Titre de l’invention : Procédé de commande d’un chargeur électrique bidirectionnel.

[1] La présente invention se rapporte à un procédé de commande d’un chargeur de batterie d’accumulateurs électriques bidirectionnel.

[2] Un chargeur de batterie d’accumulateurs électriques classique est unidirectionnel en ce sens qu’il permet uniquement de recharger les accumulateurs électriques depuis un réseau externe d’alimentation électrique, ce qu’on appelle communément le sens de charge ou encore sens direct.

[3] Un tel chargeur de batterie d’accumulateurs électrique unidirectionnel comprend généralement un étage de correction du facteur de puissance, aussi connu sous son abréviation anglophone PFC, et un étage de conversion continu-continu, plus généralement appelé étage DC-DC.

[4] Cependant, il est utile que les chargeurs d’accumulateurs puissent aussi délivrer l’électricité accumulée à un réseau électrique externe, en source de courant, ou de remplacer un réseau et fonctionner en source de tension sur laquelle viennent se brancher des charges ; on parle alors de chargeurs bidirectionnels et dans le contexte de véhicules automobiles d’usage V2X, pour Vehicle to everything ou V2G pour Vehicle to Grid. La fourniture de courant par la batterie d’accumulateurs électriques au réseau externe étant dit sens de décharge, ou encore sens indirect.

[5] On connaît notamment des chargeurs bidirectionnels, tel que celui du document

FR3014260 Al, qui décrit un chargeur à DC-DC résonnant du type en montage LC série. Cependant, Un tel montage ne permet pas de changer de type de conversion d’énergie car son gain est toujours inférieur à 1.

[6] On connaît aussi un chargeur bidirectionnel (ou réversible) pour des applications à forte densité de puissance tel que représenté en figures 1 à 3 de l’art antérieur, qui met en œuvre un convertisseur DC-DC du type LLC résonant à pont complet et un convertisseur AC-DC à topologie de Vienne.

[7] D’un manière générale un chargeur bidirectionnel 1, en référence aux figures 1 à

3 d’art antérieur, est connecté d’une part à la batterie 110 du véhicule automobile et d’autre part est destiné à pouvoir être connecté à un réseau électrique alternatif 100.

[8] Ce chargeur bidirectionnel 1 comprend un convertisseur AC-DC bidirectionnel

130 relié par un bus continu 150, dit bus DC 150, à un convertisseur DC-DC bidirectionnel 140. Ces deux convertisseurs 130,140 sont commandés par un dispositif de contrôle, aussi appelé contrôleur 120.

[9] Le convertisseur AC-DC bidirectionnel 130 représenté figure 2 comprend une topologie de Vienne connue de l’art antérieur.

[10] La topologie de Vienne aussi dit circuit redresseur de Vienne est l'un des correcteurs de facteur de puissance, aussi appelé PFC, Power Factor Correction, triphasés les plus couramment utilisés pour les applications de forte puissance.

[11] Comme représenté en figure 2, les principaux composants de la topologie du redresseur de Vienne bidirectionnel à trois niveaux sont trois inductances d'amplification 131, trois branches de phase 132, trois bras de pont de puissance 135 et deux condensateurs 133, 134 côté courant continu.

[12] Chaque branche de phase 132 est constituée de deux MOSFET qui garantissent le fonctionnement bidirectionnel du convertisseur CA-CC. Chaque bras de pont de puissance 135 est constitué de deux commutateurs en série inversés qui permettent un flux de courant bidirectionnel.

[13] Le convertisseur DC-DC LLC 140 résonant à pont complet, selon la figure 3, comprend un pont complet de commutation 11 générant un signal ou courant carré excitant un circuit LLC 12, composé d’un condensateur série Cr et de deux inductances, une inductance série Lr et une inductance Lm en parallèle du bobinage primaire d’un transformateur 13. Le circuit LLC 12 produit alors un courant sinusoïdal résonant dans le transformateur 13 qui est redressé par le pont redresseur 14, puis transmis à la batterie 16, connectée en parallèle à une capacité de lissage non représentée. La tension aux bornes de cette capacité de lissage est référencée Vbat car égale à la tension aux bornes de la batterie 16. Le convertisseur 11 est connecté en entrée (dans le mode charge) à un bus continu de tension VDC représenté par une capacité sur la figure 1. Autrement dit en mode charge le pont complet 11 est alimenté par ce bus continu de tension VDC- Le pont complet 11 comporte quatre cellules de commutation SI à S4 bidirectionnelles, le pont redresseur 14 (en mode charge) est également un pont complet comportant quatre cellules de commutation S5 à S8 bidirectionnelles.

