Verfahren zum Steuern einer Halbbrückenschaltung und entsprechende Halbbrückenschaltung

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanord ^¬ nung zum Betreiben von Lampen. Die Erfindung bezieht sich hauptsächlich auf den Betrieb von Niederdruck- Gasentladungslampen. Bis auf Aspekte, die die Vorheizung betreffen, ist die Erfindung auch auf Betriebsgeräte für LEDs anwendbar.

Stand der Technik

Aus der gattungsgemäßen Druckschrift DE 10 2005 007 346 ist eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Betreiben von Lampen bekannt. Die Schaltungsanordnung enthält eine Stopp-Einrichtung, die das Einschalten der elektronischen Schalter des Halbbrückenwechselrichters unterbinden kann und nur während einer Ein-Zeit freigibt. Die Ein-Zeit ist abhängig von einem Lampenparameter, wodurch sich ein Regelkreis schließen lässt. Nachteilig an dieser Schaltung ist, dass der Zündburst für die Lampe von den Toleranzen der Lastkreisbauteile abhängt. Darüber hinaus bestehen Probleme, wenn eine magnetisch stark sät- tigende Lampendrossel eingesetzt wird, weil sich dann auch die effektive Resonanzfrequenz verschiebt.

Darstellung der Erfindung

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht somit darin, ein Verfahren zum Steuern einer Halbbrückenschaltung

bereitzustellen, bei dem ein Zündburst für die Entladungslampe verhältnismäßig unabhängig von den Toleranzen der Lastkreisbauteile ist. Auch soll der Zündburst mit relativ magnetisch stark sättigender Lampendrossel gene- rierbar sein. Darüber hinaus soll eine entsprechende Halbbrückenschaltung bereitgestellt werden.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Lampen mit folgenden Merkmalen:

- Halbbrückenanordnung, die einen oberen und einen unteren elektronischen Schalter aufweist, die in Serie geschaltet sind, jeweils einen Steueranschluss aufweisen und an ihrem Verbindungspunkt einen Mittelpunkt bilden, - am Mittelpunkt ist ein Lastkreis angeschlossen, in den ein Lastkreisstrom fließt,

- der Lastkreis enthält ein Reaktanznetzwerk mit einer Resonanzfrequenz, an das eine Lampe anschließbar ist,

- der Lastkreis ist so bemessen, dass in einem Normalbe- trieb für eine angeschlossene Lampe nach dem öffnen eines der elektronischen Schalter die Spannung am jeweils anderen der elektronischen Schalter nach einer Umschwing-Zeit zu Null wird,

- die Schaltungsanordnung umfasst eine Rückkoppeleinrich- tung, die eine Rückkoppelgröße aus dem Lastkreis derart mit den Steueranschlüssen der elektronischen Schalter koppelt, dass die elektronischen Schalter abwechselnd eingeschaltet werden,

- die Schaltanordnung umfasst eine Stopp-Einrichtung, die mit den Steueranschlüssen der elektronischen Schalter gekoppelt ist und einen Eingang aufweist, an den ein Stopp-

Signal anlegbar ist, wobei die Stopp-Einrichtung ein Einschalten der elektronischen Schalter verhindert, solange das Stoppsignal einen Aus-Zustand aufweist,

- die Schaltungsanordnung einen Timer aufweist, der mit dem Eingang der Stopp-Einrichtung gekoppelt ist und das

Stoppsignal bereitstellt, das einen Ein-Zustand und einen Aus-Zustand annehmen kann,

- die Schaltungsanordnung umfasst eine Triggereinrichtung, die jeweils nach Ablauf der Umschwing-Zeit ein Triggersignal an den Timer abgibt, spätestens jedoch, wenn der Lastkreisstrom zu Null wird,

- der Timer schaltet das Stoppsignal in den Ein-Zustand für die Dauer einer Ein-Zeit, wobei

- durch eine Ablaufsteuerung zunächst eine Ein-Zeit wäh- rend der Vorheizzeit der Elektroden der Lampen durch den

Timer vorgegeben ist, die kleiner als ein Viertel der Periodendauer der Resonanzfrequenz des Reaktanznetzwerkes ist und nach der Vorheizzeit der Elektroden der Lampen diese Ein-Zeit kontinuierlich erhöht wird, bis sie min- destens einem Viertel der Periodendauer der Resonanzfre ^¬ quenz des Reaktanznetzwerkes entspricht. Unter Ein-Zeit ist hier eine Einschaltzeit der Schalter zu verstehen.

