Zur Messung von magnetischen Flußänderungen werden in der Technik häufig supraleitende Magnetfeldsensoren (sogenannte SQUIDs : Superconductive Quantum Interference Device) eingesetzt. Durch die in jüngster Zeit möglich gewordenen Verwendung von Hochtemperatur-Supraleitern (HTSL) können SQUIDs bei der Temperatur des flüssigen Stickstoffs (77 K) betrieben werden und haben dadurch ei- nen weiten Anwendungsbereich gefunden. Nachteilig ist je- doch, daß derartige Hochtemperatur-Magnetfeldsensoren (HTSL-SQUIDs) im Betrieb ein verhältnismäßig hohes Rau- schen aufweisen, das ihre Meßempfindlichkeit begrenzt.

In Appl. Phys. Lett. 67,1474 (1995), D. Drung ist eine Technik beschrieben, um das Rauschen von HTSL-SQUIDs zu vermindern. Zur Reduzierung des in den beiden Tunnelkon- takten ("weak links") entstehenden sogenannte"out off phase"-Rauschens wird der supraleitende Ring anstelle von Gleichstrom mit einem reversierenden Rechteckstrom vorge- gebener Frequenz (sogenanntes"bias reversal") betrieben und eine zusätzliche Oo/2 Flußmodulationstechnik einge- setzt. Das"out off phase"-Rauschen der beiden Tunnelkon- takte im supraleitenden Ring wird dabei durch Mitteiwert- bildung unterdrückt.

Ähnliche, ebenfalls auf Flußmodulationsverfahren beruhen- de Rauschunterdrückungstechniken sind in IEEE Tran. Mag.

27,2797 (1991), 0. Dössel et al., Appl. Phys. Lett. 49, 1393 (1986), V. Foglietti et al. und J. Low. Temp. Phys.

51,207 (1983), R. H. Koch et al. beschrieben.

Nachteilig bei den genannten Verfahren ist, daß mit stei- genden Reversierfrequenzen eine zunehmende Phasenver- schiebung zwischen der Flußmodulation und dem reversie- renden Betriebsstrom des SQUIDs auftritt. Dieser Effekt behindert die Demodulation des SQUID-Signals und begrenzt die einsetzbare Reversierfrequenz. Da der Rauschunter- drückung durch Mittelwertbildung ein statistischer Prozeß zugrundeliegt, ist es jedoch erforderlich, daß die ver- wendete Reversierfrequenz erheblich größer als die Eck- frequenz des (eine 1/f-Charakteristik aufweisenden)"out off phase"-Rauschens ist, welche bei etwa 10 kHz liegt.

Diese Bedingung kann bei den bekannten Flußmodulation- stechniken nicht hinreichend erfüllt werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Meßanord- nung zur Messung von magnetischen Flußänderungen zu schaffen, die einen einfachen Aufbau und gleichzeitig ei- ne hohe Empfindlichkeit aufweist. Ferner zielt die Erfin- dung darauf ab, ein Verfahren anzugeben, mit dem mittels einfacher apparativer Ausstattung eine empfindliche Mes- sung von magnetischen Flußänderungen erreichbar wird.

Zur Lösung der Erfindung sind die kennzeichnenden Merkma- le der Ansprüche 1 und 12 vorgesehen.

Bei der erfindungsgemäßen Meßanordnung wird das Meßsignal von einem Multiplizierer demoduliert. Eine Oo2 Modulai- on des durch den supraleitfähigen Ring hindurchtretenden magnetischen Flusses ist hierfür nicht erforderlich.

