Elle se rapporte au domaine des techniques pour l'amplification de signaux radiofréquences comprenant, d'une part, une composante de modulation de phase ou fréquence, et, d'autre part, une composante de modulation d'amplitude, et convenant pour l'émission radioélectrique via une antenne ou un câble.

L'invention trouve des applications dans des émetteurs radiofréquences, notamment de stations mobiles ou de stations fixes d'un système de radiocommunications, par exemple un système privé de radiocommunications professionnelles (système PMR, de l'anglais « Private Mobile Radiocommunication »).

Dans les systèmes de radiocommunications de ce type, des données numériques codant un signal audio ou, plus généralement, des informations de toute nature, sont transmises au moyen d'une modulation d'amplitude venant en plus d'une modulation de phase ou de fréquence du signal radiofréquence émis. Ainsi, le signal radiofréquence émis comporte à la fois une composante de modulation de phase ou fréquence, et une composante de modulation d'amplitude. L'adjonction d'une composante de modulation d'amplitude permet en général d'améliorer les caractéristiques de débit binaire pour une largeur de canal donnée.

L'étage de sortie de l'émetteur comporte un amplificateur de puissance radiofréquence qui, afin d'obtenir un rendement en puissance important (ce qui est particulièrement requis dans le cadre d'une utilisation de l'émetteur dans un

équipement de radiocommunication portatif), doit fonctionner dans une zone de fonctionnement proche de la saturation.

Or, comme on le sait, un amplificateur de puissance présente dans une telle zone de fonctionnement des non-linéarités d'amplification comprenant des non-linéarités en amplitude et des non-linéarités en phase. Dans la littérature, on désigne souvent ces non-linéarités par conversions amplitude/amplitude (ou conversions AM/AM) ou conversions amplitude/phase (ou conversions AM/PM) respectivement. Ces non-linéarités engendrent une distorsion du signal émis, qui dégrade les performances de l'émetteur en termes de qualité de l'émission, cette perte de qualité conduisant en général à un élargissement nuisible du spectre.

Diverses techniques ont été proposées afin d'annuler les effets des non- linéarités d'amplification de l'amplificateur de puissance radiofréquence. Ces techniques sont appelées techniques de linéarisation de l'amplificateur de puissance radiofréquence. On peut citer, en particulier, la technique CLLT (de l'anglais"Cartesian Loop Linear Transmitter"), la technique ABP (de l'anglais "Adaptative Baseband Predistortion"), la technique EER (de l'anglais"Envelope Elimination and Restoration"), etc.

La technique EER est très ancienne puisqu'elle a été appliquée dès les années 50 pour l'amplification de signaux radiofréquences en bande latérale unique (BLU).

Le principe de la technique EER est illustré à la figure 1 qui donne le schéma simplifié d'un générateur d'un signal radiofréquence reposant sur cette technique. La modulation du signal radiofréquence G en sortie du générateur est décomposée en une composante de modulation de phase ou de fréquence d'une part, et une composante de modulation d'amplitude d'autre part. Ces deux composantes sont générées en bande de base.

Dans l'exemple représenté, une composante de modulation de phase B est fournie, en tant que signal de modulation de phase ou de fréquence, en entrée de moyens de modulation de phase ou de fréquence MOD, comprenant par exemple un modulateur de phase, qui assurent la transposition vers le domaine des radiofréquences. Dans une variante de la technique EER, connue sous le nom de technique OPLEER (de l'anglais"Open Phase Loop EER"), les

moyens MOD comprennent une boucle à verrouillage de phase (boucle de recopie de phase). De tels moyens de modulation de phase présentent des caractéristiques de bruit large bande extrmement faible en raison de la pureté spectrale élevée que la boucle de recopie de phase permet d'atteindre.

Le signal E en sortie des moyens de modulation MOD est un signal d'amplitude sensiblement constante modulé en phase. Ce signal est ensuite amplifié à l'aide d'un amplificateur de puissance radiofréquence PA.

Une composante de modulation d'amplitude C est fournie, en tant que signal de modulation d'amplitude, via des circuits non représentés à la figure 1, sur une entrée de commande de gain de l'amplificateur PA, pour commander le gain de cet amplificateur. Ce mécanisme permet de réintroduire la composante de modulation d'amplitude dans le signal radiofréquence amplifié, sans injection supplémentaire de bruit. L'amplificateur PA peut tre un composant comprenant une entrée de commande de gain ou un assemblage de composants comprenant une entrée de commande de gain.

Ainsi, la composante de modulation d'amplitude est superposée à la composante de modulation de phase pour obtenir le signal radiofréquence G désiré en sortie de l'amplificateur PA, ces deux composantes utilisant des chemins différents pour atteindre la sortie de l'amplificateur PA.