In vorteilhafter Weise ist damit eine stabile Erzeugung von quasi resonanten Zündbursts mit geringer Toleranzab ^¬ hängigkeit und ohne spezielles Timing bei magnetisch sät ^¬ tigender Lampendrossel möglich. Außerdem ist eine thermische Optimierung der Gesamtschaltung erreichbar.

Entsprechend einer besonderen Ausführungsform ist eine aktive Ein-Zeit der Schalter der Halbbrückenschaltung während einer Betriebsphase bei der Betriebsfrequenz fest

vorgegeben. Damit bedarf es keiner Regelung des Lampenstroms bzw. der Lampenleistung im Betrieb.

Vorzugsweise ist die Vorheizfrequenz so hoch, dass die aktive Ein-Zeit der Schalter der Halbbrückenschaltung in der Vorheizphase kleiner als ein Viertel der Resonanzpe ^¬ riode ist, während die Betriebsfrequenz so niedrig ist, dass die aktive Ein-Zeit größer als ein Viertel der Reso ^¬ nanzperiode abzüglich einer Speicherzeit der Halbbrückenschalter ist. Damit kann ein minimaler Frequenz- bzw. Zeitbereich vorgegeben werden, bei dessen Durchlaufen ein wirksames Vorheizen und ein sicheres Zünden möglich ist.

Die definierte Zeitdauer, während der die Frequenz konti ^¬ nuierlich abgesenkt wird, sollte zwischen 1 ms und 100 ms liegen. Diese Zeit ist ausreichend, damit ein sicheres Zünden gewährleistet ist.

Entsprechend einer weiteren bevorzugten Ausführungsform erfolgt eine symmetrische ZündleerlaufStrombegrenzung. Damit ist eine automatische Anpassung der Zündfrequenz an Lastkreistoleranzen und eine sättigende Lampendrossel möglich. Insbesondere ist es vorteilhaft, den Lastkreis ^¬ strom auf einen temperaturabhängigen Grenzwert zu begrenzen. Dadurch kann auch die Temperaturabhängigkeit der Sättigungsinduktion der Lampendrossel berücksichtigt wer ^¬ den .

Ferner ist es vorteilhaft, wenn die Halbbrückenschaltung bipolare Halbbrückenschalter mit Basisserienkondensatoren in den Steuerkreisen aufweist. Damit kann die Speicherzeit der Bipolartransistoren weiter reduziert werden.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die vorliegende Erfindung wird nun anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert, in denen zeigen:

Fig. 1 einen Verlauf der Spannung am Resonanzkreiskondensator in Abhängigkeit von der Frequenz;

Fig. 2 ein Schaltungsdiagramm eines Teils einer Halbbrückenschaltung;

Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm von Ansteuerkomponenten für die Halbbrückenschaltung von Fig. 2 und

Fig. 4 ein Strom/Spannungsdiagramm des Lastkreises.

Bevorzugte Ausführung der Erfindung

Das nachfolgend näher geschilderte Ausführungsbeispiel stellt eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar.

Wie eingangs erwähnt, soll die Halbbrückenschaltung da ^¬ hingehend verbessert werden, dass unabhängig von den To- leranzen der Lastkreisbauteile stets ein definierter Zündburst möglich ist. Dabei ist es auch immer das Ziel, möglichst geringe Verluste zu erhalten, damit keine oder nur geringe Kühlmaßnahmen erforderlich sind.