Folglich kann die im Stand der Technik benötigte Koppel- spule zur Einkopplung der (DO/2 Flußmodulation in den su- praleitfähigen Ring entfallen. Ein wesentlicher weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Anordnung besteht darin, daß die Frequenz fr des den supraleitfähigen Ring trei- benden Wechselstromsignals praktisch beliebig gewählt werden kann, da die im Stand der Technik durch Anwendung der Flußmodulationstechnik herbeigeführte Frequenzbegren- zung hier nicht vorhanden ist. Dies ermöglicht die Ver- wendung von Frequenzen fr, die erheblich über der Eckfre- quenz fc des"out off phase"Rauschens liegen. Infolge- dessen können auch höherfrequente Rauschanteile durch Mittelwertbildung wirksam aus dem Meßsignal eliminiert werden.

Vorzugsweise ist die Frequenz fr des Wechselstromsignals größer als 10 kHz und insbesondere größer als 1 MHz. Die erfindungsgemäße Anordnung kann aber auch bei RF- Frequenzen von beispielsweise 50 MHz betrieben werden.

Mit einer Erhöhung der verwendeten Frequenz fr verbessert sich die maximal erreichbare Rauschunterdrückung.

Das Wechselstromsignal kann einen rechteckförmigen Si- gnalverlauf aufweisen. Insbesondere bei höheren Frequen- zen ist es jedoch ohne weiteres möglich und auch zweckmä- ßig, anstelle eines Rechtecksignals ein sinusförmiges Si- gnal zu wählen.

Ein wesentlicher Vorteil der Erfindung besteht darin, daß eine Mittelwertbildung des von dem Multiplizierer erzeug- ten Signals in einfacher Weise durch ein kostengünstiges Tiefpaßfilter ausgeführt werden kann. Eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung kennzeichnet sich dadurch, daß ein derartiges Tiefpaßfilter von der Auswerteschal- tung umfaßt und dem Multiplizierer nachgeschaltet ist.

Ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung betrifft die Ankopplung des supraleitfähigen Rings an die Auswer- teschaltung. Eine bevorzugte Ausführungsform der vorlie- genden Erfindung kennzeichnet sich dadurch, daß ein Reso- nanzkreis mit einer Resonanzfrequenz fo im RF-Bereich in Reihe zu dem supraleitfähigen Ring geschaltet ist, und daß das Meßsignal über der Reihenschaltung aus supraleit- fähigem Ring und Resonanzkreis abgegriffen und einem Ver- stärker der Auswerteschaltung als Eingangssignal zuge- führt wird. Dadurch wird eine das Rauschen minimierende Anpassung zwischen dem supraleitfähigen Ring und dem Ver- stärker der Auswerteschaltung erzielt.

In diesem Fall kennzeichnet sich eine vorteilhafte Vari- ante der Erfindung dadurch, daß das Wechselstromsignal über eine Induktivität des Resonanzkreises in den supra- leitfähigen Ring eingeprägt wird. Dadurch wird die Impe- danz des für die Rauschanpassung des Rings an den Ver- stärker verwendeten Resonanzkreises gleichzeitig als Zu- leitung für die Einkopplung des Wechselstromsignals ein- gesetzt.

Von besonderem Vorteil ist es, wenn der der Auswerte- schaltung vorgeschaltete Resonanzkreis durch eine V4 Leitung, insbesondere in Form einer Koaxialleitung, rea- lisiert ist. Neben ihrer Eigenschaft als Resonanzkreis transportiert die k/4 Leitung auch das am supraleitfähi- gen Ring abgegriffene Signal. Aufgrund der geringen Impe- danz des supraleitfähigen Rings und der hohen Eingangsim- pedanz des Verstärkers steht am verstärkerseitigen Ende der k/4 Leitung das Meßsignal mit maximaler Span- nungsamplitude zur Verfügung. Ein weiterer Vorteil dieser Maßnahme besteht darin, daß keine diskreten Bauteile für den Aufbau des Resonanzkreises benötigt werden. Bei Aus- bildung der k/4 Leitung als Koaxialleitung wird ferner ein hoher Schutz gegen elektromagnetische Störungen er- zielt. Insgesamt wird auf diese Weise ein konstruktiv einfacher, eine optimale Rauschanpassung bewirkender und in hohem Maße störungssicherer Resonanzkreis geschaffen.