Un émetteur radiofréquence reposant sur la technique OPLEER est décrit, par exemple, dans la demande de brevet français FR 2 716 589. Cet émetteur comprend des moyens de correction des conversions AM/AM et des moyens de correction des conversions AM/PM de l'amplificateur de puissance radiofréquence PA, sous la forme, respectivement, d'une boucle d'asservissement de l'amplitude et d'une boucle d'asservissement de la phase du signal de sortie qui sont imbriquées.

Le schéma de la figure 2 montre des moyens de correction des conversions AM/AM de l'amplificateur de puissance radiofréquence PA, pour un générateur du type représenté à la figure 1, qui sont décrits dans le document FR 2 716 589 précité.

Ces moyens comprennent par exemple une boucle analogique d'asservissement pour asservir le signal de sortie G au signal de modulation d'amplitude C. La boucle analogique d'asservissement comprend un

amplificateur comparateur COMP dont une première entrée reçoit le signal de modulation d'amplitude C, dont une seconde entrée reçoit un signal L, et dont la sortie délivre un signal de commande d'amplitude F. Ce dernier est appliqué sur une entrée de commande de gain de l'amplificateur PA. La sortie de l'amplificateur COMP est bouclée sur sa seconde entrée via une impédance telle qu'un condensateur C afin d'éviter les oscillations parasites du signal F. Le signal L est un signal analogique représentatif de la puissance du signal de sortie G.

La boucle analogique d'asservissement comprend en outre des moyens de couplage, tels qu'un coupleur radiofréquence 4, permettant de prélever une partie de l'énergie du signal de sortie G et délivrant un signal H image du signal de sortie G.

Elle comprend enfin un détecteur DET dont l'entrée reçoit le signal H et dont la sortie délivre le signal L précité. Le détecteur DET permet d'extraire du signal H la composante de modulation d'amplitude du signal de sortie G, en appliquant un redressement et un filtrage passe-bas au signal H de manière que l'amplitude en tension du signal L, classiquement exprimée en décibel-Volt (dBV), soit fonction de la puissance instantanée du signal H, classiquement exprimée en décibel (dBm). Le signal L est donc représentatif de la composante de modulation d'amplitude réellement présente dans le signal de sortie G.

Le signal L et le signal de modulation d'amplitude C sont très proches l'un de l'autre, et ne diffèrent que par l'effet des conversions AM/AM dans l'amplificateur PA. Le signal L est comparé au signal de modulation d'amplitude C par l'amplificateur comparateur COMP, qui produit le signal de commande d'amplitude F en fonction de leur différence.

Ces moyens de correction des conversions AM/AM présentent l'inconvénient de ne pas maîtriser le point de fonctionnement de l'amplificateur PA. Or, en cas de variation de la tension d'alimentation ou de la température, notamment, le point de fonctionnement de l'amplificateur PA peut se déplacer vers la zone de saturation de l'amplificateur PA. La saturation de l'amplificateur PA génère une distorsion du signal de sortie, sans que cette distorsion soit détectée, ni a fortiori corrigée.

Sur le graphe de la figure 3a, on a représenté la variation de l'amplitude du signal de sortie G dans un cas de fonctionnement normal, c'est-à-dire lorsque le point de fonctionnement de l'amplificateur PA est tel que, en dépit de la modulation d'amplitude requise, l'ensemble de la variation d'amplitude reste en deçà du point de saturation. Le graphe de la figure 3b donne le spectre correspondant du signal de sortie G. Par suite d'une variation de température ou d'une variation de la tension d'alimentation, le point de fonctionnement peut se déplacer vers la zone de saturation de l'amplificateur de puissance. Dans certains cas, la boucle analogique d'asservissement peut ne plus permettre d'avoir une excursion du signal de commande d'amplitude F suffisante pour obtenir un signal de sortie G présentant la variation d'amplitude requise. On obtient alors la variation d'amplitude représentée sur le graphe de la figure 3c.

Le spectre correspondant est représenté sur le graphe de la figure 3d. Comme on le voit en comparant ces figures avec les figures 3a et 3b, la distorsion par écrtage de l'amplitude conduit alors à un élargissement du spectre du signal de sortie G.

L'invention vise à pallier l'inconvénient précité de l'art antérieur, et propose à cet effet une méthode de modulation de l'amplitude d'un signal radiofréquence à l'aide d'un amplificateur de puissance radiofréquence à gain variable, qui permette de détecter la saturation de l'amplificateur PA et d'abaisser le point de fonctionnement de l'amplificateur de manière à diminuer la puissance moyenne en sortie de l'amplificateur lorsque celui-ci sature.

