ein zweiter Eingangsanschluss des Schaltelements N6 ist mit einem ersten Anschluss eines Widerstands R4 der Regelspannungseinstelleinheit 22 verbunden. Ein zweiter Anschluss des Widerstands R4 ist mit dem Bezugspotenzial verbunden.

Ein Ausgangsanschluss des Schaltelements N6 ist mit einem ersten Anschluss eines

Speicherkondensators C2 der Regelspannungseinstelleinheit 22 verbunden. Ein zweiter

Anschluss des Speicherkondensators C2 ist mit dem Bezugspotenzial verbunden.

Der Steueranschluss des Schaltelements N6 bewirkt durch Anlegen eines entsprechenden Signals, dass entweder der erste Anschluss des Widerstands R3 mit dem ersten Anschluss des Speicherkondensators C2 verbunden ist, oder dass der erste Anschluss des Widerstands R4 mit dem ersten Anschluss des Speicherkondensators C2 verbunden ist.

Der Widerstand R3 und der Speicherkondensator C2 bilden ein erstes RC-Glied. Der Widerstand R4 und der Speicherkondensator C2 bilden ein zweites RC-Glied. Die Zeitkonstanten beider RC- Glieder sind so gewählt, dass unter allen drei Betriebsbedingungen (Startbedingung,

Einregelphase, Phase des eingeregelten Zustands) die Funktion der Lichtquellen- Treiberschaltung sichergestellt ist. In einem Dimensionierungsvorschlag - der nicht

einschränkend für den Erfindungsgegenstand ist - ist der Widerstand R4 viel größer als der Widerstand R3, insbesondere ist R4 mindestens 10 Mal größer als R3, beispielsweise beträgt das Verhältnis R4/R3 gleich 60. Dadurch wird sichergestellt, dass sich die Regelspannung U4 während einer Pulsperiodendauer nur geringfügig ändert.

Der erste Anschluss des Speicherkondensators C2 der Regelspannungseinstelleinheit 22 ist mit einem Eingang einer Verstärkerstufe N7 verbunden. Ein Ausgang der Verstärker stufe N7 stellt die Regelspannung U4 bereit und stellt so den Ausgang 2_3 der Regelungseinheit 2 dar. In einer bevorzugten Ausführung hat die Verstärker stufe N7 eine Verstärkung von +1. Dadurch ergibt sich ein besonders einfaches Schaltungsdesign mit wenigen elektronischen Bauteilen.

Nachfolgend wird das Prinzip der in Fig. 3 gezeigten Lichtquellen-Treiberschaltung erläutert. Die schaltbare Stromquelle 1 kann mittels dem Pulssignal U7 eingeschaltet und ausgeschaltet werden. Das Ausgangsstromniveau der Stromquelle wird über die Spannungsquelle N2, hier ein analoger Ausgangswert des DA-Wandlers bzw. des Mikrokontrollers NI, eingestellt. Dabei müssen eventuelle Änderungen des Ausgangsstromniveaus so mit dem Pulssignal synchronisiert sein, dass sich eine zyklisch variierende Folge von Strompulsen durch die Lichtquellen-Last ergibt.

Die Lichtquellen-Last 3 wird aus dem hocheffizienten Schaltregler N8 mit dessen

Ausgangsspannung U5 versorgt. Dessen Eingangs Spannung U6 ist eine Versorgungs Spannung von beispielsweise 24V Gleichspannung.

Damit die Stromquelle 1 mit einem hohen Wirkungsgrad betrieben wird, muss der

Spannungsabfall zwischen dem ersten Anschluss Vl_l und dem zweiten Anschluss Vl_2 des spannungs steuerbaren Bauteils während des ersten Schaltzustands (geschlossen) so gering wie möglich sein. Beispielsweise ist der Spannungsabfall ca. 1,5 Volt. In einem eingeregelten Zustand der Lichtquellen-Treiberschaltung der Fig. 3 wird die Spannung zwischen dem ersten Anschluss Vl_l und dem zweiten Anschluss Vl_2 des spannungs steuerbaren Bauteils durch die Vergleichseinheit 21, insbesondere durch das Spannungsniveau der Gleichspannungsquelle Ul, eingestellt.

Der Schaltregler N8 ist mit dem Regeleingang N8_3 mit dem Ausgang 2_3 der Regelungseinheit

2 und damit auch dem Ausgang der Verstärkerstufe N7 der Regelspannungseinstelleinheit 22 verbunden. Die Ausgangsspannung U5 des Schaltreglers N8 nimmt bei einer Erhöhung der Regelspannung U4 beispielsweise linear ab. Somit kann das Spannungsniveau der

Ausgangsspannung U5 mittels des Spannungsniveaus der Regelspannung U4 eingestellt werden. Die Höhe der Regelspannung U4 wird durch die Regelungseinheit 2 geregelt.