Eine weitere Ausführungsvariante der vorliegenden Erfin- dung kennzeichnet sich dadurch, daß zur Auskopplung des Meßsignals aus dem supraleitfähigen Ring ein Signaltrans- formator verwendet wird.

Grundsätzlich können für den supraleitfähigen Ring alle Typen von supraleitfähigen Materialien (HTSL und konven- tionell) Anwendung finden. Vorzugsweise handelt es sich bei dem supraleitfähigen Material jedoch um ein HTSL- Material, insbesondere YBa2Cu20,. Ein solches Material er- möglicht den Betrieb der erfindungsgemäßen Meßanordnung auch bei vergleichsweise hohen Betriebstemperaturen (beispielsweise über 77 K), die mit relativ geringem Auf- wand erzielt werden können und daher der Erfindung ein breites Anwendungsspektrum eröffnen.

Durch geeignete mikrotechnische Herstellungsschritte kann der supraleitfähige Ring verhältnismäßig klein dimensio- niert werden. Zweckmäßigerweise ist der Ring als Dünnfilm ausgeführt und/oder die von dem supraleitfähigen Ring um- schlossene 102-104µm2.beträgt Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird nachfolgend in beispielhafter Weise unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben. In dieser zeigt : Fig. 1 ein Schaubild zur Erläuterung des Arbeitsprin- zips eines DC-SQUIDs ; Fig. 2 ein Diagramm zweier Strom-Spannungs-Kennlinien des in Fig. 1 gezeigten DC-SQUIDs ; Fig. 3 ein Diagramm des in Fig. 1 erhaltenen Spannungs- signals in Abhängigkeit von dem den Ring durch- setzenden magnetischen Fluß bei zeitlich kon- stantem Betriebsstrom ; Fig. 4 ein Diagramm eines Rauschspektrums von einem HTSL DC-SQUID ; Fig. 5 eine Darstellung eines Schaltbilds eines HTSL DC-SQUIDs mit reversierendem Betriebsstrom ; Fig. 6 ein Diagramm des in Fig. 5 erhaltenen Span- nungsverlaufs über dem magnetischen Fluß bei re- versierendem Betriebsstrom ; Fig. 7 ein Schaltbilddiagramm eines HTSL DC-SQUIDs mit Rauschunterdrückung durch Oo/2 Flußmodulation nach dem Stand der Technik ; Fig. 8 ein Diagramm der erhaltenden Spannungsverläufe über dem magnetischen Fluß bei dem in Fig. 7 ge- zeigten HTSL DC-SQUID nach dem Stand der Tech- nik ; Fig. 9 ein Diagramm der bei dem in Fig. 7 gezeigten HTSL DC-SQUID durch die Koppelspule und den su- praleitenden Ring fließenden Ströme über der Zeit ; Fig. 10 eine Darstellung eines Prinzipschaltbildes der vorliegenden Erfindung ; Fig. 11 ein Diagramm der an dem Eingang des in Fig. 10 gezeigten Verstärkers anliegenden Meßspannung über der Zeit ; Fig. 12a ein Diagramm der an dem Ausgang des in Fig. 10 gezeigten Verstärkers auftretenden Spannung über der Zeit ohne Berücksichtigung des"out off pha- se"-Rauschens ; Fig. 12b das in Fig. 12a gezeigte Spannungsdiagramm bei Berücksichtigung des"out off phase"-Rauschens ; Fig. 12c ein Diagramm des am Ausgang des in Fig. 10 ge- zeigten Tiefpaßfilters erhaltenen Ausgangs- signals über der Zeit ; Fig. 13 eine Darstellung einer besonders zweckmäßigen Ausführung des Resonanzkreises und Fig. 14 eine schematische Darstellung des in Fig. 13 ge- zeigten k/4 Koaxialkabels sowie ein Diagramm der Strom-und Spannungsverteilung innerhalb des Ka- bels.

