以下、本発明の一実施の形態を図面を参� ��して説明する。

 図1は負荷制御装置の一部のブロック図、 図2は負荷制御装置の回路図、図3は負荷制御� ��置を備えた照明装置の外観を示す斜視図、� ��4は負荷制御装置の負荷および各スイッチン グ素子の電気量を示すグラフ、図5は負荷制� �装置の第1変換手段の動作を示す説明図、図6 は負荷制御装置のスイッチング素子の電流値 のピーク値および負荷の電気量のピーク値の それぞれの検出アルゴリズムを示す説明図、 図7は負荷制御装置のスイッチング素子の電� �値のピーク値の検出アルゴリズムの一部を� �大して示す説明図である。

 図3に示すように、11は照明装置で、この� ��明装置11は器具本体12を有しており、この器 具本体12の下面には反射面13が形成され、こ� �反射面13の長手方向の両端にはランプソケッ ト14,14が装着され、これらランプソケット14,1 4間には、負荷としての放電ランプである直� �型の蛍光ランプFLが電気的かつ機械的に取り 付けられている。また、この器具本体12内に� ��、図1に示す負荷制御装置としての放電灯点 灯装置16が収納されている。

 図2に示すように、図示しない商用交流電源 を整流平滑した直流電源部21に放電灯点灯回� ��としてのインバータ回路22が接続され、こ� �インバータ回路22はスイッチング素子として の電界効果トランジスタ(FET)Q1および電界効� �トランジスタQ2が直列に接続された、ハーフ ブリッジ型のもので、インバータ電流i _out0 (図4(b))が流れている。

 さらに、これら電界効果トランジスタQ1,Q 2のゲートには、制御回路としてのディジタ� �制御部であるディジタル制御回路23が接続さ れている。

 また、電界効果トランジスタQ1および電� �効果トランジスタQ2の接続点は、直流カット 用のコンデンサC1およびインダクタLの直列回 路を介して、蛍光ランプFLの一端側に接続さ� ��、この蛍光ランプFLの図示しない他方側が� �流電源部21の負極に接続されている。さらに 、蛍光ランプFLには、始動用のコンデンサC2� �並列に接続されている。

 そして、図1に示すように、ディジタル制御 回路23は、電界効果トランジスタQ1,Q2のそれ� �れに流れる電流値i _Q1 ,i _Q2 (図4(c)および図4(d))を選択する選択回路31に、 第1変換手段としての第1変換部32と、ゼロク� �ス検出回路33と、同期信号発生回路34とが接� ��されているとともに、第1変換部32に、予測� ��段と補正手段とのそれぞれの機能を有する� ��ーンオフ時予測回路35(以下、予測回路35と� �う)が接続され、この予測回路35に整流回路36 と第2変換部37とが接続され、また、選択回路 31と予測回路35とが、制御手段としてのスイ� �チ選択回路38に接続されている。なお、以下 、電流値i _Q1 ,i _Q2 の少なくともいずれか、あるいは両方を単に 電流値iということがある。

 選択回路31は、電界効果トランジスタQ1,Q2 のうち、電流が流れる方を検知・選択してそ の電流値を第1変換部32に出力するものである 。なお、この選択回路31は、強制的に電界効� ��トランジスタQ1,Q2のいずれか一方を選択す� �ように構成してもよい。

 第1変換部32は、例えばA/D変換部としての� ��流制御発振器(ICO)41と、計測手段としてのカ ウンタ42とが順次接続されて構成されている� ��

 電流制御発振器41は、選択回路31により選 択された電流値iが入力されると、第1変換部3 2のサンプリング周期である所定のサンプリ� �グ周波数、例えば50MHzの周波数でこの電流値 iをサンプリングし(図5(a)および図5(b))、この� ��ンプリングした電流値iに対応したディジタ ル量として、この電流値iに対応した周波数� �クロック信号fを出力するものである。例え� ��、この電流制御発振器41は、電流値が大き� �場合には、周波数が大きいクロック信号fを� ��力する。なお、この電流制御発振器41に代� �て、電流値iを電圧値に変換する電流電圧変� ��手段と、この電流電圧変換手段により変換� ��れた電圧値を所定のサンプリング周波数で� ��ンプリングしてクロック信号fを出力する電 圧制御発振器(VCO)とを用いてもよい。