[14] En d’autres termes le convertisseur résonnant bidirectionnel DC-DC LLC 140, présenté sur la figure 3, se compose de deux ponts complets séparés par un transformateur avec un rapport de tours égal à n et une interface entre la tension de la batterie et la haute tension du bus DC.

[15] Le réservoir résonant est constitué d'un condensateur série Cr, d'une inductance série Lr, d'une inductance parallèle magnétisante Lm.

[16] Cl est le condensateur du bus DC, VDC est la tension du bus DC, Vbat est la tension de la batterie, et P la puissance du convertisseur.

[17] Le réservoir résonant est directement lié à un transformateur haute fréquence qui permet une isolation galvanique du chargeur.

[18] Pour les convertisseurs résonants DC-DC LLC 140, la stratégie de modulation la plus fréquemment mise en œuvre est la modulation de fréquence d'impulsion généralement connue sous son appellation anglophone de Puise Frequency Modulation, abrégé PFM. Elle consiste à faire varier la fréquence de commutation des signaux de commande des MOSFET avec un rapport cyclique fixe.

[19] En mode G2V, les MOSFET de puissance du pont complet du côté primaire du transformateur sont commandés en complément avec un rapport cyclique de 0,5 ignorant le temps mort, où les MOSFET du pont complet du côté secondaire sont ouverts (OFF).

[20] En mode V2G, les MOSFET du pont complet du côté secondaire sont commandés et ceux du pont complet du côté primaire sont ouverts.

[21] Une stratégie de contrôle PFM basée sur une méthode d'inversion de gain a été développée dans le document FRI 856534 assurant une réponse plus stable par rapport aux perturbations du courant continu à l'entrée DC-DC.

[22] La zone de faisabilité de la fréquence de commutation est comprise entre 60 et 200 kHz pour garantir la condition dite Z VS (Zero Voltage Switching). Cette condition de faisabilité de la fréquence constitue un problème quant à la minimisation des coûts liés à l'implémentation logicielle (en particulier liée au fonctionnement du FPGA) et matérielle (concernant le dimensionnement du chargeur) dans le chargeur du véhicule électrique.

[23] Cependant, lorsque la stratégie PFM est adoptée pour une application à large plage d'entrée/sortie dans le chargeur de batterie embarqué en modes G2V et V2G, une large plage de fréquences de commutation est nécessaire pour répondre à l'exigence de gain de tension du système dans les deux directions de charge.

[24] Cette large plage de fréquences de commutation entraîne une perte d'opération de commutation douce, ce qui se traduit par un faible rendement de conversion et des performances de contrôle.

[25] Les figures 4a et 4b représentent les fréquences de commutation obtenues à partir de la méthode d'inversion de gain décrit dans le document FRI 856534, respectivement dans les modes G2V et V2G par rapport aux variations de tension et de puissance de la batterie.

[26] On remarque que dans chaque figure 4a et 4b est présent une zone 20, 20’ de fonctionnement où la fréquence de commande est saturée à 200 kHz, qui est la fréquence de commutation maximale autorisée.

[27] En mode G2V, il existe une zone de taille réduite de saturation de la fréquence lors du fonctionnement dans la zone de faible tension de la batterie et de faible puissance.

[28] En mode V2G, il existe une importante zone de saturation de fréquence.

[29] Le fonctionnement en zone de saturation génère un rendement faible et provoque une erreur importante de régulation de la tension du bus DC avec la stratégie PFM.

[30] Aussi il existe le besoin de trouver une solution pour permettre de réguler la tension du bus DC d’un chargeur bidirectionnel même lorsque le convertisseur LLC est saturé à des fréquences supérieures à 200KHz, évitant ainsi une perte de régulation du bus DC.

[31] A cet effet, on propose un procédé de régulation d’un chargeur bidirectionnel comprenant un convertisseur AC -DC bidirectionnel connecté par un bus continu à un convertisseur DC-DC bidirectionnel, ledit chargeur étant connecté d’une part à une batterie électrique et d’autre part à un réseau électrique alternatif, ledit chargeur étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie.