Plus particulièrement, l'invention propose un procédé de modulation de l'amplitude d'un signal radiofréquence à l'aide d'un amplificateur de puissance radiofréquence, comprenant les étapes consistant à : a) asservir la puissance du signal de sortie de l'amplificateur en générant un signal d'erreur entre un signal de modulation d'amplitude et un signal représentatif de la puissance du signal de sortie de l'amplificateur, à partir duquel un signal de commande du gain de l'amplificateur est généré ; b) surveiller une éventuelle saturation de l'amplificateur en comparant les phases relatives du signal d'erreur et du signal de modulation d'amplitude ; c) en cas de saturation de l'amplificateur, générer un signal de correction permettant d'abaisser le point de fonctionnement de l'amplificateur.

L'invention propose en outre un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé, comprenant : - un amplificateur de puissance radiofréquence à gain variable ; - des moyens d'asservissement de la puissance du signal de sortie de l'amplificateur, qui génèrent un signal de commande du gain de l'amplificateur à partir d'un signal d'erreur entre un signal de modulation d'amplitude et un signal représentatif de la puissance du signal de sortie de l'amplificateur ; - des moyens pour comparer les phases relatives du signal d'erreur et du signal de modulation de phase afin d'en déduire une éventuelle saturation de l'amplificateur ; et, - des moyens pour, en cas de saturation de l'amplificateur, générer un signal de correction permettant d'abaisser le point de fonctionnement de l'amplificateur.

L'invention s'applique en particulier à la restitution de la composante de modulation d'amplitude par commande du gain d'un amplificateur de puissance radiofréquence dans un générateur reposant sur la technique EER ou sur la technique OPLEER, sans toutefois que sa portée ne se limite à cette application.

L'invention propose en effet un générateur d'un signal radiofréquence ayant une composante de modulation de phase et une composante de modulation d'amplitude, comprenant : - des moyens de génération d'un signal de modulation de phase ou de fréquence et d'un signal de modulation d'amplitude ; - des moyens de modulation de phase ou de fréquence comprenant une entrée qui reçoit le signal de modulation de phase ou de fréquence, et une sortie qui délivre un signal radiofréquence d'amplitude sensiblement constante modulé en phase ou fréquence ; - un dispositif selon l'une quelconque des revendications 10 à 18, pour la modulation de l'amplitude du signal radiofréquence délivré par les moyens de modulation de phase ou de fréquence, à partir du signal de modulation d'amplitude.

L'invention propose encore un émetteur radiofréquence, par exemple un émetteur de station mobile ou de station fixe d'un système PMR, comprenant un tel générateur.

Elle propose enfin une station mobile et une station fixe d'un système de radiocommunications, par exemple un système PMR, qui comprennent un tel émetteur, ainsi qu'un système de radiocommunications, par exemple un système PMR, comprenant au moins une telle station mobile et au moins une telle station fixe. 0 D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit tre lue en regard des dessins annexés sur lesquels on a représenté : -à la figure 1, déjà analysée : un schéma illustrant le principe des techniques EER ou OPLEER ; - à la figure 2, également déjà analysée : un schéma montrant une boucle analogique d'asservissement de l'amplitude du signal de sortie de l'amplificateur de puissance radiofréquence ; - aux figures 3a et 3b d'une part, et aux figures 3c et 3d d'autre part, également déjà analysées : des graphes montrant la variation d'amplitude et le spectre du signal de sortie respectivement en l'absence de saturation et en cas de saturation de l'amplificateur ; - aux figures 4a à 4c : des graphes montrant respectivement la constellation, la spectre et la variation d'amplitude d'un signal radiofréquence comportant une composante de modulation de phase ou fréquence et une composante de modulation d'amplitude ; - à la figure 5 : la courbe de la puissance de sortie en fonction d'un signal de commande de gain d'un amplificateur de puissance radiofréquence utilisé dans le dispositif selon l'invention ; - à la figure 6 : le schéma d'un générateur d'un signal radiofréquence comprenant un dispositif selon l'invention ; - à la figure 7 : un graphe illustrant les effets d'un déplacement du point de fonctionnement de l'amplificateur de puissance radiofréquence d'un dispositif selon l'invention ;

- aux figures 8a à 8f : des graphes illustrant la comparaison des phases relatives des signaux d'erreur et du signal de modulation de phase selon l'invention ; - à la figure 9 : le schéma d'un premier exemple de réalisation d'un détecteur synchrone selon l'invention ; - à la figure 10 : le schéma d'un second exemple de réalisation d'un détecteur synchrone selon l'invention ; - à la figure 11 : le graphe de la variation d'un paramètre de pondération utilisé selon l'invention ; -à la figure 12 : un organigramme des étapes du procédé selon l'invention ; - à la figure 13 : le schéma d'un émetteur radiofréquence selon l'invention ; et, - à la figure 14 : le schéma d'un système de radiocommunications selon l'invention.