 カウンタ42は、電流制御発振器41により出力 したクロック信号fを所定時間でカウントす� �ものである。このカウンタ42によりカウント したクロック信号fのカウント数は、例えば� �界効果トランジスタQ1,Q2のスイッチング周期 が10μs(スイッチング周波数100kHz)で、電流制� �発振器41のサンプリング周波数が50MHzである� ��合に、同期信号発生回路34でのサンプリン� �周期である時間幅T _samp1 が例えば0.1μs(サンプリング周波数10MHz)のと� �には5個程度、時間幅T _samp1 が例えば0.2μs(サンプリング周波数5MHz)のとき には10個程度、時間幅T _samp1 が例えば0.5μs(サンプリング周波数2MHz)のとき には25個程度、時間幅T _samp1 が例えば1.0μs(サンプリング周波数1MHz)のとき には50個程度をとることが可能である。そし� ��、カウンタ42は、各時間幅T _samp1,n 毎の平均値を取ったカウント数N _n を予測回路35に出力する。

 ゼロクロス検出回路33は、電流値iのゼロク� ��ス点(負から正に変わる点)を検出し、この� �出タイミングを同期信号発生回路34に出力す るもので、この出力によって同期信号発生回 路34から発生された時間幅T _samp1 毎の同期信号により、電流制御発振器41とカ� ��ンタ42とのそれぞれの起動のタイミングを� �セットして、電流値iのゼロクロス点に第1変 換部32のサンプリング周期を同期可能となっ� ��いる。換言すれば、第1変換部32のサンプリ� ��グ周期は、インバータ回路22(図2)のスイッ� �ング周期と同期が取られている。なお、第1� ��換部32のサンプリング周期は、インバータ� �路22(図2)のスイッチング周期と同期を取らな くてもよく、この場合には、このゼロクロス 検出回路33を設けなくてもよい。

 予測回路35は、第1変換部32により所定のタ� �ミングで変換されたディジタル量であるカ� �ント数N _n と、そのタイミングの次のタイミングのカウ ント数N _n との差分N _D =N _n -N _n-1 が所定の閾値N _DREF 以下となった状態で、この差分N _D の変化率、すなわち、N _DD,n =N _D,n -N _D,n-1 、N _DD,n-1 =N _D,n-1 -N _D,n-2 、……、N _DD,n-v =N _D,n-v -N _D,n-v-1 の変化率に基づき、電界効果トランジスタQ1, Q2の電流値i _Q1 あるいは電流値i _Q2 のいずれかがピーク値となるタイミングを予 測可能(図6(a)および図6(b))である。また、こ� �予測回路35は、各時間幅T _samp1,k (k=1,2,……,n-1,n,……)でのディジタル量の絶対 量すなわち各カウント数N _k (k=1,2,……,n-1,n,,……)の複数に基づいて、電� �値i _Q1 あるいは電流値i _Q2 のいずれかがピーク値となるタイミングを予 測可能である。

 整流回路36は、蛍光ランプFLの電気量、例え ば出力電流である交流のランプ電流i _out (図4(a))を全波整流して第2変換部37に出力する ものである。なお、蛍光ランプFLの電気量と� ��ては、例えば出力電圧、あるいは電力など� ��もよい。

 第2変換部37は、第2変換手段であるA/D変換器 37aを内部に複数備え、これらA/D変換器37aをマ ルチレート制御、すなわち互いに位相を所定 量ずつずらして動作させることで、整流回路 36から出力された蛍光ランプFLのランプ電流i _out を、ディジタル量へとA/D変換する(図6(c))もの である。したがって、この第2変換部37は、個 々のA/D変換器37aのサンプリング周波数よりも 大きいサンプリング周波数、すなわち、個々 のA/D変換器37aのサンプリングの時間幅よりも 小さい時間幅T _samp2 でデータをサンプリングしている。また、こ の第2変換部37は、予測回路35によってサンプ� ��ングのタイミングが指示される。

 なお、第2変換部37としては、アナログの� ��準量との比較や温度補正などが可能であれ� ��、各A/D変換器37aに代えて、上記第1変換部32� ��同様に電圧制御発振器とカウンタとを複数� ��設けるように構成したり、単独のA/D変換器3 7aを用いたりしてもよい。

 そして、スイッチ選択回路38は、電界効� �トランジスタQ1,Q2の各ゲートに接続され、こ れら電界効果トランジスタQ1,Q2を、予測回路3 5により予測されたタイミングでスイッチン� �制御するものである。このスイッチ選択回� �38は、通常、100kHz程度のスイッチング周波数 (10μs程度のスイッチング周期)で電界効果ト� �ンジスタQ1,Q2をスイッチングしている。

 次に、上記一実施の形態の動作を説明す� ��。

 ディジタル制御回路23により電界効果ト� �ンジスタQ1,Q2がスイッチング制御されインバ ータ回路22から出力された高周波電圧は、直� ��カット用のコンデンサC1、インダクタLおよ� ��始動用のコンデンサC2の共振により共振電� �に変換され、この共振電圧が、蛍光ランプFL のフィラメントを予熱させるとともに、フィ ラメント間に印加され、蛍光ランプFLを点灯� ��せる。