Das Pulssignal U7 ist beispielsweise binär und hat einen logischen„LOW“-Pegel, um das Schaltelement N3 in einen zweiten Schaltzustand zu schalten, und einen logischen„HIGH“- Pegel, um das Schaltelement N3 in einen ersten Schaltzustand zu schalten. Die konkreten Spannungshöhen der beiden Pegel sind nicht erfindungsrelevant, auch die Zuordnung der Pegel zu den Schaltzuständen des Schaltelements N3 ist nicht erfindungsrelevant.

Fig. 4 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Lichtquellen- Treiberschaltung basierend auf dem Prinzip der Fig. 2. Es wird nur auf die Unterschiede zu Fig.

3 hingewiesen, um unnötige Wiederholungen zu vermeiden. Anstelle der analogen

Schaltungselemente gemäß Fig. 3 wird in Fig. 4 die Regelschleife zumindest teilweise digital ausgebildet, wobei der Spannungsabfall mittels eines AD-Wandlers 23 in einen digitalen Wert umgesetzt wird, der von einem Mikrokontroller 24 ausgewertet werden kann. Der Mikrokontroller 24 bildet sodann die in Fig. 1 bzw. 3 gezeigte Vergleichseinheit 21 und

Regelspannungseinstelleinheit 22 ab, um eine digitale Regelspannung zu regeln. Die so erzeugte digitale Regelspannung wird in eine analoge Regelspannung U4 mittels DA-Wandler 25 umgesetzt und dem Schaltregler N8 am Regeleingang 2_3 bereitgestellt. Die Regelungseinheit 2 kann dabei vollständig in Form eines Computerprogrammproduktes ausgebildet sein. Bevorzugt ist der Mikrokontroller N 1 gleichzeitig der Mikrokontroller 24 zum Regeln der Regelspannung U4. In einer Ausführungsvariante ist der DA-Wandler 25 und / oder der AD-Wandler 23 Teil des Mikrokontrollers 24. Dies ermöglicht eine reduzierte Anzahl von Bauteilen und einen geringeren Energieverbrauch .

Alle Lichtquellen-Treiberschaltungen der Fig. 1 bis Fig. 4 der hier vorliegenden Erfindung haben drei zeitliche Betriebsphasen. Die erste Betriebsphase wird„Startbedingung“ genannt, die zweite Betriebsphase wird„Einregelphase“ genannt, die dritte Betriebsphase wird„Phase des eingeregelten Zustands“ genannt, für weitere Details wird auf die Fig. 6 bis 14 verwiesen.

Nachfolgend wird anhand der konkreten Ausgestaltung gemäß Fig. 6 bis 14 das Prinzip der Lichtquellen-Treiberschaltung der Erfindung näher erläutert.

In der Phase„Startbedingung“ werden die jeweiligen Eingangs- und Versorgungsspannungen an die entsprechenden Komponenten der Lichtquellen-Treiberschaltung angelegt. Im Fall einer Lichtquellen-Treiberschaltung gemäß Fig. 3 wird in dieser ersten Phase die Eingangsspannung U6 an den Schaltregler N8, die Spannung Ul an den zweiten Eingang des Komparators N5, die Spannung U2 an den Widerstand R2 und die Spannung U3 an den Widerstand R3 angelegt. Die zur Versorgung des Operationsverstärkers N4, des Komparators N5, des Verstärkers N7, des Mikrokontrollers N 1 und des DAC N2 benötigten Betriebsspannungen werden ebenfalls angelegt. In dieser ersten Phase hat die Regelspannung U4 in jeder Lichtquellen- Treiberschaltung einen ungeregelten Wert, beispielsweise einen Spannungswert von 0V, und das Pulssignal U7 hat einen konstanten„LOW“-Pegel, wodurch ein dauerhafter zweiter

Schaltzustand des Schaltelements N3 geschaltet ist, und so die Stromquelle 1 in dieser ersten Phase dauerhaft deaktiviert ist. In Bezug zu Fig. 3 ist dabei der Speicherkondensator C 1 der Vergleichseinheit 21 auf das Spannungsniveau der Spannungsquelle U2 aufgeladen. Das Spannungsniveau der Spannungsquelle U2 ist größer als das Spannungsniveau der