[32] Le procédé comprend une étape de détermination d’une zone de fonctionnement du convertisseur DC-DC bidirectionnel, choisie parmi une zone saturée et une zone non saturée, en fonction du mode de fonctionnement du chargeur, en charge ou en décharge, en fonction de la tension de la batterie et en fonction de la puissance de la batterie ; le procédé met en œuvre un ensemble d’étapes de régulation de la tension du bus continu comprenant :

- si le véhicule fonctionne en mode décharge et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, une régulation par modulation par changement de phase, plus généralement connu sous son appellation anglophone de Phase Shift Modulation, abrégé PSM;

- si le véhicule fonctionne en mode charge (G2V) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, on ajoute à la demande de puissance la sortie du régulateur de bus continu DC-DC de sorte à réaliser une correction en puissance ;

- si le véhicule fonctionne en mode charge (G2V) ou décharge (V2G) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone non-saturée, une régulation du bus continu par modulation de fréquence d’impulsion (PFM)comprenant :

- Une sous-étape de calcul d’une fréquence de commutation feedforward obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC, de la tension de la batterie et d’une valeur de référence de la tension du bus continue ;

- Une sous-étape de calcul d’une valeur de régulation d’un régulateur proportionnel intégral, fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ;

- une sous-étape de sommation de la valeur de régulation calculée avec la fréquence de commutation feedforward, de sorte à annuler l’erreur de tension du bus continu ;

- Une régulation du bus continu comprenant l’ajout de la demande de puissance à la sortie du régulateur de bus continu.

Le procédé mettant aussi en œuvre un ensemble d’étapes de régulation des courants de réseau par Modulation de Largeur d’impulsion, dite ML1 ou généralement connu sous son appellation anglophone de Pulse Wide Modulation, abrégé PWM comprenant :

- Une étape de calcul d’un paramètre d’entrée pour générer des courants de référence, calculée de sorte que : o Si le chargeur fonctionne en mode charge et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, le paramètre d’entrée est la somme de la demande en puissance du chargeur avec la valeur de régulation calculée pour la régulation du bus continu ; o Sinon, le paramètre d’entrée est la valeur de la demande en puissance du chargeur ;

- Une étape de génération de courants de consigne fonction des tensions de phases mesurées et du paramètre d’entrée calculé ; et

- Une étape de régulation du courant adapté à définir des rapports cycliques en fonction des courants de consigne ; et

- Une étape de régulation des courants de réseau par modulation par largeur d’impulsion ML! fonction desdits rapports cycliques, fournissant des signaux de commande du convertisseur AC-DC bidirectionnel.

[33] Ainsi, on peut commander le chargeur en tenant compte des zones de saturation de fréquence de commutation du convertisseur DC-DC bidirectionnel sans perte de régulation du bus continu.

[34] Avantageusement, lorsque le chargeur fonctionne en mode charge et lorsque le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, la tension de référence du bus continu est variable, fonction de la tension mesurée de la batterie.

[35] En effet, la variation de courant de consigne entraînant la génération d’une puissance de sortie supérieure à la puissance maximale, on fait varier la référence du bus continu en fonction de la tension de la tension de la batterie.

[36] En particulier, ladite tension de référence est choisie dans une cartographie prédéterminée. Ce qui permet un calcul rapide de la tension de référence du bus continu dans le cas du mode charge avec convertisseur DC-DC en zone saturée.

[37] En particulier la régulation par modulation par changement de phase comprend :

- Une sous-étape de calcul d’un décalage de phase feedforward obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC, de la tension de la batterie et de la valeur de référence de la tension du bus continu ;

- Une sous-étape de calcul d’une valeur de régulation de phase par un régulateur proportionnel intégral, fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ; - une sous-étape de sommation de la valeur de régulation de phase calculée avec le décalage de phase feedforward.