Fig. 15 eine Darstellung eines Schaltbildes eines zweiten Ausführungsbeispiels nach der vorliegenden Er- findung.

Fig. 1 dient der Erläuterung der Wirkungsweise eines DC- SQUIDs. Ein supraleitender Ring 1 weist zwei Josephson- Kontakte 2 auf und wird von einem Strom Ib durchflossen, der an dem Verbindungspunkt A in den supraleitenden Ring 1 eingespeist wird und diesen am Verbindungspunkt B (Masse) wieder verläßt. Der supraleitende Ring 1 wird von <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> einem externen magnetischen Fluß der Stärke Oe durch- setzt.

Fig. 2 zeigt zwei Strom-Spannungs-Kennlinien des in Fig.

1 dargestellten supraleitenden Rings 1. Für den Fall, daß <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> der den Ring 1 durchsetzende magnetische Fluß (De ein ganzzahliges Vielfaches des Flußquantums Oo (o = 2,07 x <BR> <BR> <BR> <BR> 10-ls Wb) ist, d. h. (De = n x (DO, ergibt sich die Kennlinie 3. Gemäß dieser Kennlinie wird bei Anlegen eines Stroms I zunächst kein Spannungsabfall an dem Ring 1 (d. h. zwi- schen den Punkten A und B) beobachtet. Der Stromfluß er- folgt durch widerstandsfreies Tunneln von Cooper-Paaren durch die Josephson-Kontakte 2. Mit Erreichen einer kri- tischen Stromstärke tritt bei weiterer Stromerhöhung ein Spannungsabfall V über dem Ring 1 auf. Physikalisch liegt dem zugrunde, daß der Ladungstransport über die Jo- sephson-Kontakte 2 nunmehr nicht mehr allein von Cooper- Paaren bewerkstelligt werden kann, sondern ein Leitungs- anteil durch freie Elektronen hinzutritt.

Die bei einem halbzahligen magnetischen Fluß, d. h. Og= (n + 1/2) x (Do auftretende Kennlinie 4 unterscheidet sich bei einem Strom unterhalb der kritischen Stromstärke er- heblich von der Kennlinie 3. Dieser Unterschied der Strom-Spannungs-Kennlinien 3,4 bei n-bzw. (n + 1/2)- Vielfachen des Flußquantums Og wird bei einem DC-SQUID zur Messung von Änderungen des magnetischen FlussesOe ausgenutzt. Hierzu wird der DC-SQUID mit einem Strom Ib betrieben, bei dem eine für Nachweiszwecke möglichst gro- ße Spannungsdifferenz zwischen den beiden Kennlinien 3,4 auftritt. Nach Fig. 3 ergibt sich eine oszillatorische <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> Abhängigkeit der Spannung V von dem Fluß (De. Eine Periode der Spannung V entspricht einer Zunahme (bzw. Abnahme) <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> des magnetischen Flusses (De um O0. Auf diese Weise können Flußänderungen, die erheblich kleiner als (Do sind, durch eine Spannungsmessung mit hoher Genauigkeit ermittelt werden.

Gegenüber konventionellen DC-SQUIDs weisen HTSL DC-SQUIDs den Vorteil auf, daß sie auch bei vergleichsweise hohen Temperaturen (77 K und höher) betrieben werden können.

Ein Problem stellt jedoch bei einem Betrieb mit einem zeitlich konstanten Strom Ib ihr hohes Rauschen dar. Fig.

4 zeigt die Abhängigkeit des Rauschens SselX2über der Fre- quenz. Es wird deutlich, daß das Rauschen von HTSL DC- SQUIDs eine 1/f-Charakteristik aufweist. Die Eckfrequenz fc liegt üblicherweise im kHz-Bereich und beträgt in Fig.

4 fc = 10 kHz. Das in Fig. 4 dargestellte Rauschen wird auch als"out off phase"-Rauschen bezeichnet, da ihm sta- tistisch auftretende Phasenfluktuationen der die beiden Josephson-Tunnelkontakte 2 durchfließenden Ströme zugrun- de liegen.