Le dispositif selon l'invention est représenté de façon schématique à la figure 6, dans son application à un générateur d'un signal radiofréquence comprenant une composante de modulation de phase ou fréquence et une composante de modulation d'amplitude et convenant pour l'émission radioélectrique via une antenne ou un câble, qui est basé sur la technique OPLEER.

Le dispositif selon l'invention s'incorpore en effet avantageusement, mais non nécessairement, dans un tel générateur. La technique OPLEER, qui a été présentée en introduction en regard du schéma de la figure 2, est particulièrement adaptée pour la transposition vers les radiofréquences et l'amplification de puissance de signaux en bande de base présentant une faible profondeur de modulation d'amplitude, c'est-à-dire une faible variation d'amplitude.

Un exemple de tel signal en bande de base est représenté sur les graphes des figures 4a, 4b et 4c. Ces figures donnent respectivement la constellation, le spectre, et la variation d'amplitude (centrée autour d'une valeur moyenne nulle) du signal. Ce signal, est par exemple obtenu par filtrage en phase et en quadrature (filtrage I et Q) d'un signal modulé en largeur

d'impulsion (modulation dite CPM, de l'anglais"Code Pulse Modulation"). II constitue un bon compromis entre occupation spectrale et sensibilité par rapport au bruit. La variation totale d'amplitude ne dépasse 1 dB, avec un rapport entre la puissance crte et la puissance rms (de l'anglais"Root-Mean- Square") inférieur à 1 dB.

Le générateur comprend des moyens pour générer un signal de modulation de phase ou de fréquence B et un signal de modulation d'amplitude C.

Dans l'exemple décrit dans la suite, on envisage une composante de modulation de phase qui est obtenue par conversion de fréquence à partir des composantes I et Q du signal correspondant en bande de base. Cette composante est ainsi déterminée par le signal de modulation de phase ou de fréquence B, qui est un signal analogique. On notera toutefois que la composante de modulation de phase peut également tre obtenue par génération numérique directe, auquel cas le signal B serait un signal numérique. De mme, on envisage l'exemple d'une composante de modulation d'amplitude qui est obtenue par redressement du signal correspondant en bande de base. Cette composante est alors déterminée par le signal de modulation d'amplitude C, qui est un signal analogique. On notera toutefois que cette composante peut également tre obtenue par génération numérique directe auquel cas le signal C serait un signal numérique. En pratique, les signaux B et C sont fournis au générateur par des moyens de codage amont.

Le signal de modulation d'amplitude C contient une composante continue VC= qui permet de définir le niveau de puissance moyen en sortie de l'amplificateur PA, et une composante alternative VC-qui définit la modulation d'amplitude proprement dite.

Pour la réalisation des moyens de modulation de phase ou de fréquence MOD, le générateur comprend une boucle à verrouillage de phase (boucle de recopie de phase), comme décrit dans le document FR 2 716 589 cité en introduction.

Pour la réalisation de l'amplificateur de puissance radiofréquence PA, le dispositif comprend avantageusement un transistor FET (de l'anglais"Field Effect Transistor", qui signifie transistor à effet de champ) ayant des

caractéristiques telles que celles représentées sur le graphe de la figure 5. Un amplificateur de ce type présente l'avantage, d'une part, d'avoir une courbe de la puissance de sortie Po qui est linéaire sur un large intervalle de la tension de commande de gain, et, d'autre part, d'avoir un rendement total Rt qui atteint sa valeur maximale pour une tension de commande correspondant à un point de fonctionnement suffisamment en retrait par rapport à la saturation. De cette manière l'amplification d'un signal du type de celui illustré aux figures 4a, 4b et 4c peut se faire sans que le rendement général de l'amplification ne soit réduit par rapport à l'amplification d'un signal à amplitude constante au point de saturation ou au-delà.

Le dispositif selon l'invention comprend en outre un amplificateur comparateur COMP, fonctionnant en amplificateur d'erreur. Il s'agit par exemple d'un amplificateur opérationnel. L'amplificateur COMP produit un signal d'erreur U entre le signal de modulation d'amplitude C et un signal L qui est représentatif de la puissance du signal de sortie G de l'amplificateur PA. Le signal L est produit par un détecteur DET à partir d'un signal H prélevé en sortie de l'amplificateur PA par un coupleur 4. L'entrée inverseuse de l'amplificateur COMP, qui reçoit le signal L (ici via un amplificateur sommateur 7 sur lequel on reviendra plus loin), est reliée à sa sortie par l'intermédiaire de deux condensateurs C2 et C3 en série. Ces condensateurs permettent d'éviter les oscillations parasites de la sortie de l'amplificateur COMP.