Gleichspannungsquelle Ul am negativen Eingang des Komparators N5. Der (dauerhafte) logische„LOW“-Pegel des Pulssignals U7 am zweiten Eingang Dl_2 des NAND-Gatters Dl hält zudem den Ausgang Dl_3 des NAND-Gatters Dl auf einem logischen„HIGH“-Pegel. Der logische„HIGH“-Pegel des Ausgangs Dl_3 des NAND-Gatters Dl wird an den Steueranschluss des Schaltelements N6, hier ein elektronischer Umschalter, angelegt und schaltet das

Schaltelement N6 in einen nicht in Fig. 3 dargestellten Zustand, in dem der erste Anschluss des Widerstands R4 mit dem ersten Anschluss des Speicherkondensators C2 der

Regelspannungseinstelleinheit 22 verbunden ist. Dadurch wird der Speicherkondensator C2 entladen bzw. wird im entladenen Zustand gehalten, und die Regelspannung U4 verringert sich bzw. bleibt auf einem Minimalwert. Ist ein Minimalwert der Regelspannung U4 beispielsweise null Volt, dann ist die Ausgangsspannung U5 durch den Schaltregler N8 auf ihren Maximalwert von typisch 19 V Gleichspannung geregelt.

Wenn das Pulssignal U7 erstmals seinen logischen Zustand von logisch„LOW“ nach logisch „HIGH“ ändert, beginnt eine zweite Betriebsphase, die„Einregelphase“ der Lichtquellen- Treiberschaltung der Figuren 1 bis 4. Dabei wird mittels des Pulssignals U7 der erste

Schaltzustand des Schaltelements N3 - Stromquelle 1 eingeschaltet - geschaltet. Der

Spannungsabfall UDS am FET ist dann gemäß Fig. 3 größer als eine Differenz aus der

Spannungshöhe der Gleichspannung Ul und einer Flussspannung Uf_V2 der Diode V2 in Durchflussrichtung. Der Komparator N5 der Fig. 3 führt damit zunächst weiterhin einen logischen„HIGH“-Pegel an seinem Ausgang. Der„HIGH“-Pegel des Komparators N5 und der “HIGH“-Pegel des Pulssignals U7 schalten das NAND-Gatter Dl am Ausgang auf logisch „LOW“ um. Dieses Umschalten des Ausgangs des NAND-Gatters Dl wird an den

Steueranschluss des Schaltelements N6 bereitgestellt, woraufhin das Schaltelement N6 umschaltet (in den in Fig. 3 dargestellten Schaltzustand). Somit ist der erste Anschluss des Widerstands R3 mit dem ersten Anschluss des Kondensators C2 verbunden, wodurch der Speicherkondensator C2 über den Widerstand R3 aufgeladen wird. Mit steigender Spannung am Speicherkondensator C2 steigt auch die Regelspannung U4.

Liegt gleichzeitig ein ausreichender mittlerer Strom von beispielsweise mindestens 60 mA durch die Lichtquellen-Last vor, sinkt durch die negative Proportionalitätskontante zwischen der Regelspannung U4 und der Ausgangsspannung U5 in der Lichtquellen-Treiberschaltung gemäß der Fig. 1 bis 4 die Ausgangsspannung U5 mittels des Schaltreglers N8. Die Pulsfolge der Spannung U7 und das Eingangssignal in den DAC N2 sind so zu wählen, dass ein ausreichender mittlerer Strom durch die Lichtquellen-Last vorliegt. Mit sinkender Ausgangsspannung U5 verringert sich die Drain-Source-Spannung UDS des FET (UDS ist der Spannungsabfall zwischen dem ersten Anschluss Vl_l und dem zweiten Anschluss Vl_2 des FET VI). In Bezug auf Fig. 3 gilt: Wenn der Spannungsabfall UDS kleiner ist als die Differenz aus der

Spannungshöhe der Gleichspannung Ul und einer Flussspannung Uf_V2 der Diode V2 in Durchflussrichtung, ändert (kippt) der Ausgang des Komparators N5 die Vergleichsspannung von einem ersten Zustand (logischer ,,HIGH“-Pegel) in einen zweiten Zustand (logischer ,,LOW“-Pegel). Dieses Kippen schaltet das NAND-Gatter Dl am Ausgang Dl_3 auf logisch „HIGH“ um, woraufhin das Schaltelement N6 umschaltet und den ersten Anschluss des Widerstands R4 mit dem ersten Anschluss des Speicherkondensators C2 verbindet. Damit wird der Speicherkondensator C2 wieder teilweise entladen und die Regelspannung U4 verringert. Sowohl in der„Einregelphase“ als auch in der„Phase des eingeregelten Zustands“ der

Lichtquellen-Treiberschaltung der Figuren 1 bis 4 wird ein Pulssignal U7 an das Schaltelement N3 angelegt, um die Stromquelle 1 periodisch (zyklisch) ein- und auszuschalten. Daraus folgt, dass die Lichtquellen-Last 3 entsprechend dem Pulssignal ein- bzw. ausgeschaltet wird. Damit werden beispielsweise Lichtblitze generiert, die auf ein Messobjekt ausgesendet werden, um eine charakteristische Antwort darauf zu erhalten und auszuwerten. Dies ermöglicht beispielsweise eine Echtheitsprüfung von maschinenlesbaren Merkmalen auf Messobjekten.