Es ist bereits bekannt, zur Unterdrückung des in Fig. 4 dargestellten"out off phase§W-Rauschens einen HTSL DC- SQUID mit einem reversierenden Betriebsstrom einer Fre- quenz fr zu betreiben. Eine entsprechende Schaltung ist in Fig. 5 dargestellt. Statt eines zeitkonstanten Stroms Ib wird mittels eines Oszillators 5 ein rechteckförmiger Stromverlauf i (t) erzeugt und über einen Widerstand 6 in den supraleitenden Ring 1 eingespeist. Fig. 6 zeigt den dabei über dem Ring 1 auftretenden Spannungsverlauf V <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> aufgetragen gegenuber dem magnetischen Fluß (D,,. FUr posi- tive Halbwellen des Betriebsstroms i (t) ergibt sich gemäß Fig. 3 ein positiver Spannungsverlauf V#e' während sich über negativen Halbperioden des Betriebsstroms i (t) ein negativer Spannungsverlauf V_o einstellt. Das Auftreten einer negativen Spannung V. og bei negativem Betriebsstrom ist aus den in Fig. 2 dargestellten Strom-Spannungs- Kennlinien 3 und 4 im negativen Strom-Spannungsbereich verständlich.

Die Fig. 7,8 und 9 erläutern ein bekanntes to/2 Flußmo- dulationsverfahren, bei dem zur Reduzierung des"out off phase"-Rau-schens ein reversierender Betriebsstrom i (t) der Frequenz fr gemäß Fig. 5 in Verbindung mit einer #0/2 Modulation des den supraleitenden Ring 1 durchsetzenden <BR> <BR> <BR> <BR> magnetischen Flusses Og verwendet wird. Nach Fig. 7 ist der Reihenschaltung aus Widerstand 6 und supraleitendem Ring 1 eine Reihenschaltung aus einem Widerstand 7 und einer Koppelspule 8 parallelgeschaltet. Die Gegenindukti- vität zwischen dem supraleitenden Ring 1 und der Koppel- spule 8 wird mit M bezeichnet. Ferner bezeichnet ib den durch den Widerstand 6 und den supraleitenden Ring 1 fließenden Strom und ir bezeichnet den durch den Wider- stand 7 und die Koppelspule 8 fließenden Strom.

Das Prinzip des bekannten Flußmodulationsverfahrens be- steht darin, durch geeignete Wahl des Widerstandes 7 ei- nen Strom ir durch die Koppelspule 8 zu schicken, der die Bedingung ir x M = < erfullt. Mit anderen Worten wird dem durch den supraleitenden Ring 1 hindurchtretenden ma- <BR> <BR> <BR> <BR> gnetischen Flués te ein mit der Frequenz fr oszillierender magnetischer Fluß der Amplitude eines halben FluBquantums (Oo/2) hinzugefügt.

Dies bewirkt, daß der Verlauf der negativen Meßspannung V##eum eine Halbperiode verschoben wird und damit in Pha- se mit Voe gelangt. Anschließend werden die beiden Span- nungssignale Vse und V. oe einer Mittelwertbildung unterzo- gen, wobei Rauschanteile einer Frequenz wesentlich klei- ner als fr eliminiert werden.