 ここで、ディジタル制御回路23では、電流� �i _Q1 ,i _Q2 のいずれか、ここでは例えば電流値i _Q1 が負から正になるタイミングをゼロクロス検 出回路33が検出すると、このゼロクロス検出� ��号が選択回路31に入力され、選択回路31が電 流値i _Q1 を選択し、この選択した電流値i _Q1 が第1変換部32の電流制御発振器41によりその� ��対量に対応した周波数のクロック信号fに変 換されるとともに、この変換されたクロック 信号fがカウンタ42によりカウントされる。

 このとき、ゼロクロス検出回路33からの� �ロクロス検出信号が同期信号発生回路34にも 入力されていることで、電流制御発振器41と� ��ウンタ42との動作タイミングがリセットさ� �、電流制御発振器41(第1変換部32)のサンプリ� ��グ周期がインバータ回路22のスイッチング� �期と同期されている。

 次いで、カウンタ42により各時間幅T _samp1,n (n=1,2,……)でのカウント数N _n が予測回路35に入力されると、この予測回路3 5が、このカウント数N _n に基づいて差分N _D,n を演算する。そして、差分N _D,n が所定の閾値N _DREF 以下となった状態、すなわちN _D,n ≦N _DREF の状態で、電界効果トランジスタQ1のターン� ��フのタイミングT _to,u を予測する。

 具体的に、予測回路35は、差分N _DD 、すなわちN _DD,n =N _D,n -N _D,n-1 、N _DD,n-1 =N _D,n-1 -N _D,n-2 、……、N _DD,n-v-1 =N _D,n-v -N _D,n-v-1 を演算し、これらの変化率に基づいて、第1� �換部32のサンプリング周波数よりも大きいク ロック周波数を発生させ、時間幅T _samp1 よりも小さい時間幅T _to で、時間幅T _samp1,n+k (kは1以上の任意の自然数)、すなわちk個のサ� ��プリング周期後の時間幅T _samp1 中に位置する電流値i _Q1 のピーク値のタイミングを予測する(図7)。こ こでは、差分N _DD の変化率が小さくなってくると、ピーク値が 近づいていると判断し、この差分N _DD の変化率が所定値以下になると、ピーク値で あると判断する。なお、kは通常1または2に設 定されるが、例えば閾値N _DREF の設定分解能が不足している場合には、kを� �きくすることで、この設定分解能の不足を� �うことができる。

 また、例えば電界効果トランジスタQ1を流� �る電流の傾きが変化しない領域で上記タイ� �ングT _to,u を予測した場合など、電界効果トランジスタ Q1,Q2のスイッチング周波数が大幅に変化して� ��イミングT _to,u を適切に予測できない状態では、予測回路35� ��、このタイミングT _to,u を、複数のカウント数N _n の絶対量に基づいて電流値i _Q1 がピーク値となるタイミングとして予測する 。なお、電流値iの目標のピーク値は、ラン� �電流i _out とその目標値との差により設定する。

 そして、予測回路35で予測したタイミングT _to,u によって、この予測回路35がスイッチ選択回� ��38を時間幅T _to の微小幅PWM信号で制御し、このスイッチ選択 回路38が、選択回路31により電流値iを選択し� ��電界効果トランジスタ、本実施の形態では� ��界効果トランジスタQ1を、予測回路35で予測 したタイミングT _to,u でターンオフさせ、このタイミングT1あるい� ��タイミングT2で電界効果トランジスタQ2をタ ーンオンさせる。

 一方、ランプ電流i _out は、整流回路36により整流され、第2変換部37� ��各A/D変換器37aがマルチレート制御されて、� ��イミングT _to,u から時間τ _D1 の遅れの後、所定の時間幅T _samp2 でディジタル量に変換される。

 そして、予測回路35では、この変換された� �ィジタル量によってランプ電流i _out のピーク値を検出し、この検出に基づいて、 閾値N _DREF を適宜補正する。

 このとき、閾値N _DREF の補正に用いる第2変換部37のディジタル量は 、例えば時間幅T _samp2 が比較的短い場合には、各A/D変換器37aにより 変換したディジタル量の平均値を用い、時間 幅T _samp2 が比較的長い場合には、各A/D変換器37aにより 変換したディジタル量の最大値あるいは最小 値を用いる。