Le signal U peut tre appliqué sur une entrée de commande de gain de l'amplificateur PA. Les éléments précités du dispositif selon l'invention forment alors des moyens d'asservissement de la puissance du signal de sortie G de l'amplificateur PA, connus en soi, et comparables à aux éléments correspondant du générateur représenté à la figure 2.

Dans une variante représentée, toutefois, des moyens d'asservissement de la puissance du signal de sortie G du dispositif selon l'invention, comprennent en outre un amplificateur sommateur 5, fonctionnant en additionneur analogique. L'amplificateur 5 produit un signal de commande F du gain de l'amplificateur PA qui est porté sur l'entrée de commande de gain de l'amplificateur PA. Le signal F est produit par l'amplificateur 5 en additionnant le signal d'erreur U d'une part, et le signal de modulation d'amplitude C ou un

signal P d'autre part, lequel signal P étant obtenu à partir dudit signal C en appliquant à ce dernier une pré-distorsion au moyen d'un module de pré- distorsion PD. L'intért du module de pré-distorsion PD est le suivant.

Lorsqu'un signal de modulation d'amplitude est appliqué sur l'entrée de commande de gain de l'amplificateur PA, celui-ci créé une distorsion par non- linéarité. Cette distorsion peut tre au moins partiellement compensée en appliquant une pré-distorsion au signal de modulation d'amplitude qui compense ces non-linéarités.

Le signal P en sortie du module de pré-distorsion PD, c'est-à-dire le signal de modulation d'amplitude C avec pré-distorsion, est un signal qui est en phase avec le signal C. II correspond à la tension de commande qui doit tre appliquée sur l'entrée de commande de gain de l'amplificateur PA dans des conditions nominales pour que la puissance du signal de sortie G corresponde à la valeur voulue.

Le graphe de la figure 7 montre la caractéristique de l'amplificateur PA c'est-à-dire la courbe de la puissance de sortie Po en fonction de la tension de commande Vp appliquée sur l'entrée de commande de gain. Ce graphe permet d'illustrer le rôle des moyens d'asservissement de l'amplitude du signal de sortie G.

Les conditions nominales précitées correspondent à un point de fonctionnement FPO. Dans ces conditions nominales, pour obtenir un signal de sortie G avec une variation d'amplitude donnée, représentée à la figure 7 par une courbe 20, il est nécessaire d'appliquer sur l'entrée de commande de gain de l'amplificateur PA un signal de commande F ayant une variation d'amplitude donnée, représentée à la figure 7 par une courbe 10.

Si toutefois, en raison par exemple d'une variation de la tension d'alimentation ou de la température, le point de fonctionnement de l'amplificateur PA se déplace vers le haut de la caractéristique, la pente de la fonction Po = f (Vp) diminue. Ainsi par exemple, au point de fonctionnement référencé PF2 sur le graphe de la figure 7, il est nécessaire d'appliquer sur l'entrée de commande de gain de l'amplificateur PA un signal de commande F ayant la variation d'amplitude représentée par la courbe 12, qui est supérieure à celle représentée par la courbe 10. Inversement, si le point de

fonctionnement de l'amplificateur PA se déplace vers le bas de la caractéristique, la pente de la fonction Po = f (Vp) augmente. II en résulte que, par exemple au point de fonctionnement référencé PF1 sur le graphe de la figure 7, il est nécessaire d'appliquer sur l'entrée de commande de gain de l'amplificateur PA un signal de commande F ayant la variation d'amplitude représentée par la courbe 11, qui est inférieure à celle représentée par la courbe 10. Les moyens d'asservissement de l'amplitude du signal de sortie G permettent normalement de générer le signal de commande d'amplitude F qui doit tre appliqué sur l'entrée de commande de gain de l'amplificateur PA pour obtenir la variation d'amplitude désirée du signal de sortie G.

Selon une constatation qui est à la base de l'invention, on peut faire les remarques suivantes, en observant les phases relatives du signal d'erreur U d'une part et du signal de modulation d'amplitude avec pré-distorsion (signal P) ou sans pré-distorsion (signal C) d'autre part. Lorsque ces deux signaux sont en opposition de phase, la variation d'amplitude du signal de modulation d'amplitude est supérieure à la valeur normalement requise au point de fonctionnement PFO. En effet, le signal d'erreur U a alors pour effet de réduire le signal de commande d'amplitude F, assurant une puissance du signal de sortie G conforme à la valeur voulue. Le point de fonctionnement effectif est dans ce cas dans une position plus basse que celle du point de fonctionnement PFO dans les conditions nominales. Inversement, si le signal d'erreur U d'une part et le signal de modulation d'amplitude avec pré-distorsion (signal P) ou sans pré-distorsion (signal C) d'autre part, sont en phase, la variation d'amplitude du signal de modulation d'amplitude est supérieure à la valeur normalement requise au point de fonctionnement PFO. En effet, le signal d'erreur U tend alors à augmenter le signal de commande d'amplitude F. Le point de fonctionnement effectif est dans ce cas dans une position plus haute que celle du point de fonctionnement PFO dans les conditions nominales.