Nachteilig an diesem Verfahren ist, daß die Frequenz fr aus praktischen Gründen begrenzt ist. Die Ursache hierfür besteht darin, daß die Impedanzen der beiden Zweige (Wider-stand 6 und supraleitender Ring 1 bzw. Widerstand 7 und Koppelspule 8) von unterschiedlichem Typ sind. Wäh- rend die Impedanz des ersten Zweigs (Widerstand 6 und su- praleitender Ring 1) einen ohmschen Charakter hat, ist die Impedanz im zweiten Zweig (Widerstand 7 und Koppel- spule 8) aufgrund des Vorhandenseins der Koppelspule 8 hauptsächlich induktiv. Dies bewirkt eine Phasenverschie- bung A zwischen den Strömen ir und if, die mit wachsender Frequenz fr zunimmt. In Fig. 9 ist der zeitliche Verlauf der Ströme ib und ir über eine Periode dargestellt. Die sich ergebende hasenverschiebung A der Ströme ist deut- lich erkennbar. Die auftretende Phasenverschiebung A hat zur Folge, daß die Flußmodulationstechnik mit Frequenzen fr 10 kHz durchführbar ist.

Fig. 10 zeigt eine Darstellung einer erfindungsgemäßen Meßanordnung, an der das Prinzip der vorliegenden Erfin- dung erläutert wird. Ein Oszillator 15 steht über einen regelbaren Widerstand 16 an einem Verbindungspunkt A mit einem supraleitenden Ring 1 in Verbindung, der dem in den vorhergehenden Figuren beschriebenen supraleitenden Ring 1 entspricht und ebenfalls mit zwei Josephson-Kontakten 2 ausgestattet ist. Ein zweiter Verbindungspunkt B ist elektrisch mit Masse verbunden. Die Verbindungspunkte A und B stehen jeweils mit Eingängen 17 bzw. 18 eines Ver- stärkers 19 in elektrischer Verbindung. Ein Ausgangs- signal des Verstärkers 19 wird einem ersten Eingang 21 eines Multiplizierers 20 zugeführt. An dem zweiten Ein- gang 22 des Multiplizierers 20 liegt ein Referenzsignal an, das beispielsweise das Oszillatorsignal oder ein an- deres gleichphasiges Signal ist. Der Multiplizierer 20 erzeugt ein Ausgangssignal, das ein aus einem Widerstand 23 und einem Kondensator 24 gebildetes Tiefpaßfilter durchläuft und am Ausgang 25 des Tiefpaßfilters 23,24 als Ausgabessignal zur Verfügung steht.

Bei der in Fig. 10 dargestellten Meßanordnung wird die Auswerteschaltung durch den Verstärker 19, den Multipli- zierer 20 und das Tiefpaßfilter 23,24 gebildet. Das Tiefpaßfilter 23,24 kann aber auch als externes Bauele- ment hinter der Auswerteschaltung angeordnet sein.

Wesentlich ist, daß zur Demodulation des an den Eingängen 17,18 des Verstärkers 19 anliegenden Meßsignals der Mul- tiplizierer 20 eingesetzt wird. Da bei der Demodulation durch den Multiplizierer 20 keine Phasenverschiebungen auftreten, ist die Frequenz fr des Oszillators 15 prak- tisch frei wählbar und kann um mehrere Größenordnungen über der bei dem Flußmodulationsverfahren (Fig. 7 bis 9) verwendbaren Oszillatorfrequenz liegen. Dies ermöglicht es, die Frequenz fr erheblich größer als die Eckfrequenz fc des"out off phase"-Rauschens des SQUIDs zu wählen.

Dadurch kann bei der anschließenden Mittelwertbildung im Tiefpaßfilter 23,24 eine wesentlich bessere Rauschunter- drückung erreicht werden.

Die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Meßanordnung wird anhand der Fig. 11 und 12a, 12b und 12c erläutert.

Fig. 11 zeigt den oszillatorischen Verlauf 26 der zwi- schen den Verbindungspunkten A, B auftretenden Si- gnalspannung V aufgetragen über der Zeit. Die Oszillati- onsfrequenz des Spannungsverlaufs 26 entspricht der Fre- quenz fr des Oszillators 15 und kann beispielsweise 50 MHz betragen. Bei den durch die Erfindung ermöglichten hohen Oszillatorfrequenzen fr kann ein Oszillator 15 mit sinusförmigem Signalverlauf gewählt werden. In Fig. 11 sind ferner die Einhüllenden 27,27 der oszillierenden Signalspannung 26 eingezeichnet. Zwei benachbarte Maxima (Minima) der Einhüllenden 27 (27') repräsentieren eine Änderung des den supraleitenden Ring 1 durchsetzenden Flusses um ein Flußquantum Oo.

