La présente invention concerne le domaine des convertisseurs de tension continu-continu, et plus particulièrement un convertisseur de tension continu-continu destiné à être embarqué dans un véhicule automobile à moteur thermique, par exemple pour fournir l’énergie nécessaire au pilotage des injecteurs de carburant.

Dans un véhicule automobile à moteur thermique, il est connu d’utiliser un convertisseur de tension continu-continu, également connu sous le nom de DCDC, afin de fournir l’énergie nécessaire au pilotage des injecteurs de carburant. Un tel convertisseur permet notamment de transformer la tension fournie par la batterie du véhicule, par exemple de l’ordre de 12 V, en une tension de sortie cible plus élevée, par exemple de 65 V, qui permet de recharger une capacité dite « intermédiaire » connectée en sortie du convertisseur et qui fournit du courant à un module de pilotage permettant, sur commande d’un calculateur, de piloter les injecteurs de carburant.

Ainsi, lorsque le calculateur commande le module de pilotage, ce dernier utilise le courant fourni par la capacité intermédiaire pour piloter les injecteurs de carburant. Ce faisant, la capacité intermédiaire se décharge et le convertisseur s’active alors pour la recharger jusqu’à ce que la tension de sortie remonte jusqu’à sa valeur cible.

Le principe de fonctionnement interne du convertisseur consiste à charger une bobine avec le courant fourni par la batterie et à couper le courant cycliquement, à l’aide d’un interrupteur, notamment d’un transistor, par exemple de type MOS. Lorsque l’interrupteur est fermé, la bobine se charge, et lorsque l’interrupteur est ouvert, l’énergie stockée dans la bobine est transmise sous la forme d’un courant à la capacité intermédiaire afin de la recharger. L’alternance des états fermés et ouverts de l’interrupteur génère ainsi un courant en dents de scie, appelé courant de pic.

L’intensité de ce courant de pic permet à la tension de sortie de remonter plus ou moins vite. Ainsi, lorsque l’intensité du courant de pic est élevée, la tension de sortie du convertisseur remonte rapidement après une chute de tension et, à l’inverse, lorsque l’intensité du courant de pic est faible, la tension de sortie du convertisseur remonte lentement. Dans les deux cas, le convertisseur cesse de produire le courant de pic lorsque la tension de sortie atteint sa valeur cible.

En outre, plus la tension d'entrée fournie par la batterie d’alimentation du véhicule est faible, plus il est nécessaire d’augmenter l’intensité du courant de pic requis pour que la tension de sortie du convertisseur remonte jusqu’à sa valeur cible. Dans ce cas, les composants électroniques du convertisseur se mettent à chauffer, ce qui peut entraîner des pertes importantes pouvant endommager le convertisseur. En outre, lorsque la tension d’entrée est trop faible, le courant de pic n’atteint pas la valeur de crête nécessaire pour que la tension de sortie du convertisseur remonte jusqu’à sa valeur cible, ce qui diminue considérablement le rendement du convertisseur.

Afin de remédier en partie à ces inconvénients, une solution connue consiste à utiliser un comparateur pour comparer la valeur de la tension d’entrée à un seuil plancher prédéterminé et à arrêter la commande du transistor lorsque ladite valeur descend en-dessous dudit seuil plancher. Le seuil plancher de coupure du convertisseur est déterminé par la surchauffe du convertisseur à haute température ambiante. Or, les tensions d’alimentation demandées, notamment en milieu automobile, sont plus basses aux températures froides qu’aux températures ambiantes chaudes. Un plancher de tension d’alimentation constant en température ne permet donc pas d’optimiser le dimensionnement du convertisseur. En effet, un seuil plancher constant amène à sur- dimensionner le convertisseur afin d’abaisser le plancher de surchauffe au niveau de la tension d’alimentation exigée aux basses températures, ce qui présente un inconvénient important.

Une autre solution connue consiste à utiliser un comparateur pour comparer la valeur de la tension de sortie à un seuil plancher prédéterminé et à arrêter la commande du transistor lorsque ladite valeur descend endessous dudit seuil plancher. Une coupure basée sur un seuil plancher de la tension de sortie peut conduire à un arrêt du convertisseur au bout d’un temps relativement long lorsque le courant de pic ne parvient pas à atteindre sa valeur crête. Dans ce cas, le convertisseur ne fournit pas ou très peu de puissance pendant un temps très long, soit le temps de décharge de la capacité intermédiaire additionné au délai de refroidissement nécessaire qui s’en suit, ce qui présente là encore un inconvénient important.

Il existe donc le besoin d’une solution simple, rapide, fiable, peu onéreuse et efficace pour optimiser la commande en courant de pic du convertisseur.