In einer Pulsperiodendauer jedes Pulses (= Pulsphase und Pulspause) wird in Fig. 3 der

Speicherkondensator C2 der Regelspannungseinstelleinheit 22 geringfügig aufgeladen und auch geringfügig entladen. Eine mittlere Spannung über dem Speicherkondensator C2 stellt einen stabilen Spannungswert der Regelspannung U4 und damit der Ausgangsspannung U5 des Schaltreglers N8 ein. Dieser stabile Spannungswert der Ausgangsspannung U5 betreibt die Stromquelle 1 im optimalen Arbeitspunkt einer Strom-Spannungs-Kennlinie des FET. Der Spannungswert der Gleichspannungsquelle U 1 legt dabei die Drain-Source-Spannung UDS des FET in der Pulsphase der„Phase des eingeregelten Zustands“ fest.

Die zweite Betriebsphase„Einregelphase“ endet, wenn der Mittelwert der Regelspannung U4 über einen längeren Zeitraum von beispielsweise 10 Pulsperiodendauern, insbesondere von mehr als 5 ms, nicht mehr monoton steigt, sondern U4 innerhalb dieser Zeitspanne nur noch zwischen zwei Werten alterniert. Mit Ende der„Einregelphase“ beginnt die„Phase des eingeregelten Zustands“ - die eigentliche Betriebsphase der Lichtquellen-Treiberschaltung.

Mittels der Regelungseinheit 2 der Lichtquellen-Treiberschaltung der Figuren 1 bis 4 wird also ein stabiler Ausgangsspannungswert der Ausgangsspannung U5 erhalten, der nominell unterschiedliche Lichtquellen-Flussspannungen und Schwankungen der Lichtquellen- Flussspannungen im Betrieb der Lichtquellen-Treiberschaltung aufgrund Alterung oder schaltungsintemer oder schaltungsexterner Temperaturschwankungen (Erwärmung/ Abkühlung) sowie Spannungsschwankungen des Schaltreglers N8 ausregelt. Eine erhöhte Verlustleistung am spannungs steuerbaren Bauteil VI während der„Einregelphase“ der Lichtquellen- Treiberschaltung ist in der Bauteilauswahl und im thermischen Design der Leiterplatte zu berücksichtigen.

Fig. 5 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines Ablaufdiagrams eines erfindungsgemäßen Verfahrens 100 zum Betreiben einer Lichtquellen-Last mittels einer Lichtquellen- Treiberschaltung gemäß der vorhergehend beschriebenen Art.

In einem ersten Schritt 101 wird ein Pulssignal an ein Schaltelement angelegt, um einen

Steueranschluss eines spannungssteuerbaren Bauteils mit einer Spannungsquelle in einer Pulsphase zu verbinden und in einer Pulspause nicht zu verbinden. Im Folgeschritt 102 wird ein Spannungsabfall über dem spannungs steuerbaren Bauteil mittels einer Regelungseinheit abgegriffen. Im Schritt 103 wird mittels einer Vergleichseinheit in der Regelungseinheit verglichen, ob der Spannungsabfall UDS größer ist als die Differenz aus der Spannungshöhe der Gleichspannung Ul und einer Flussspannung Uf_V2 der Diode V2 in Durchflussrichtung.

Im Ja-Fall des Schritts 103 wird eine Vergleichsspannung in einen ersten Zustand geschaltet (Schritt 104). Anschließend wird in einem Schritt 105 eine Regelspannung mittels der

Regelungseinheit 2 geregelt (hier erhöht), wobei die Regelspannung in Abhängigkeit des Spannungsabfalls am spannungs steuerbaren Bauteil geregelt wird. In einem Folgeschritt 106 wird die Regelspannung im Schaltregler empfangen und eine Ausgangsspannung des

Schaltreglers verkleinert und ausgegeben, um die Lichtquellen-Last zu betreiben, wobei die Ausgangsspannung bei einer Vergrößerung der Regelspannung bevorzugt linear abnimmt. Das Verkleinern der Ausgangsspannung führt zu einem Verkleinern des Spannungsabfalls UDS.