[38] L’invention concerne aussi un dispositif de régulation d’un chargeur bidirectionnel comprenant un convertisseur AC -DC bidirectionnel connecté par un bus continu à un convertisseur DC-DC bidirectionnel, ledit chargeur étant connecté d’une part à une batterie électrique et d’autre part à un réseau électrique alternatif, ledit chargeur étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie ;

Le dispositif comprenant des moyens de détermination d’une zone de fonctionnement du convertisseur DC-DC bidirectionnel, choisie parmi une zone saturée et une zone non saturée, en fonction du mode de fonctionnement du chargeur, en charge ou en décharge, en fonction de la tension de la batterie et en fonction de la puissance de la batterie ; le dispositif comprenant des moyens de mise en œuvre un ensemble d’étapes de régulation de la tension du bus continu comprenant :

- si le véhicule fonctionne en mode décharge et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, une régulation par modulation par changement de phase PSM,

- si le véhicule fonctionne en mode charge G2V et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, on ajoute à la demande de puissance la sortie du régulateur de bus continu DC-DC de sorte à réaliser une correction en puissance ;

- si le véhicule fonctionne en mode charge G2V ou décharge V2G et si le convertisseur DC-DC est dans une zone non-saturée, une régulation du bus continu par modulation de fréquence d’impulsion PFM comprenant :

- Une sous-étape de calcul d’une fréquence de commutation feedforward obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC, de la tension de la batterie et d’une valeur de référence de la tension du bus continue ;

- Une sous-étape de calcul d’une valeur de régulation d’un régulateur proportionnel intégral, fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ;

- une sous-étape de sommation de la valeur de régulation calculée avec la fréquence de commutation feedforward, de sorte à annuler l’erreur de tension du bus continu ;

Le dispositif comprenant aussi des moyens de mise en œuvre d’un ensemble d’étapes de régulation des courants de réseau par modulation de largeur d’impulsion MLI comprenant :

- Une étape de calcul d’un paramètre d’entrée pour générer des courants de référence, calculée de sorte que : o Si le chargeur fonctionne en mode charge et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, le paramètre d’entrée est la somme de la demande en puissance du chargeur avec la valeur de régulation calculée pour la régulation du bus continu; o Smon, le paramètre d’entrée est la valeur de la demande en puissance du chargeur ;

- Une étape de génération de courants de consigne fonction des tensions de phases mesurées et du paramètre d’entrée calculé ; et

- Une étape de régulation du courant adapté à définir des rapports cycliques en fonction des courants de consigne ; et

- Une étape de régulation des courants de réseau par modulation par largeur d’impulsion MLI fonction desdits rapports cycliques, fournissant des signaux de commande du convertisseur AC-DC bidirectionnel.

[39] Le dispositif de régulation pouvant être un calculateur embarqué, un processeur, un micro-processeur, un FPGA, un « System on a Chip » (SoC) pour nommer un système embarqué sur un seul circuit intégré, ou un microcontrôleur.

[40] L’invention concerne aussi un système électrique comprenant un chargeur bidirectionnel comprenant un convertisseur AC-DC bidirectionnel connecté par un bus continu à un convertisseur DC-DC bidirectionnel, ledit chargeur étant connecté d’une part à une batterie électrique et d’autre part à un réseau électrique alternatif, ledit chargeur étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie, le système électrique comprenant aussi un dispositif de régulation tel que décrit précédemment.

[41] L’invention concerne aussi un véhicule automobile électrique comprenant un système électrique tel que décrit précédemment.

[42] D’autres particularités et avantages de l’invention ressortiront à la lecture de la description faite ci-après d’un mode de réalisation particulier de l’invention, donné à titre indicatif mais non limitatif, en référence aux dessins annexés sur lesquels :

[43] [Fig. 1] est une représentation schématique d’un chargeur bidirectionnel connu de l’art antérieur ;

[44] [Fig. 2] est une vue schématique d’un convertisseur AC-DC bidirectionnel d’un chargeur selon la figure 1 ;

[45] [Fig. 3] est une vue schématique d’un convertisseur DC-DC bidirectionnel d’un chargeur selon la figure 1 ;

[46] [Fig. 4a] et [Fig. 4b] sont des représentations des fréquences de commutation du convertisseur DC-DC bidirectionnel de la figure 3 en fonction de la tension de la batterie et de la puissance du chargeur de la figure 1 ;

[47] [Fig. 5] est une représentation schématique d’une régulation dite par modulation de la fréquence d’impulsion du convertisseur DC-DC de la figure 3 ;

[48] [Fig. 6] est une représentation schématique d’une régulation dite par modulation par changement de phase du convertisseur DC-DC de la figure 3 ;

[49] [Fig. 7] est une représentation schématique d’une régulation dite par modulation de largeur d’impulsion du convertisseur AC-DC de la figure 2 ;

[50] [Fig. 8] est une représentation schématique d’une autre régulation dite par modulation de largeur d’impulsion du convertisseur AC-DC de la figure 2 ; et

[51] [Fig. 9] est une représentation d’une cartographie de la tension de référence du bus continu Vdc ^ref en fonction de la tension de la batterie Vbat.