Si le point de fonctionnement effectif est situé trop haut sur la caractéristique de l'amplificateur PA, le signal d'erreur U peut potentiellement ne pas pouvoir atteindre une excursion suffisante pour assurer la variation d'amplitude du signal de commande F à appliquer sur l'entrée de commande

de gain de l'amplificateur de puissance. Le point de fonctionnement effectif est alors dans la zone de saturation. Dit autrement, l'amplificateur PA est saturé.

En conséquence des constatations qui précèdent, l'invention suggère de comparer les phases relatives du signal d'erreur U et du signal de modulation de phase C ou du signal de modulation de phase avec pré-distorsion P, afin d'en déduire une éventuelle saturation de l'amplificateur PA.

A cet effet, le dispositif selon l'invention comprend en outre des moyens pour comparer les phases relatives du signal d'erreur U et du signal de modulation d'amplitude C. Ces moyens comprennent des moyens de détection synchrone de la composante alternative Vu-du signal d'erreur U par rapport à la composante alternative Vc~ du signal de modulation d'amplitude C, qui produisent un signal J. Ils comprennent en outre des moyens de comparaison du signal J à un seuil, lesquels moyens de comparaison, en cas de saturation de l'amplificateur PA déterminée par le dépassement du seuil, génèrent un signal de correction W permettant d'abaisser le point de fonctionnement de l'amplificateur PA.

Les moyens de détection synchrone comprennent un détecteur synchrone SD ayant au moins deux entrées et une sortie. Une première de ces entrées reçoit la composante alternative Vu-du signal d'erreur U qui est prélevée par le condensateur C2. Une deuxième de ces entrées reçoit la composante alternative Vc~ du signal de modulation d'amplitude C par l'intermédiaire d'un condensateur C1. La sortie délivre le signal J précité.

Les graphes des figures 8a, 8b et 8c donnent une représentation respectivement de la composante alternative VC-du signal de modulation d'amplitude C, la composante alternative Vu~ du signal d'erreur U, et du signal J en sortie du détecteur synchrone SD dans le cas où les deux composantes alternatives précitées sont en opposition de phase. Les graphes des figures 8d, 8e et 8f donnent une représentation équivalente dans le cas inverse où les deux composantes alternatives précitées sont en phase.

Comme on le voit sur ces graphes, le signal J en sortie du détecteur synchrone SD correspond au signal d'erreur U pendant les alternances positives du signal de modulation d'amplitude C, et à l'inverse du signal

d'erreur U pendant les alternances négatives du signal de modulation d'amplitude C. Comme on l'aura compris, une saturation de l'amplificateur PA est déterminée lorsque le signal J est positif en dépassant un certain seuil.

Les moyens de comparaison du signal J à un seuil, qui sont utilisés pour cette détermination, comprennent par exemple un comparateur 6, ou un trigger de Schmitt ou autre. Le signal en sortie du comparateur 6 est filtré par un condensateur de lissage C4, ou un montage intégrateur ou autre. Le signal de correction W est le signal aux bornes de ce condensateur de lissage C4.

Le seuil du comparateur 6 dépend du point de fonctionnement nominal PFO de l'amplificateur PA, qui est déterminé par la composante continue Vc= signal de modulation d'amplitude C.

Le dispositif comprend en outre des moyens, tels que l'amplificateur sommateur 7 présenté plus haut fonctionnant en additionneur analogique, pour ajouter le signal de correction W au signal L représentatif de la puissance du signal de sortie G de l'amplificateur PA. Ainsi, le signal de correction W, qui est un signal continu, a pour effet de simuler une augmentation de la composante continue du signal de sortie G, en sorte que les moyens d'asservissement de l'amplitude du signal de sortie G interviennent pour abaisser le point de fonctionnement de cet amplificateur.

Sur le schéma de la figure 9, on a représenté un exemple de réalisation du détecteur synchrone SD.

Dans cet exemple, le détecteur comprend un interrupteur 90 à deux positions. Dans première position 91, l'interrupteur 90 délivre sur la sortie 98 du détecteur la composante alternative Vu~ du signal d'erreur U reçue sur une première entrée 95 du détecteur. Dans la seconde position 92, l'interrupteur 90 délivre sur la sortie 98 cette composante alternative Vu~ après inversion de celle-ci au moyen d'un amplificateur inverseur 93. L'amplificateur inverseur 93 est par exemple un montage comprenant un amplificateur opérationnel, dont le gain est égal à-1.