Im Nein-Fall des Schritts 103 wird eine Vergleichs Spannung in einen zweiten Zustand geschaltet (Schritt 107). Anschließend wird in einem Schritt 108 eine Regelspannung U4 mittels der Regelungseinheit 2 geregelt (hier verkleinert), wobei die Regelspannung in Abhängigkeit des Spannungsabfalls am spannungs steuerbaren Bauteil geregelt wird. In einem Folgeschritt 109 wird die Regelspannung im Schaltregler empfangen und eine Ausgangsspannung des

Schaltreglers vergrößert und ausgegeben, um die Lichtquellen-Last zu betreiben, wobei die Ausgangsspannung bei einer Verkleinerung der Regelspannung bevorzugt linear zunimmt. Das Vergrößern der Ausgangsspannung führt zu einem Vergrößern des Spannungsabfalls UDS.

Das Verfahren des Ablaufdiagramms der Fig. 5 kann als Arbeitsverfahren (Betriebsverfahren) in jedem der in Fig. 1 bis Fig. 4 dargestellten Lichtquellen-Treiberschaltungen eingesetzt werden.

In den analogen Ausführungsformen gemäß Fig. 1 und Fig. 3 laufen dabei alle

Verfahrens schritte parallel ab.

Fig. 6 zeigt einen ersten Spannungs-/Strom-Zeit-Verlauf von ausgewählten Signalen der in den Figuren 1 bis 4, insbesondere der Fig. 3, dargestellten Lichtquellen-Treiberschaltung. Die Fig. 6 zeigt dabei einen Spannungsverlauf der zu regelnden Ausgangsspannung U5 des Schaltreglers N8 in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden, einen Spannungsverlauf am ersten Anschluss Vl_l des FET VI in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden, einen

Spannungsverlauf am zweiten Anschluss V 1_2 des FET VI in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden, einen Spannungsverlauf der Regelspannung U4 in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden, einen Spannungsverlauf des Pulssignals U7 in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden, einen Spannungsverlauf am Ausgang Dl_3 des digitalen Gatters Dl in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden und einen Stromverlauf des Stroms durch den Stromwiderstand RI in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden.

Der Spannungs-Zeit-Verlauf der Fig. 6 ist dabei in die drei Betriebsphasen eingeteilt. Der Zeitraum von 0 Sekunden bis 0,4 Sekunden zeigt dabei die Startbedingungen, wie oben bereits erwähnt mit: U5 auf 19 Volt, U4 auf 0 Volt, U7 auf einem dauerhaften„LOW“-Pegel. Damit ist die Stromquelle 1 in dieser Betriebsphase deaktiviert, was durch den Stromwert von 0A des Stroms I_R1 durch den Strommesswiderstand RI dargestellt ist. Der Strom I_R1 entspricht dem Strom durch die Lichtquellen-Last 3 und wird daher im Folgenden auch als Lichtquellen-Strom bezeichnet. Gemäß Fig. 3 führt der„LOW“-Pegel des Pulssignals U7 zu einem„HIGH“-Pegel am Ausgang Dl_3 des NAND-Gatters Dl.

In diesem Zeitraum der„Startbedingung“ wird durch die Regelspannung U4 in Höhe von 0 V aufgrund der Abhängigkeit zwischen den Spannungen U4 und U5 (bspw. negativ linear) eine zu regelnde Ausgangsspannung U5 des Schaltreglers N8 in Maximalhöhe von 19 Volt vom

Schaltregler N8 ausgegeben. Damit ist ein Spannungsabfall zwischen dem ersten Anschluss Vl_l und dem zweiten Anschluss Vl_2 des spannungssteuerbaren Bauteils VI (FET) maximal und in dieser ersten Phase beispielsweise 18 Volt. (Die Spannungsverläufe wurden durch eine Simulation gewonnen. Aufgrund von Beschränkungen des Simulationsprogramms ergibt sich für den Spannungsabfall der um 1 V kleinere Wert. In der realisierten Schaltung beträgt der

Spannungsabfall auch 19 V.) Da in der Startbedingung die maximale Drain-Source-Spannung UDS vorliegt, kann unabhängig von der gewählten Lichtquellen-Last bereits beim ersten Puls (Beginn der Einregelphase) ein ausreichender Lichtquellen-Strom bereitgestellt werden.