[52] L’invention se propose de contrôler un chargeur bidirectionnel 1 selon les figures 1 à 3 d’art antérieur et tel qu’exposé précédemment.

[53] A cet effet dans son fonctionnement nominal le convertisseur est contrôlé en utilisant deux stratégies de contrôle indépendantes :

[54] 1- l’étage du convertisseur DC-DC LLC pour réguler le bus continu DC

[55] 2- le convertisseur AC-DC avec étage de topologie de Vienne pour réguler les courants de réseau.

[56] Dans une étape préliminaire le procédé met en œuvre une étape de détermination d’une zone de fonctionnement du convertisseur DC-DC bidirectionnel (140), choisie parmi une zone saturée (20, 20’) et une zone non saturée, en fonction du mode de fonctionnement du chargeur (1), en charge ou en décharge, en fonction de la tension de la batterie (Vbat) et en fonction de la puissance (P) de la batterie.

[57] En particulier en référence aux figures 4a et 4b, on détermine sur, compte tenu du mode de fonctionnement désiré, le convertisseur DC-DC va travailler dans sa zone saturée ou non.

[58] En fonction de cette détermination le procédé va procéder comme suit :

1) Lorsque le chargeur fonctionne en charge (G2V) a. Si le convertisseur DC-DC est en zone saturée i. La régulation du bus continu est réalisée par la stratégie de commande du convertisseur AC-DC, tel que représenté Figure 8. La régulation du bus DC est ajoutée à la demande de puissance pour générer la nouvelle consigne du courant. Alors la stratégie MLI du convertisseur AC-DC va régler le courant réseau et la tension du bus continu, comme un contrôle en cascade ; ii. La régulation des courants de réseau est réalisée en fonction du régulateur du bus continu, tel que décrit ci- après ; b. Si le convertisseur DC-DC n’est pas en zone saturée i. La régulation du bus continu est réalisée par une méthode PFM ; ii. La régulation des courants de réseau est réalisée par une régulation MLI ;

2) Lorsque le chargeur fonctionne en décharge a. Si le convertisseur DC-DC est en zone saturée i. La régulation du bus continu est réalisée par la méthode de PSM ; ii. La régulation des courants de réseau est réalisée par une régulation MLI ; b. Si le convertisseur DC-DC n’est pas en zone saturée i. La régulation du bus continu est réalisée par une méthode PFM ; ii. La régulation des courants de réseau est réalisée par une régulation MLI.

[59] Toutes ces régulations sont décrites plus en détail ci-après.

[60] En ce qui concerne l'étage du convertisseur LLC DC-DC, le convertisseur LLC est contrôlé en mettant en œuvre une stratégie par PFM, basée sur l'inversion de gain.

[61] Cette stratégie PFM, en référence à la figure 5, est ici employée lorsque le chargeur fonctionne en mode charge G2V, si le convertisseur LLC DCDC est en zone non saturée, et en mode décharge V2G si le convertisseur LLC DCDC est en zone non saturée.

[62] Cette approche consiste à réguler la tension du bus continu V _dc en faisant varier la fréquence de commutation f.

[63] Ainsi on calcule 51 une fréquence de commutation de type « par anticipation » en anglais feedforward f ₀ est obtenue par inversion de gain en fonction de la puissance du convertisseur P, de la tension de la batterie V _bat et de la référence de tension du bus continu V _dCre ^..

[64] Elle est ajoutée 53 à une sortie du contrôleur Proportionnel-Intégral PI 52, AF pour annuler l'erreur de tension du bus CC.

[65] Ce contrôleur PI 52 recevant en entrée l’erreur entre la tension de la batterie V _bat et la référence de tension du bus continu V _dCre ^.

[66] La précision de la régulation de la tension du bus continu est toutefois perdue lorsque le point de fonctionnement se trouve dans les zones de saturation 20 des deux modes de fonctionnement, en charge G2V et en décharge V2G car la fréquence de commutation est saturée à 200 kHz, qui est la fréquence de commutation maximale autorisée.