Le basculement de l'interrupteur 90 de l'une à l'autre des positions 91 et 92 est commandé par un signal d'activation délivré par une amplificateur comparateur 94 recevant en entrée la composante continue Vc= et la

composante alternative Vc~ du signal de modulation d'amplitude C, respectivement reçues sur une deuxième entrée 96 et une troisième entrée 97 du détecteur.

On notera que la composante continue Vc= du signal de modulation d'amplitude C s'obtient facilement, par exemple en faisant la soustraction de la composante alternative VC-et du signal de modulation d'amplitude C, par des moyens non représentés mais qui sont à la portée de l'homme du métier.

Le schéma de la figure 10 montre un autre exemple de réalisation du détecteur synchrone SD.

Dans cet exemple, le détecteur synchrone SD comprend un multiplieur symétrique 100 à deux cellules de Gilbert. Un et le multiplieur comprend quatre entrées 105,106,107 et 108 et une sortie 109. La sortie 109 du multiplieur symétrique délivre le signal J. Le multiplieur symétrique 100 est précédé d'un étage d'adaptation (non représenté) similaire à celui utilisé dans les détecteurs en quadrature servant à la démodulation de la modulation de fréquence.

La composante alternative Vu~ du signal d'erreur U, reçue sur une première entrée 103 du détecteur SD, est portée sur l'entrée 105 et, via un amplificateur inverseur 101, sur l'entrée 106 du multiplieur symétrique 100. De plus, la composante alternative Vc~ du signal de modulation d'amplitude C, reçue sur une seconde entrée 104 du détecteur SD, est portée sur l'entrée 107 et, via un autre amplificateur inverseur 102, sur l'entrée 108 du multiplieur symétrique 100.

Les amplificateurs inverseurs 101 et 102 sont par exemple réalisés par des montages respectifs comprenant chacun un amplificateur opérationnel, et dont le gain est égal à-1.

Dans un mode de réalisation avantageux, les moyens d'asservissement de la puissance du signal de sortie G de l'amplificateur PA sont agencés pour produire le signal de commande F du gain de l'amplificateur PA en ajoutant au signal de modulation d'amplitude C (ou au signal P correspondant au signal de modulation d'amplitude C avec pré-distorsion) le signal d'erreur U après pondération de celui-ci par un paramètre de pondération k, par exemple un paramètre multiplicatif. Ceci est obtenu en adaptant l'amplificateur additionneur

5 de telle sorte qu'il réalise la fonction C + k. U (ou P + k. U). Le paramètre de pondération k dépend du point de fonctionnement nominal de l'amplificateur PA, tel que déterminé par la composante continue Vc= du signal de modulation d'amplitude C.

La variation typique de la valeur du paramètre de pondération k en fonction de la composante continue Vc= du signal de modulation d'amplitude C est donnée par le graphe de la figure 11.

Au sens de la présente invention et dans la suite, on entend par valeurs faibles de la composante continue VC= du signal de modulation d'amplitude C, les valeurs inférieures à une seconde valeur déterminée V1 en dessous de laquelle le détecteur DET n'est pas linéaire. De plus, on entend par valeur élevée de la composante continue Vc= du signal de modulation d'amplitude C, des valeurs supérieures à une seconde valeur déterminée V2 à partir de laquelle le gain de l'amplificateur PA commence à diminuer.

Pour les valeurs de VC= comprises entre les valeurs V1 et V2, le paramètre k est de préférence égal à l'unité (k=1), en sorte que le signal U et le signal C (ou le signal P) sont additionnés sans pondération.

Pour les valeurs élevées de Vc=, c'est-à-dire pour les valeurs de la puissance moyenne du signal de sortie G proches de la saturation de l'amplificateur de puissance PA, la valeur du paramètre k augmente de manière à compenser la perte de gain de l'amplificateur PA (que traduit la diminution de la pente de la caractéristique de l'amplificateur PA montrée à la figure 7). De cette manière, on assure une constance du gain de boucle facilitant la réalisation du filtre de boucle passe-bas (non représenté) dont la fréquence de coupure serait sinon variable en fonction de la puissance moyenne du signal de sortie G.

Pour les faibles valeurs de Vc=, la valeur de k diminue et s'annule.