Fig. 1 zeigt die Spannung an dem Lastkreiskondensator, der üblicherweise parallel zu der zu betreibenden Lampe geschaltet ist. Im Leerlauf, d. h. ohne Lampe oder bei nicht gezündeter Lampe, ergibt sich der Leerlaufverlauf U _CL in Abhängigkeit von der Frequenz . Das Maximum dieses Verlaufs befindet sich bei der Resonanzfrequenz f _res . Dort

ist die höchste Spannung an dem Lastkreiskondensator zu beobachten. Die Lampe zündet bei einer Zündspannung U _z , die etwas unterhalb des Spannungsmaximums liegt. Diese Zündspannung U _z wird bei einer Zündfrequenz f _zünd erreicht .

In der Vorheizphase, die typischerweise zwischen 0,4 s und 2 s liegt, wird die Lampe mit einer Vorheizfrequenz f _vorheiz geheizt, die deutlich höher als die Zündfrequenz f _zünd liegt. Bei dieser Vorheizfrequenz f _vorheiz liegt die Span ^¬ nung an der Lampe deutlich unter der Zündspannung U _z .

Während des Betriebs der Lampe stellt sich an dem Last ^¬ kreiskondensator die Spannung U _CB ein. Ihr Verlauf ist in Fig. 1 gestrichelt wiedergegeben. Betrieben wird die Lampe letztlich bei der Betriebsfrequenz f _betrieb . Dadurch ergibt sich ein Arbeitspunkt AP.

Nach dem Vorheizen kann die Lampe im Idealfall dadurch gezündet werden, dass die Frequenz von der Vorheizfre ^¬ quenz f _vorheiz auf eine feste Zündfrequenz f _zünd reduziert wird. Aufgrund von Toleranzen der Lastkreisbauteile kann sich jedoch der Verlauf der Lastkreiskondensatorspannung so ändern, dass bei der fest vorgegebenen Frequenz die Zündspannung U _z nicht erreicht ist oder unnötig hoch liegt. Die Lampe würde in diesem Fall nicht zünden bzw. es würde eine zu hohe Bauteilebelastung bei zu hoher Spannung erfolgen.

Erfindungsgemäß ist daher vorgesehen, die Lastkreisfre ^¬ quenz kontinuierlich von der Vorheizfrequenz f _vorheiz über die Resonanzfrequenz f _res (typischerweise 50 bis 60 kHz) zur Betriebsfrequenz f _betrieb (typischerweise 40 bis 5OkHz) zu reduzieren. Dabei steigt die LeerlaufSpannung (Lampe hat noch nicht gezündet) gemäß Pfeil Pl an. Sie erreicht

bei einer zuvor nicht bekannten oder nicht festgelegten Frequenz die Zündspannung U _z . Nun sinkt die Spannung an dem Lastkreiskondensator auf die Betriebsspannung U _CB und die Lastkreisfrequenz wird weiter reduziert, bis schließ- lieh der Arbeitspunkt AP bei der Betriebsfrequenz f _betrieb erreicht ist, wie dies in Fig. 1 durch Pfeil P2 angedeu ^¬ tet ist. Es wird also unabhängig von den Bauteiletoleranzen zu einem Zündburst kommen, so dass die Lampe sicher in Betrieb genommen wird, ohne zu hohen Spannungen ausge- setzt zu sein.

Um zu gewährleisten, dass die Lampe zunächst wirksam vorgeheizt, dann gezündet und schließlich wunschgemäß be ^¬ trieben wird, wird die Vorheizfrequenz f _vorheiz so gewählt, dass die aktive Einschaltzeit t _{on vorheiz} < ¹ A T _res ist, wobei T _res die Leerlaufresonanzperiode darstellt. Eine AblaufSteuer ^¬ einheit erhöht dann die aktive Einschaltzeit t _{on betrieb} > ¹ A T _res - t _s , so dass die Frequenz auf die Betriebsfrequenz ^ _betr i _eb sinkt. Dabei entsprich t _s der Speicherzeit des Kol ^¬ lektorstroms beim Einsatz von Bipolartransistoren. Eine Ein-Zeit t _on ist in Fig. 4 dargestellt und entspricht der ^¬ jenigen Zeit, in der der Basisstrom I _B eines Bipolartransistors der Halbbrückenschaltung während einer Halbperiode größer als 0 ist.