 この結果、この補正されたタイミング、す� ��わちランプ電流i _out のピーク値の検出タイミングから時間τ _D2 分遅れたタイミングで、上記電界効果トラン ジスタQ1のターンオフ制御と同様に電界効果� ��ランジスタQ2がターンオフされ、電界効果� �ランジスタQ1がターンオンされる。換言すれ ば、電界効果トランジスタQ1,Q2のスイッチン� ��周期の半周期後のターンオフのタイミング( PWM信号出力)が補正される。

 この後、同様に電界効果トランジスタQ1,Q 2に対して交互に制御を繰り返す。

 以上のように、第1変換部32により変換され� ��カウント数N _n-1 と、その次のカウント数N _n との差分N _D,n が所定の閾値N _DREF 以下となった状態で、この差分N _D の変化率に基づき、予測回路35により電界効� ��トランジスタQ1,Q2を流れる電流値i _Q1 ,i _Q2 がピーク値となるタイミングT _to,u を予測し、この予測されたターンオフのタイ ミングT _to,u でスイッチ選択回路38がオン状態の電界効果� ��ランジスタ、本実施の形態では電界効果ト� ��ンジスタQ1をターンオフさせるとともに、� �フ状態の電界効果トランジスタ、本実施の� �態では電界効果トランジスタQ2をターンオン させ、かつ、予測回路35により予測されたタ� ��ンオフのタイミングT _to,u の近傍で複数のA/D変換器37aをマルチレート制 御してランプ電流i _out をディジタル量に変換し、これらディジタル 量によりランプ電流i _out のピーク値を検出し、この検出に基づいて予 測回路35のタイミングの予測を補正、具体的� ��は閾値N _DREF を補正することで、第1変換部32のサンプリン グ周波数を必要以上に大きくすることなく、 第1変換部32のサンプリング周期間に電流値i� �ピーク値が位置していても、この電流値iに� ��じてターンオフのタイミングT _to,u を正確に設定できるので、実用性が向上する とともに、正確に蛍光ランプFLを点灯制御で� ��る。

 また、第1変換部32により変換されたカウン� ��数N _n の絶対量に基づき予測回路35が、電流値iがピ ーク値となるタイミングを予測し、この予測 されたタイミングでスイッチ選択回路38がオ� ��状態の電界効果トランジスタ、ここでは電� ��効果トランジスタQ1をターンオフさせると� �もに、オフ状態の電界効果トランジスタ、� �こでは電界効果トランジスタQ2をターンオン させることにより、カウント数N _n の差分N _D の変化率とともに、電流値iの絶対量に基づ� �ても電流値iのピーク値に対応させて電界効� ��トランジスタ、ここでは電界効果トランジ� ��タQ1をターンオフさせることが可能となり� �より正確に負荷制御できる。

 さらに、ピーク値となるT _samp1 の数周期前のカウント数N _n の差分N _D などの演算結果によって電流値iがピーク値� �なるタイミングT _to,u を予測して計算するので、計算時間を確保で きる。

 そして、放電灯点灯装置16の入力側に近い� �界効果トランジスタQ1,Q2の電流値i _Q1 ,i _Q2 によりターンオフのタイミングを設定するの で、応答性が良好である。特に、照明装置11� ��は、応答が遅いと蛍光ランプFLが立ち消え� �り、ちらついたりするおそれがあるので、� �答性を高めることで、このような立ち消え� �ちらつきを確実に防止できる。

 また、通常の場合には減少する予測回路35� �の差分N _D の変化率が増加した場合には、スイッチ選択 回路38が電界効果トランジスタQ1あるいは電� �効果トランジスタQ2をオフすることで、電界 効果トランジスタQ1,Q2の異常などによる回路� ��常などによる過電流などを防止できる。

 なお、上記一実施の形態において、電界効� ��トランジスタQ1,Q2のいずれか一方だけを制� �してランプ電流i _out の1周期毎の制御とすることも可能である。� �の場合には、電界効果トランジスタQ2側の方 が制御しやすく好ましい。

 また、上記ターンオフのタイミングの設� ��は、放電灯点灯装置11の過渡期には毎周期� �い、安定期には数周期毎に行うように制御� �てもよい。

 さらに、第1変換部32は、電流制御発振器4 1およびカウンタ42と同等の機能を有する、例 えば8ビットのフラッシュタイプのA/D変換器� �どとしてもよい。この場合には、例えば第2� ��換部37のA/D変換器37aのいずれかと共用とし� �もよい。

 そして、負荷の電気量としては、ランプ電� ��i _out などの出力電流以外でも、例えば出力電圧や 電力でも同様に制御できる。

 また、補正手段は、閾値N _DREF の補正に代えて、時間幅T _samp1,n+k のkの値を変化させるように制御したり、こ� �らを併用したりしてもよい。

 また、蛍光ランプFL以外の負荷に対して� �上記負荷制御装置を利用できる。