A cette fin, l’invention a tout d’abord pour objet un procédé de contrôle d’un convertisseur de tension continu-continu pour le pilotage en courant d’au moins un injecteur de carburant d’un moteur thermique de véhicule automobile, ledit convertisseur comprenant un module de contrôle et une bobine à induction reliée à un transistor à effet de champ comprenant un drain, une source et une grille, ladite grille étant reliée au module de contrôle afin que ledit module de contrôle commande le transistor dans un état passant du courant entre le drain et la source, ou dans un état bloquant du courant entre le drain et la source, l’alternance des états passants et bloquants du transistor générant un courant en dents de scie appelé courant de pic, dont l’intensité est bornée par une valeur maximum dite « crête » et qui permet au convertisseur de délivrer une tension de sortie aux bornes d’une capacité dite « intermédiaire » dont la décharge est commandée par un calculateur via un module de pilotage afin de commander au moins un injecteur de carburant, le convertisseur étant configuré pour faire tendre ladite tension de sortie vers une valeur cible, le procédé étant remarquable en ce qu’il comprend les étapes de :

• lorsque le transistor est commuté de l’état bloquant à l’état passant, déclenchement d’un compteur de mesure de temps,

• si au bout d’une durée dite « d’observation » prédéterminée, l’intensité du courant de pic n’a pas atteint sa valeur maximum, commande du transistor pour que ledit transistor commute de l’état passant à l’état bloquant,

• maintien du transistor à l’état bloquant pendant une durée dite « de refroidissement » prédéterminée,

• commande du transistor pour que ledit transistor commute à l’état passant à l’expiration de la durée de refroidissement.

Le procédé selon l’invention permet ainsi, en observant que le courant de pic n’atteint pas rapidement sa valeur crête, synonyme d’une tension d’entrée trop faible du convertisseur, de stopper le convertisseur pendant un délai prédéterminé afin de permettre à ses composants de refroidir et de réduire ainsi les pertes tout en limitant sa baisse de rendement. Il est à noter que le convertisseur étant réactivé rapidement après chaque arrêt, cela permet de maintenir une fraction de la puissance de sortie, lors de la basse tension d’alimentation. Par ailleurs, à des températures froides, ces arrêts du convertisseur se produisent naturellement à une tension plus basse qu’à haute température ambiante (baisse des résistances à froid), ce qui permet donc de continuer à fonctionner à froid à des tensions inférieures et de satisfaire plus facilement aux exigences du client.

De manière préférée, la durée d’observation prédéterminée est comprise entre 50 et 100 microsecondes.

Avantageusement, la durée de refroidissement prédéterminée est comprise entre 0 et 2000 microsecondes. La durée peut être nulle notamment dans le cas (durée zéro si la durée d’observation suffit à protéger le convertisseur) Il ne manquerait pas quelque chose ? on dirait que la phrase est inachevée

L’invention concerne également un convertisseur de tension continu-continu pour le pilotage en courant d’au moins un injecteur de carburant d’un moteur thermique de véhicule automobile, ledit convertisseur comprenant un module de contrôle et une bobine à induction reliée à un transistor à effet de champ comprenant un drain, une source et une grille, ladite grille étant reliée au module de contrôle afin que ledit module de contrôle commande le transistor dans un état passant du courant entre le drain et la source ou dans un état bloquant du courant entre le drain et la source, l’alternance des états passants et bloquants du transistor générant un courant en dents de scie appelé courant de pic, dont l’intensité est bornée par une valeur maximum dite « crête » et qui permet au convertisseur de délivrer une tension de sortie aux bornes d’une capacité dite « intermédiaire » dont la décharge est commandée par un calculateur via un module de pilotage afin de commander au moins un injecteur de carburant, le convertisseur étant configuré pour faire tendre ladite tension de sortie vers une valeur cible. Le module de contrôle est configuré pour :

• commuter le transistor de l’état bloquant à l’état passant,

• déclencher un compteur de mesure de temps lorsque le transistor est commuté à l’état passant,

• si au bout d’une durée dite « d’observation » prédéterminée, l’intensité du courant de pic n’a pas atteint sa valeur maximum, commander le transistor pour que ledit transistor commute de l’état passant à l’état bloquant,

• maintenir le transistor à l’état bloquant pendant une durée dite « de refroidissement » prédéterminée,

• commander le transistor pour que ledit transistor commute à l’état passant à l’expiration de la durée de refroidissement.

De préférence, le module de contrôle comprend le compteur de mesure du temps que met le courant de pic à atteindre ou non sa valeur crête.

Avantageusement, le module de contrôle comprend un comparateur de la tension définie aux bornes d’un shunt de mesure de courant, connecté entre la source du transistor et le masse, et d’une tension de référence représentant la valeur crête du courant de pic.