Die zweite Betriebsphase, die„Einregelphase“, beginnt ab dem ersten Umschalten des

Pulssignals U7 von logisch„LOW“ nach logisch„HIGH“ bei 0,4 Sekunden. Dabei wird die Stromquelle 1 in Pulsphasen des Pulssignals U7 aktiviert, wodurch beispielsweise ein

Lichtquellen-Strom I_R1 von 1 Ampere eingestellt ist. Andere Stromwerte sind ebenfalls möglich. Das Pulssignal U7 kann beispielsweise ein Burst-Signal sein und eine vordefinierte Anzahl von Einzelpulsen, auch als Burst bezeichnet, aufweisen. Ein beispielhaftes Pulssignal ist in Fig. 8 dargestellt. Die Erfindung ist nicht auf Burst-Pulssignale gemäß Fig. 8 beschränkt.

Die zweite Betriebsphase, die„Einregelphase“, endet bei 2,2 Sekunden, was durch das Ende eines Ansteigens der Regelspannung U4 zu erkennen ist, und was in Fig. 6 insbesondere durch eine konstante mittlere Spannung UDS (Differenz aus den Spannungen an den Anschlüssen Vl_l und Vl_2 des FET) dargestellt ist. Zudem schaltet der Ausgang Dl_3 des NAND-Gatters Dl in der„Phase des eingeregelten Zustands“ mit einer geringeren Häufigkeit um. Fig. 7 zeigt einen ausgewählten Teilbereich (= hierin auch Bereichsauswahl) des in Fig. 6 gezeigten Spannungs-/Strom-Zeit-Verlaufs zwischen 3,26 Sekunden und 3,44 Sekunden, siehe auch Markierung„Bereichsauswahl“ in Fig. 6. Fig. 7 stellt dabei die Spannungs-Zeit-Verläufe bzw. den Strom-Zeit-Verlauf in der dritten Betriebsphase„Phase des eingeregelten Zustands“ dar. Dabei ist die Spannungsskala für U4 um einen Faktor 100 vergrößert und in den

dargestellten Skalenbereich verschoben. In dieser Darstellung ist ein geringfügiges Erhöhen und Verringern der Regelspannung U4 aufgrund des Auf- und Entladens des Speicherkondensators C2 gemäß Fig. 6 - verursacht durch das Umschalten des Ausgangs Dl_3 des NAND-Gatters Dl - deutlich dargestellt. So wird in einem Zeitraum zwischen 3,3 Sekunden und 3,41 Sekunden - also einem Zeitraum von ca. von 5 Bursts - die Regelspannung U4 kontinuierlich geringfügig verringert, da der Ausgang Dl_3 des NAND-Gatters Dl trotz des Pulssignals U7 stetig auf logischem„HIGH“-Pegel gehalten wird. Der erste Anschluss des Widerstands R4 ist also mit dem ersten Anschluss des Kondensators C2 verbunden. Die resultierende Zeitkonstante des zweiten RC-Glieds (gebildet aus R4 und C2) ist wesentlich größer als die Burstphase des Pulssignals U7. Das wiederholte Vorliegen eines„LOW“-Pegels am Ausgang Dl_3 des NAND- Gatters Dl in den Zeiträumen von 3,28 Sekunden bis 3,3 Sekunden sowie von 3,41 Sekunden bis 3,43 Sekunden führt zu einem Umschalten des Schaltelements N6, so dass der erste Anschluss des Widerstands R3 mit dem Kondensator C2 verbunden ist. Dies führt zu einem Aufladen des Speicherkondensators C2 und damit zum Erhöhen der Regelspannung U4. Im Ergebnis fluktuiert U4 mit geringer Amplitude um einen eingeregelten Wert.

Fig. 8 zeigt einen ausgewählten Teilbereich des in Fig. 7 gezeigten Spannungs-/Strom-Zeit- Verlaufs zwischen 3,4 Sekunden und 3,42 Sekunden, siehe auch Markierung„Bereichsauswahl“ in Fig. 7. Fig. 8 stellt also wie Fig. 7 die Spannungs-Zeit-Verläufe bzw. den Strom-Zeit-Verlauf in der dritten Betriebsphase„Phase des eingeregelten Zustands“ dar. Wiederum ist die

Spannungsskala für U4 um einen Faktor 100 vergrößert und in den dargestellten Skalenbereich verschoben. In dieser Darstellung ist ein beispielhaftes Pulssignal U7 dargestellt, dessen

Burstperiodendauer 21 Millisekunden beträgt. Die Burstphase dieser Burstperiodendauer hat 30 Einzelpulse, die jeweils eine Einzelpulsphase von 100 Mikrosekunden und eine

Einzelpulsperiodendauer von 500 Mikrosekunden aufweisen. Die resultierende Einzelpulspause beträgt demnach 400 Mikro Sekunden. Diese Folge aus 30 Einzelpulsen wird als„Burst“ bezeichnet, der im Abstand einer Burstpause wiederholt wird.