Ainsi, la contre-réaction par la boucle comprenant le coupleur 4, et le détecteur DET n'est pas utilisée dans une zone où le détecteur pourrait présenter des défauts de linéarité et où l'amplificateur PA n'en présente pas. On peut ainsi n'utiliser qu'un détecteur dont la zone de linéarité de la détection est réduite, la

pré-distorsion assurant à elle seule les corrections nécessaires dans la zone où l'amplificateur de puissance est pratiquement linéaire.

Les étapes du procédé selon l'invention sont résumées et illustrées par l'organigramme de la figure 12.

Dans une étape 73 on asservit la puissance du signal de sortie G de l'amplificateur PA en générant, dans une sous-étape 71 de l'étape 73, le signal d'erreur U entre le signal de modulation d'amplitude C et le signal L représentatif de la puissance du signal de sortie G de l'amplificateur PA. Dans une sous-étape 72 de l'étape 73, on génère alors un signal de commande F du gain de l'amplificateur PA à partir du signal d'erreur U. Dans un premier exemple, le signal de commande F est généré en additionnant le signal d'erreur U et le signal de modulation d'amplitude C. Dans une variante de cet exemple, le signal d'erreur U est additionné avec le signal de modulation d'amplitude C après une pré-distorsion de celui-ci, c'est-à-dire qu'il est en réalité additionné avec le signal P délivré par le module de pré-distorsion PD.

Dans une étape 76, on surveille une éventuelle saturation de l'amplificateur PA en comparant les phases relatives du signal d'erreur U et du signal de modulation d'amplitude C. En cas de saturation de l'amplificateur PA, on génère, dans une étape 77, un signal de correction W permettant d'abaisser le point de fonctionnement de l'amplificateur PA.

Dans un exemple, la saturation de l'amplificateur PA est surveillée, par une sous-étape 74 de l'étape 76 consistant à effectuer une détection synchrone de la composante alternative Vu~ du signal d'erreur U par rapport à la composante alternative Vc~ du signal de modulation d'amplitude C, et par une sous-étape 73 de l'étape 76 consistant à comparer le signal produit par cette détection (signal montré aux figures 8c et 8f) à un seuil, afin de générer, à l'étape 77, le signal de correction W lorsque ce seuil est dépassé.

Typiquement, le seuil dépend de la composante continue VC= du signal de modulation d'amplitude C.

De façon avantageuse, le signal de correction W est ajouté au signal L représentatif de la puissance du signal de sortie G de l'amplificateur PA, afin de faire intervenir les moyens d'asservissement de l'amplitude du signal de sortie

G pour à abaisser le point de fonctionnement de l'amplificateur PA et sortir ainsi de la zone de saturation de celui-ci.

Avant d'tre ajouté au signal de modulation d'amplitude C, le signal d'erreur U peut tre pondéré par un paramètre de pondération k, qui dépend de la composante continue Vc= du signal de modulation d'amplitude C.

La figure 13 donne le schéma d'un émetteur radiofréquence selon l'invention.

L'émetteur 60 comprend une entrée de données 100 pour recevoir un message numérique A contenant des données à émettre. Lorsque l'émetteur est utilisé dans une station mobile ou une station fixe d'un système de radiocommunications, l'entrée 100 peut tre reliée à la sortie d'un codeur de parole ou d'un codeur de canal.

L'émetteur comprend également des moyens de codage composites tels qu'un codeur 200 pour générer, à partir du message numérique A, une première suite de valeurs numériques constituant le signal de modulation de phase B, et une seconde suite de valeurs numériques constituant le signal de modulation d'amplitude C. Dans cet exemple, le signal B et le signal C sont donc des signaux numériques.

L'émetteur comprend en outre, en aval du codeur 200, un générateur 300 d'un signal radiofréquence comprenant une composante de modulation de phase et une composante de modulation d'amplitude, tel que décrit ci-dessus en regard de la figure 6.

L'émetteur comprend enfin une antenne radiofréquence 400, reliée à la sortie du générateur 300. Cette antenne permet l'émission du signal radiofréquence modulé en phase et en amplitude G sur le canal de transmission. En variante, l'antenne 400 peut tre remplacée par un câble.

A la figure 14, on a représenté de façon schématique un système de radiocommunications selon l'invention. Le système 70 comprend un sous- système réseau, représenté symboliquement par un nuage 73. II comprend aussi un sous-système radio, comprenant des stations mobiles 71 et/ou des stations fixes 72. Les stations mobiles 71 sont par exemple des terminaux portables ou portatifs. Les stations fixes 72 sont par exemple des stations de base, assurant l'interface radio avec les stations mobiles qui se trouvent à

l'intérieur de leur zone de couverture radio. En variante, il peut s'agir de terminaux fixes.

Selon l'invention, au moins une station fixe 71 et/ou au moins une station mobile 72 du système 70 sont équipées d'un émetteur radiofréquence 60 conforme au schéma de la figure 12.