Eine Halbbrückenschaltung zur beispielhaften Realisierung der Erfindung ist in Fig. 2 wiedergegeben. Die Halbbrückenschalter Ql und Q2 sind als Bipolartransistoren ausgeführt. Die beiden Schalter Ql und Q2 sind seriell ver ^¬ bunden, wobei an die Serienschaltung die Zwischenkreis- spannung mit den Polen VZW_PLUS und VZW_MINUS angelegt ist. Zwischen den beiden Schaltern Ql und Q2 ergibt sich der Knoten Nl, wobei zwischen den Emitter des Schalters

Ql und den Knoten Nl ein Widerstand R5 geschaltet ist. Basis und Emitter des Schalters Ql sind über einen Wider ^¬ stand RIl verbunden. Außerdem ist die Basis des Schalters Ql über eine Parallelschaltung eines Widerstands R42 mit einer RC-Serienschaltung R3, C29 in Serie mit einer ersten Wicklung eines Transformators TRI an den Knoten Nl geschaltet. Ebenso ist der Emitter des Schalters Q2 über einen Widerstand R6 mit dem Minuspol VZW_MINUS verbunden und ein Widerstand R12 überbrückt die Basis und den Emit- ter des Schalters Q2. Des Weiteren ist die Basis des Schalters Q2 über eine Parallelschaltung eines Widerstands R43 mit einer RC-Serienschaltung R4, C30 in Serie mit einer zweiten Wicklung des Transformators TRI an die Minusklemme VZW_MINUS geschaltet. Die Kondensatoren C29 und C30 sorgen dafür, dass der Basisstrom voreilt. Außerdem dienen sie zur Reduktion der Speicherzeit, wie dies unten im Zusammenhang mit Fig. 4 erläutert wird.

Parallel zur Emitter-Kollektor-Strecke des Schalters Ql liegt eine Diode D9 in Flussrichtung und ebenso eine Dio- de DlO parallel zur Emitter-Kollektor-Strecke des Schal ^¬ ters Q2. Diese Dioden D9 und DlO dienen als Freilaufdio ^¬ den der Schalter Ql und Q2. Ein Kondensator C8 liegt parallel zu der Diode D9 und wirkt als Trapezkondensator.

Zusätzlich zu den zwei bereits beschriebenen Wicklungen besitzt der Transformator TRI eine dritte Wicklung, über die eine Stoppfunktion gesteuert wird. Diese dritte Wick ^¬ lung ist mit den Wechselspannungs-Anschlüssen eines VoIl- brückengleichrichters gekoppelt, der von den Dioden Dl, D2, D3 und D4 gebildet wird. Die Gleichspannungs- Anschlüsse dieses Gleichrichters liegen parallel zu einem elektronischen Schalter V2. Die dritte Wicklung, der

Gleichrichter und der Schalter V2 bilden eine Stoppeinrichtung. Bei dem Schalter V2 handelt es sich um einen MOSFET-Transistor, der mit dem Sourceanschluss mit dem Bezugspotenzial VCC_MINUS verbunden ist. Sobald am Gate des Schalters V2 ein Stoppsignal anliegt, das einem Aus- Zustand entspricht, schließt der Schalter V2 über den Gleichrichter die dritte Wicklung des Transformators TRI kurz. Damit werden über den Transformator TRI auch die Steuereingänge der elektronischen Schalter Ql und Q2 kurzgeschlossen, so dass die beiden Schalter ausgeschaltet werden.

Gesteuert wird der Schalter V2 von einem Timer Ul . In dem Beispiel von Fig. 3 ist dieser Timer durch ein CMOS-IC 555 realisiert. Der Schaltkreis Ul stellt das Stoppsignal an PIN3 zur Verfügung. Um die richtige Polung zur Ansteuerung des Schalters V2 zu erreichen, muss das Signal in ^¬ vertiert werden. Dies wird durch den Inverter U2-D erreicht .

Zur Energieversorgung des Schaltkreises Ul sind die Ver- sorgungsklemmen VCC_PLUS und VCC_MINUS vorgesehen, die an PIN8 und PINl des Schaltkreises angeschlossen sind.