Fig. 12a zeigt das am Ausgang des Multiplizierers 20 vor- liegende Spannungssignal 28, wobei das"out off phase"- Rauschen zunächst nicht berücksichtigt wird. Das Span- nungssignal 28 entsteht durch Multiplikation der Si- gnalspannung 26 mit der am Ausgang des Oszillators 15 auftretenden Oszillatorspannung. Da diese beiden Spannun- gen stets gleichphasig sind, treten in dem Spannungs- signal 28 keine negativen Signalanteile auf. Die Einhül- lende des Spannungssignals 28 ist in Fig. 12a mit dem Be- zugszeichen 29 bezeichnet.

Fig. 12b zeigt den zeitlichen Verlauf der am Ausgang des Multiplizierers 20 bei Berücksichtigung des"out off pha- se"-Rauschens auftretenden Spannung 28'. Das"out off phase"-Rauschen bewirkt eine Phasenverschiebung der in Fig. 11 gezeigten Signalspannung 26, die als Fluktuation während einer kleinen Zeitperiode At ; 1/fez auftritt. We- sentlich ist, daß bei unterschiedlichen Richtungen des den supraleitenden Ring 1 durchfließenden Stroms (d. h. bei positiver und negativer Halbperiode des vom Oszilla- tor 15 erzeugten Betriebsstroms) die Phasenverschiebung eine gleiche Amplitude aber entgegengesetzte Richtung aufweist. Somit ergibt sich für die am Ausgang des Multi- plizierers 20 auftretende Spannung 28'der in Fig. 12b dargestellte Verlauf. Dabei kennzeichnet die Linie 29' die Einhüllende der Spannung 28'bei positivem Be- triebsstrom (positive Halbwelle) und die Linie 298 kenn- zeichnet die Einhüllende des Signals 28 bei negativem Betriebsstrom (negative Halbwelle).

Fig. 12c zeigt den zeitlichen Verlauf eines am Ausgang 25 bereitgestellten Ausgangssignals 30, nachdem das Span- nungssignal 28'das Tiefpaßfilter 23,24 durchlaufen hat.

Das Tiefpaßfilter 23,24 ist für die Frequenz f, sperrend und bewirkt eine Mittelung der durch die beiden Einhül- lenden 29,29"angedeuteten niederfrequenten Signalan- teile des Spannungssignals 28'. Das Ausgangssignal 30 entspricht dem in Fig. 12b durch eine gestrichelte Linie 31 eingezeichneten Mittelwert der Einhüllenden 29'und 29".

Wesentlich für die beschriebene Mittelung ist, daß jede statistische Phasenfluktuation des"out off phase"- Rauschens von möglichst vielen Betriebsstromzyklen <BR> <BR> <BR> <BR> "abgetastet"wird. Da diese Bedingung mit den erfindungs-<BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> gemäß erreichbaren Frequenzen fr » 1/At erfüllbar ist, können nunmehr auch die höherfrequenten Anteile des"out- off-phase"-Rauschens eines SQUIDs durch Mittelung wir- kungsvoll eliminiert werden.

Fig. 13 zeigt eine besonders zweckmäßige Realisierung des Resonanzkreises. Bei einer Frequenz fr im RF-Bereich kann der Resonanzkreis durch ein Koaxialkabel 34 der Länge X/4 gebildet werden. Die Resonanzfrequenz fo des V 4 Koaxial- kabels 34 ist c/41, wobei c die Geschwindigkeit der elek- tromagnetischen Welle in dem Koaxialkabel 34 ist und 1 die Länge des Koaxialkabels 34 bezeichnet.