Fig. 8 zeigt den Zusammenhang zwischen dem Pulssignal U7, dem daraus resultierendem Spannungsabfall UDS (Differenz der Spannung des ersten Anschlusses Vl_l und der Spannung des zweiten Anschlusses Vl_2) und dem Strom I_R1 durch den Strommesswiderstand RI. Zu erkennen ist, dass die letzten sechs Einzelpulse des gezeigten Bursts (Zeitraum zwischen 3,412 und 3,415 Sekunden) ein Kippen des Ausgangs Dl_3 des NAND-Gatters Dl bewirken, und so zu einem Erhöhen der Regelspannung U4 führen. Fig. 9 zeigt einen zweiten Spannungs-Zeit-Verlauf von ausgewählten Signalen der in den Figuren 1 bis 4, insbesondere der Fig. 3, dargestellten Lichtquellen-Treiberschaltung. Die Fig. 9 zeigt dabei einen Spannungsverlauf der zu regelnden Ausgangsspannung U5 des Schaltreglers N8 in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden, einen Spannungsverlauf am ersten Anschluss Vl_l des FET in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden, einen

Spannungsverlauf am zweiten Anschluss V 1_2 des FET in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden und einen Spannungsverlauf der Regelspannung U4 in einem Zeitraum von 0 Sekunden bis 4 Sekunden.

Der Spannungs-Zeit-Verlauf der Fig. 9 ist auch in die drei Betriebsphasen eingeteilt. Der Zeitraum von 0 Sekunden bis 0,4 Sekunden zeigt dabei die Startbedingungen, wie oben bereits erwähnt mit: U5 auf 19 Volt, U4 auf 0 Volt, U7 auf einem dauerhaften„LOW“-Pegel (nicht gezeigt). Damit ist die Stromquelle 1 in diesem Zeitraum deaktiviert.

In diesem Zeitraum„Startbedingung“ wird durch die Regelspannung U4 in Höhe von 0 V aufgrund der Abhängigkeit zwischen den Spannungen U4 und U5 (bspw. umgekehrt

proportional) eine zu regelnde Ausgangsspannung U5 des Schaltreglers N8 in Maximalhöhe von 19 Volt vom Schaltregler N8 ausgegeben. Damit ist ein Spannungsabfall zwischen dem ersten Anschluss Vl_l und dem zweiten Anschluss Vl_2 des spannungs steuerbaren Bauteils VI (FET) maximal und in dieser ersten Phase auch 19 Volt. (Zur besseren Erkennbarkeit ist die Kurve der Spannung U5 um 0,4 V nach oben verschoben.)

Die zweiten Betriebsphase„Einregelphase“ beginnt ab dem ersten Umschalten des Pulssignals U7 von logisch„LOW“ nach logisch„HIGH“. Damit wird die Stromquelle 1 in den Pulsphasen aktiviert. Das Pulssignal U7 kann beispielsweise ein Burst-Signal mit einer vordefinierten Anzahl von Einzelpulsen, auch als Burst bezeichnet, aufweisen. Ein derartiges Pulssignal ist in Fig. 10 bis 14 dargestellt.

Die zweite Betriebsphase endet bei derartigen Betriebsbedingungen bei 2,3 Sekunden, was durch das Ende eines Anstiegs der Regelspannung U4 zu erkennen ist, und was in Fig. 9 insbesondere durch eine konstante mittlere Spannung UDS (Differenz aus den Spannungen an den

Anschlüssen Vl_l und Vl_2) dargestellt ist.

Fig. 10 zeigt einen ersten Teilbereich des in Fig. 9 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs. Der Ort des Teilbereichs ist in der oberen Darstellung der Fig. 10 angedeutet. Der in Fig. 10 dargestellte Teilbereich ist zu Beginn der zweiten Betriebsphase„Einregelphase“ gewählt. Man erkennt einen großen Spannungsabfall UDS (Differenz aus den Spannungen an den Anschlüssen Vl_l und Vl_2), was einer hohen Verlustleistung während der Pulsphase entspricht. Der Spannungswert V 1_2 weist auch schon bei den ersten Pulsen eine konstante Amplitude auf, so dass auch bei den ersten Pulsen bereits der gewünschte Lichtquellen-Strom vorliegt.

Fig. 11 zeigt einen zweiten Teilbereich des in Fig. 9 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs. Der Ort des zweiten Teilbereichs ist in der oberen Darstellung der Fig. 11 angedeutet. Der in Fig. 10 dargestellte Teilbereich ist zu Beginn der dritten Betriebsphase„Phase des eingeregelten

Zustands“ gewählt.