Die Serienschaltung eines Widerstands Rl und eines Kon ^¬ densators Cl, die zwischen die beiden Versorgungsklemmen VCC_PLUS und VCC_MINUS geschaltet ist, führt zu einer Zeitkonstanten, die die Ein-Zeit t _on bestimmt. Der Verbin ^¬ dungspunkt zwischen dem Widerstand Rl und dem Kondensator Cl ist sowohl mit PIN6 als auch mit PIN7 der Schaltung Ul verbunden, um dem Timer die entsprechende Zeitkonstante vorzugeben. PIN4 der Schaltung Ul bildet einen Reset- Eingang und muss mit der positiven Betriebsspannung hoch-

ohmig über R2 verbunden werden, damit sich die gewünschte Funktionalität der Schaltung Ul einstellt.

PIN2 der Schaltung Ul bildet einen Triggereingang und ist zunächst über einen Widerstand R25 mit der positiven Ver- sorgungsklemme VCC_PLUS verbunden. Zum Auslösen des Ti ^¬ mers ist an PIN2 ein negativer Impuls nötig. Dieser wird von einem Komparator U3-A geliefert, der beispielsweise durch das Bauteil LM293 realisiert sein kann. Der Trig ^¬ gerimpuls wird direkt an PIN2 der Schaltung Ul geliefert. Der invertierende Eingang der Komparators U3-A ist über einen Widerstand R28 mit VCC_PLUS und über einen Wider ^¬ stand R29 mit VCC_MINUS verbunden.

Der nicht invertierende Eingang des Komparators U3-A wird vom Gleichspannungsausgang eines Vollbrückengleichrich- ters GLl gespeist. An den Wechselspannungseingang dieses Vollbrückengleichrichters GLl ist die Sekundärwicklung eines Stromübertragers bzw. Transformators TR3 geschal ^¬ tet. Die Primärwicklung des Transformators TR3 liegt zwi ^¬ schen dem Lastkreis und der Klemme 111 (vergleiche auch Fig. 2) .

Ferner ist der Gleichspannungsausgang des Vollbrückengleichrichters GIl niederohmig mit einer Serienschaltung der Widerstände R30 und R31 abgeschlossen. Damit liegt am nicht invertierenden Eingang des Komparators U3-A eine Spannung an, die proportional zum gleichgerichteten Laststrom ist. Beim Nulldurchgang des Laststroms ist die Spannung am invertierenden Eingang des Komparators U3-A kurzzeitig größer als die Spannung am nicht invertierenden Eingang. Dadurch ergibt sich als Komparatorsignal ein negativer Triggerimpuls. Die Bauelemente U3-A, R28, R29,

R30, R31, GL und TR3 bilden somit eine Triggereineinrichtung auf Basis einer Stromnulldurchgangsdetektion . Sobald der Laststrom einen Nulldurchgang aufweist, wird der Timer getriggert und schaltet für die Ein-Zeit den Transis- tor V2 ab, wodurch die Ansteuerung der Schalter Ql und Q2 freigegeben wird.

Zum Rücksetzen des Timers wird an PIN4 der Schaltung Ul das Ausgangssignal eines weiteren Komparators U3-B ge ^¬ schaltet. Sein invertierender Eingang liegt zwischen den Widerständen R30 und R31. Der nicht invertierende Eingang liegt zwischen einer Serienschaltung von Widerständen R26 und R27, die ihrerseits zwischen die Versorgungsklemmen VCC_PLUS und VCC_MINUS geschaltet ist. Wenn also der gleichgerichtete Laststrom einen gewissen Wert über- schreitet, wird der Timer zurückgesetzt und damit der je ^¬ weilige Halbbrückenschalter aktiv ausgeschaltet.