Selon un aspect de l’invention, le module de contrôle comprend une porte logique de type OU dont une première entrée est reliée à la sortie du compteur et une deuxième entrée est reliée à la sortie du comparateur.

Avantageusement, le module de contrôle comprend une unité logique configurée pour envoyer des signaux de commande de la grille du transistor afin que ledit transistor bascule dans un état passant ou dans un état bloquant.

Avantageusement encore, le module de contrôle comprend une bascule logique, par exemple de type RS-Q, qui reçoit sur une première entrée les signaux de commande envoyés par l’unité logique afin de commuter le transistor à l’état passant et, sur une deuxième entrée, la sortie de la porte logique afin de commuter le transistor à l’état bloquant.

Selon un aspect de l’invention, le module de contrôle comprend un driver recevant en entrée la sortie de la bascule logique et fournissant en sortie une tension de commande de la grille du transistor pour le commuter à l’état passant ou bloquant. L’invention concerne enfin un véhicule automobile comprenant un convertisseur tel que présenté précédemment.

D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront lors de la description qui suit faite en regard des figures annexées données à titre d’exemples non limitatifs et dans lesquelles des références identiques sont données à des objets semblables.

- La figure 1 illustre une forme de réalisation du convertisseur selon l’invention.

- La figure 2 illustre une vue partielle du convertisseur de la figure 1 dans lequel un exemple de module de contrôle est détaillé.

- La figure 3 illustre un mode de réalisation procédé selon l’invention.

On a représenté à la figure 1 un exemple de convertisseur 1 selon l’invention. Le convertisseur 1 est destiné à être monté dans un véhicule automobile, par exemple afin de fournir une tension de sortie Vout permettant de contrôler des injecteurs 2 de carburant. Le convertisseur 1 est un convertisseur de tension continu-continu quasi- résonant.

Dans l’exemple décrit ci-après, mais de manière non limitative, le convertisseur 1 est un convertisseur élévateur (boost) permettant de recharger une capacité dite « intermédiaire » Cint fournissant l’énergie nécessaire pour activer les injecteurs 2 de carburant.

Le convertisseur 1 transforme une tension d’entrée Vin (courant d’entrée I _I ) fournie par la batterie du véhicule en une tension de sortie Vout appliquée aux bornes de la capacité intermédiaire Cint, les tensions étant mesurées par rapport à une masse M.

Le convertisseur 1 comprend un module de contrôle 10, une bobine à induction 20, un transistor 30 à effet de champ et un comparateur de tension 50.

La bobine à induction 20 est montée en entrée du circuit de sorte à être chargée quand elle est parcourue par le courant d’entrée I _I .

Une diode DI est montée entre la bobine à induction 20 et la borne haute de la capacité intermédiaire Cint qui correspond à la sortie du convertisseur 1 reliée aux injecteurs 2.

La diode DI est passante de la bobine à induction 20 vers la capacité intermédiaire Cint mais bloquante de la capacité intermédiaire Cint vers la bobine à induction 20 afin d’éviter que la capacité intermédiaire Cint ne se décharge dans le convertisseur 1.

Le transistor 30 comprend un drain D, une source S et une grille G, ladite grille G étant reliée au module de contrôle 10 afin que ledit module de contrôle 10 commande le transistor 30 dans un état passant du courant entre le drain D et la source S ou dans un état bloquant du courant entre le drain D et la source S. La source S est reliée à la masse M via une résistance de shunt Rs.

La grille G est reliée au module de contrôle 10 via une résistance de contrôle Rc. Dans cet exemple non limitatif, une capacité Cres est connectée en parallèle du transistor 30, entre le drain D et la source S afin de rendre le convertisseur 1 quasi- résonnant.

L’alternance des états passants et bloquants du transistor 30 génère un courant en dents de scie appelé courant de pic Ipeak, dont l’intensité est bornée par une valeur maximum, et qui permet au convertisseur 1 de délivrer la tension de sortie Vout définie aux bornes de la capacité dite « intermédiaire » Cint dont la décharge est commandée par un calculateur (non représenté et connu en soi) via un module de pilotage (non représenté et connu en soi) afin de commander les injecteurs 2 de carburant. Le convertisseur 1 est configuré pour faire tendre la tension de sortie Vout vers une valeur cible, par exemple de 65 V.