Fig. 12 zeigt einen beispielhaften Teilbereich aus der dritten Betriebsphase„Phase des eingeregelten Zustands“ des in Fig. 9 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs. Anstelle des

Spannungsverlaufs der zu regelnden Ausgangsspannung U5 des Schaltreglers N8 wird ein Spannungsverlauf am Ausgang Dl_3 des digitalen Gatters Dl dargestellt. U4 wurde für diese Figur über eine AC-Kopplung gemessen, so dass nur die Abweichung vom Mittelwert dargestellt ist. Ähnlich wie in Fig. 7 wird hier die Änderung der Spannung U4 durch das zeitweise Auf- und Entladen des Speicherkondensators C2 gezeigt. Auf die Ausführungen zu Fig. 8 wird verwiesen,

Fig. 13 zeigt einen Teilbereich des in Fig. 12 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs. Der Ort des Teilbereichs ist in der oberen Darstellung der Fig. 13 angedeutet. Ähnlich wie in Fig. 8 wird hier ein beispielhaftes Pulssignal, repräsentiert durch Vl_l und Vl_2, in zeitlich gestreckter

Darstellung präsentiert. U4 wurde für diese Figur über eine AC-Kopplung gemessen, so dass nur die Abweichung vom Mittelwert dargestellt ist. Die gezeigten letzten 8 logischen„LOW“-Pegel- Pulse des Ausgangs Dl_3 des NAND-Gatters Dl (der Fig. 3), mit einer Länge von ca. 4

Mikrosekunden, entstehen während einer Phase des Regelvorganges, bei welchem der Spannung über CI nahezu identisch mit der Gleichspannungsquelle Ul ist. Es ist zu erkennen, dass diese acht letzten logischen„LOW“-Pegel-Pulse des Ausgangs Dl_3 des NAND-Gatters Dl zu keiner relevanten Erhöhung der Regelspannung U4 führen. Die Anzahl der„LOW“-Pegel-Pulse des Ausgangs Dl_3 kann aufgrund des analogen Regelungsprinzips variieren.

Fig. 14 zeigt einen Teilbereich des in Fig. 12 gezeigten Spannungs-Zeit-Verlaufs. Der Ort des Teilbereichs ist in der oberen Darstellung der Fig. 14 angedeutet. Es ist gezeigt, dass die

Spannungsdifferenz UDS am FET 1,44 Volt beträgt (Differenz zwischen Vl_l und Vl_2). Dies entspricht der Differenz aus der Spannungshöhe 2 Volt der Gleichspannungsquelle Ul und der Flussspannung in Vorwärtsrichtung der Diode D2. Diese niedrige Spannungsdifferenz UDS bewirkt eine minimale Verlustleistung des FET.

Im Rahmen der Erfindung können alle beschriebenen und/ oder gezeichneten und/ oder beanspruchten Elemente beliebig miteinander kombiniert werden. Bezugszeichenliste

1 Schaltbare Stromquelle

N3 Schaltelement

N3_l Erster Anschluss des Schaltelements

N3_2 Zweiter Anschluss des Schaltelements

N3_3 Steueranschluss des Schaltelements

VI Spannungs steuerbares Bauteil, FET

V 1_1 Erster Anschluss des FET

V 1_2 Zweiter Anschluss des FET

Vl_3 Steueranschluss des FET

UDS Spannungsabfall über dem FET, Drain-Source Spannung RI Shunt-Widerstand, Strommesswiderstand

N4 Operationsverstärker

N2 Digital-Analog-Wandler, Spannungsquelle

U7 Pulssignal

2 Regelungseinheit

2_1 Erster Eingang der Regelungseinheit

2_2 Zweiter Eingang der Regelungseinheit

2_3 Ausgang der Regelungseinheit

21 V ergleichseinheit

V2 Diode

CI Speicherkondensator

N5 Komparator

U 1 Gleichspannungsquelle

R2 Widerstand

U2 Spannungsquelle

22 Regelspannungseinstelleinheit

R3 Widerstand

R4 Widerstand

C2 Speicherkondensator

N6 Schaltelement

N7 Verstärker

23 AD-Wandler

24 Mikrokontroller

25 DA-Wandler

Dl Digitales Gatter, NAND

Dl_l Erster Eingang am NAND

Dl_2 Zweiter Eingang am NAND

Dl_3 Ausgang am NAND

3, V3 bis Vn Lichtquellen-Last

N8 Schaltregler

U6 Eingangsspannung

U4 Regelspannung

U5 zu regelnde Ausgangsspannung

N8_l Spannungseingang

N8_2 Spannungsausgang

N8_3 Regeleingang

101 bis 109 Verfahrens schritte