[67] Lorsque le chargeur fonctionne en mode décharge et en zone saturée, on met alors en œuvre, en référence à la figure 6, une approche par PSM, telle que décrite dans la publication scientifique H. A. Attar, M. Ghanes, M. Hamida and M. Taleb, "Control strategies design and comparison of DC-DC LLC converter in V2X mode for electric vehicle charger application" 2021 IEEE Conference on Control Technology and Applications (CCTA), 2021, pp. 1154- 1159, doi: 10.1109/CCTA48906.2021.9659000.

[68] La régulation PSM comprend : [69] Le calcul 61 d’un décalage de phase feedforward 6 ₀ obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC 140, de la tension de la batterie Vbat et de la valeur de référence de la tension du bus continu VDCref ;

[70] Le calcul 62 d’une valeur de régulation de phase par un régulateur proportionnel intégral PI, fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ;

[71] Et la sommation 63 de la valeur de régulation de phase calculée avec le décalage de phase feedforward

[72] Au niveau de l’étage de conversion AC -DC avec topologie de Vienne, le convertisseur AC -DC est commandé notamment sur la base de la loi de commande divulguée dans la demande d’art antérieur FR3061819 AL

[73] En référence aux figures 7 et 8, on met en œuvre une étape de génération 71, 81 des courants de consigne i _x ^r ^ pour la stratégie de contrôle AC-DC, avec x G [1,3], x indiquant la phase électrique.

[74] Les courants de consignes i _x ^r ^ sont calculés de deux manières en fonction du mode de fonctionnement du chargeur et de la zone de fonctionnement du DCDC.

[75] A cet effet on définit un paramètre d’entrée pour générer des courants de référence, calculée de sorte que :

[76] Si le chargeur fonctionne en mode charge G2V et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, le paramètre d’entrée est la somme 80 de la demande en puissance du chargeur P _re f avec la valeur de régulation calculée pour la régulation du bus continu tel que représenté figure 8.

[77] Ainsi, la sortie du régulateur du bus continu représente une correction de puissance permettant de générer la nouvelle consigne du courant.

[78] Autrement dit en mode charge G2V et en zone saturée, on ne met pas en œuvre une correction de fréquence mais une correction de puissance. Ainsi, la stratégie MLI du convertisseur AC-DC va régler le courant réseau et la tension du bus continu, par analogie avec un contrôle en cascade.

[79] Sinon, le paramètre d’entrée est la valeur de la demande en puissance du chargeur P _re f, tel que représenté figure 7.

[80] Ainsi, les courants de consigne i _x ^r ^ , i _x ^e ^ sont générés en fonction de la mesure de la tension de phase U™y ^S (x, y représentant deux phases différentes) et du paramètre d’entrée.

[81] On met ensuite en œuvre une étape de régulation du courant 82 permettant de définir les rapports cycliques nécessaires D, D* pour la commande des courants de réseau sinusoïdaux.

[82] Ces rapports cycliques D, D* sont calculés en fonction des courants de consigne générés i _x ^r , i _x ^r ^ et en fonction de la mesure du courant de phase i™ ^es et de la mesure de la tension de phase U _X y ^S .

[83] On met ensuite en œuvre une stratégie par ML1 ou PWM 73, pour générer les signaux de commande des MOSFET en fonction des rapports cycliques D calculés.

[84] Cette MLI permet ainsi de générer les signaux de régulation Sx des courants de réseau, ces signaux de régulation Sx commandant le convertisseur AC-DC bidirectionnel 130.

[85] Dans cette stratégie, on suppose toutefois que la tension du bus continu à la sortie de l'étage du convertisseur PFC AC-DC est constante, puisque le convertisseur LLC DC-DC la contrôle.

[86] Toutefois dans le mode charge G2V et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, ou le paramètre d’entrée est fonction de la demande en puissance du chargeur P _re f et de la valeur de régulation calculée pour la régulation du bus continu, la variation du courant de consigne entraîne toutefois la génération d'une puissance de sortie supérieure à la puissance maximale.

[87] Aussi, afin d’éviter ce problème, la référence du bus continu Vdc ^ref est modifiée sur la base d'une cartographie prédéterminée, qui donne la référence du bus continu Vd _C ^ref en fonction de la tension de la batterie Vbat.

Un exemple de variation de la référence du bus continu Vdc ^ref par rapport à la tension de la batterie est présentée dans la figure 9.