Le module de contrôle 10 est configuré pour commuter le transistor 30 de l’état bloquant à l’état passant et pour décompter le temps écoulé à partir de ladite commutation. Si au bout d’une durée dite « d’observation » prédéterminée, l’intensité du courant de pic Ipeak n’a pas atteint sa valeur maximum, le module de contrôle 10 est configuré pour commander le transistor 30 pour que ledit transistor 30 commute de l’état passant à l’état bloquant. De préférence, mais de manière non limitative, la durée d’observation prédéterminée est comprise entre 50 et 100 microsecondes.

Le module de contrôle 10 est également configuré pour maintenir le transistor 30 à l’état bloquant pendant une durée dite « de refroidissement » prédéterminée et pour commander le transistor 30 pour que ledit transistor 30 commute à l’état passant à l’expiration de la durée de refroidissement. De préférence, mais de manière non limitative, la durée de refroidissement prédéterminée est comprise entre 0 et 2000 microsecondes (durée zéro si la durée d’observation suffit à protéger le convertisseur).

La figure 2 décrit un exemple de module de contrôle 10 permettant de mettre en oeuvre ces fonctions. Dans cet exemple, le module de contrôle 10 comprend tout d’abord une unité logique 1 10, un compteur 120, une porte logique 130 de type OU (OR / +), une bascule logique 140 de type RS-Q, un driver 150, un comparateur 160 et un générateur 170 délivrant une tension de référence Vref.

L’unité logique 110 se présente par exemple sous la forme d’un circuit intégré et permet d’envoyer une commande de commutation à l’état passant au transistor 30, via l’entrée S et la sortie Q de la bascule logique 140 et via le driver 150. En référence aux figures 2 et 3, lorsqu’elle commande le passage du transistor 30 de l’état bloquant à l’état passant, l’unité logique 110 envoie une impulsion de contrôle sur l’entrée S de la bascule logique 140 pour que ladite bascule logique 140 commande, via le driver 150, la grille G du transistor 30 afin que ledit transistor 30 devienne passant.

Ce faisant, le signal de sortie de la bascule logique 140 est également envoyé au compteur 120 afin de déclencher ledit compteur 120 dans une étape E1. La mesure de temps réalisée par le compteur 120 est envoyée à la porte logique 130 afin de simuler une atteinte du courant de crête, ainsi qu’à l’unité logique 1 10 qui suspend les commandes du transistor 30 pendant la durée de refroidissement prédéterminée.

Parallèlement, le comparateur 160 compare la tension définie aux bornes de la résistance de shunt Rs avec la tension de référence Vref founie par le générateur 170 (par exemple de 0,3 V) et remet à zéro le compteur 120 lorsque la tension définie aux bornes de la résistance de shunt Rs devient égale à la tension de référence Vref.

Si la tension définie aux bornes de la résistance de shunt Rs devient égale à la tension de référence Vref avant que la mesure de temps réalisée par le compteur 120 n’atteigne la durée d’observation prédéterminée, le comparateur 160 génère un signal de sortie qui, d’une part, remet le compteur 120 à zéro et, d’autre part, commande l’arrêt du transistor 30 via successivement la porte logique 130, l'entrée R de la bascule logique 140 et le driver 150.

En revanche, si la mesure de temps réalisée par le compteur 120 atteint la durée d’observation prédéterminée alors que la tension définie aux bornes de la résistance de shunt Rs n’a pas égalé la tension de référence Vref, cela signifie que l’intensité du courant de pic Ipeak n’a pas atteint sa valeur crête car la tension d’entrée Vin du convertisseur 1 (délivrée par la batterie d’alimentation du véhicule) est trop basse.

Dans ce cas, le compteur 120 commande, dans une étape E2, le transistor 30, via la porte logique 130, la bascule logique 140 et le driver 150, afin que ledit transistor 30 commute de l’état passant à l’état bloquant. Le compteur 120 commande également l’unité logique 1 10 afin que celle-ci suspende la commande du transistor 30 pendant le temps de refroidissement prévu.

L’unité logique 110 maintient ensuite, dans une étape E3, le transistor 30 à l’état bloquant pendant la durée de refroidissement prédéterminée, par exemple pendant 1000 microsecondes, afin de laisser le temps aux composants électroniques du convertisseur 1 de refroidir, réduisant ainsi les pertes et une baisse de rendement du convertisseur 1. Enfin, lorsque la durée de refroidissement a expiré, l’unité logique 110 commande de nouveau, dans une étape E4, le transistor 30 dans son état passant afin qu’il convertisse de nouveau la tension d’entrée Vin en la tension de sortie Vout, permettant ainsi de recharger la capacité intermédiaire Cint.

Le procédé selon l’invention permet ainsi de suspendre le fonctionnement du convertisseur 1 afin de limiter sa surchauffe, et de le laisser refroidir pendant un temps donné, lorsque le courant de pic Ipeak n’a pas atteint sa valeur crête suffisamment rapidement.