Im oberen Teil der Fig. 14 ist ein Ersatzschaltbild der in Fig. 13 gezeigten Anordnung aus supraleitendem Ring 1, Koaxialkabel 34 und Verstärker 19 dargestellt. Das ver- stärkerseitige Ende des Koaxialkabels 34 ist aufgrund der hohen Eingangsimpedanz eines Eingangs-FETs des Verstär- kers 19 als offenes Ende ausgebildet. Das andere Ende des Kabels 34 ist aufgrund der niedrigen Impedanz des supra- leitenden Rings 1 als geschlossenes Ende ausgebildet.

Demnach stellt sich in dem Koaxialkabel 34 die im unteren Teil der Fig. 14 diagrammartig dargestellte Strom-und Spannungsverteilung ein. Während der Ring 1 stets von ei- nem maximalen Strom i durchflossen wird, liegt an dem Eingang 17 des Verstärkers 19 stets ein maximales Meß- spannungsignal V an. Obgleich es sich bei dem Strom i und bei der Spannung V um RF-Wechselgrößen handelt, ist diese Verteilung bei fester Resonanzfrequenz fo stationär, so daß die Berechnung der Schaltung analog zu der Berechnung eines entsprechenden Gleichstromkreises durchgeführt wer- den kann.

Wesentliche Vorteile bei der Verwendung eines R/4 Koa- xialkabels 34 als Resonanzkreis bestehen darin, daß zum Aufbau des Resonanzkreises keine gesonderten elektroni- schen Bauteile benötigt werden, daß das Kabel 34 gleich- zeitig als Resonanzschaltkreis und als Signal- übertragungsleitung dient, und daß das in dem Koaxialka- bel 34 transportierte Signal gegenüber äußeren Störungen hervorragend geschützt ist.

Zum Aufbau der in Fig. 13 gezeigten Schaltung kann bei- spielsweise ein normales 50 Q-Koaxialkabel 34 verwendet werden. Das Kabel 34 kann eine Kapazität pro Lange von 100 pF/m, eine Induktivität pro Lange von 250 nH/m und einen Gleichstromwiderstand pro Lange von 0,13 Q/m auf- weisen. Die Lange 1 des Koaxialkabels 34 wird durch die gewünschte Resonanzfrequenz fo bestimmt und beträgt bei einer Resonanzfrequenz fo = 50 MHz etwa 1 m. Der Gütefak- tor Q des Koaxialkabels 34 berechnet sich bei den angege- benen Werten nach Q = 2sfoL/R # 600, wobei L und R die Induktivität bzw. der Gleichspannungswiderstand des 1 m langen Kabels 34 sind. <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <BR> <P>Die bei einer Flußänderung ##e auftretende Änderung der Meßspannung 8V an dem Eingang 17 des Verstärkers 19 ist #V/##e#2#foL/Lr, wobei Lr die Induktivität des Rings 1 ist. Bei Verwendung eines quadratischen Rings der Größe 75 x 75 µm2 ergibt sich als Induktivität des Rings Lr = 115 pH. Für die Emp- findlichkeit der Messung ergibt sich dann 5vue # 1, 3 mV/0.

Mit dieser Anordnung läßt sich das"out off phase"- Rauschen drastisch reduzieren. Bei 77 K sind Werte unter 33 erreichbar.

Der Multiplizierer 20 kann in nicht dargestellter Weise auch als digitaler Multiplizierer ausgebildet sein. In diesem Fall wandelt ein schneller A/D-Wandler das von dem Verstärker 19 gelieferte verstärkte Meßsignal in ein di- gitales Signal um, wobei die Abtastfrequenz des A/D- Wandlers mindestens der Frequenz fr entsprechen muß. Die in Fig. 12 für den analogen Fall dargestellte Signalmit- telung durch das Tiefpaßfilter 23,24 wird dann auf rech- nerischem Wege, beispielsweise durch einen der Auswerte- schaltung nachgeschalteten Computer, durchgeführt.