Die Dauer der Vorheizzeit (typischerweise 0,4 bis 2 s) und die Dauer der übergangszeit von der Vorheizfrequenz f _vorheiz zu der Betriebsfrequenz f _betrieb (vorzugsweise 1 ms bis 100 ms, damit sich für die Zündung Ladungsträger in der Lampe aufbauen können) wird über PIN5 der Schaltung Ul eingestellt. Die Umschaltzeit von der Vorheizphase in die Betriebsphase wird durch ein RC-Glied bestehend aus einer Serienschaltung eines Widerstands R24 mit einem Kondensa- tor C2 bestimmt. Der Kondensator C2 liegt zwischen PIN5 und der negativen Versorgungsklemme VCC_MINUS . Die Dauer der Vorheizzeit hingegen wird mit der RC-Serienschaltung R23, C3, die zwischen den beiden Versorgungsklemmen VCC_MINUS und VCC_PLUS liegt, bestimmt. Ein Knoten N2 zwischen den beiden Bauelementen R23 und C3 liegt am Eingang von Inverter U2-B und eine Diode D6 an dem Wider-

stand R24 und somit an PIN5 der Schaltung Ul. Die Diode D6 schaltet den Widerstand R24 nur während der Vorheiz ^¬ phase dynamisch parallel zu C2, um das gewünschte Timing sicherzustellen .

Durch die Halbbrückenschaltung gemäß den Figuren 2 und 3 wird eine symmetrische, d. h. beide Lastkreisstromhalb- schwingungen betreffende, ZündleerlaufStrombegrenzung erzielt, indem beide Leistungsschalter Ql, Q2 der Halbbrückenanordnung bei Erreichen eines bestimmten, vorgebbaren Stromgrenzwerts abgeschaltet werden. Dieser Wert ergibt sich zu:

ϊ _L = R2 7 / ( R2 6 +R2 7 ) * ( V _CC -PLUS - V _CC -MINUS ) * W _{1 TR3} / ( W _{2 TR3} * R3 1 ) ,

wobei w _1TR3 und W _2TR3 die Windungszahlen des Transformators TR3 darstellen.

In der Triggerschaltung des Timers kann der Komparator aus einem Stromspiegel aufgebaut sein. Dieser ist auch unter der Bezeichnung "Emitter gesteuerter Differenzial- komparator" bekannt.

Wie erwähnt, ist es Ziel, die Lampe mit möglichst wenig Verlusten zu betreiben. Hierzu zählt auch, ein möglichst verlustarmes Schalten zu erreichen. Dies ist im indukti ^¬ ven Betrieb der Lampe möglich. Die Spannung wird hierzu auf 0 gezogen und der Strom in diesem Zustand geschaltet. Gleichzeitig sollte der Strom beim Schalten möglichst ge- ring sein. Daher wird der jeweilige Bipolartransistor Ql, Q2 im Strom Nulldurchgang eingeschaltet, was durch den Basisstrom I _B in Fig. 4 angedeutet ist. Dieser Stromverlauf des Basisstroms I _B stellt sich im Fall eines idealen Stromtransformators TRI ein, wobei der Basisstrom I _B pha-

sengleich mit dem Strom I _c im Lastkreis ist. Nach der Einschaltzeit t _on wird der Basisstrom I _B durch den Timer bzw. den Schalter V2 abgeschaltet. Aufgrund eines Ladungsträ ^¬ gerüberschusses im Bipolartransistor ergibt sich eine Speicherzeit t _s , so dass der jeweilige Bipolartransistor erst zum Zeitpunkt t ₁ tatsächlich abschaltet.

Um diese Speicherzeit zu verkürzen, wird, wie erwähnt, ein Basisserienkondensator C29 an die Basis des Bipolartransistors Ql und ein Basisserienkondensator C30 an die Basis des Bipolartransistors Q2 geschaltet. Hierdurch steigt der Basisstrom nach dem Einschalten rascher an, was durch die Strichpunktlinie I _B ' in Fig. 4 angedeutet ist. Gleichzeitig ergibt sich nach dem Abschalten ein steilerer und tieferer Basisstromverlauf, was sich in ei- ner verkürzten Speicherzeit t _s ' äußert. Mit der verkürz ^¬ ten Speicherzeit t _s ' lässt sich auch gleichzeitig die Ein-Zeit ausgehend von t ₀ auf t _on ' erhöhen. Auf diese Wei ^¬ se können die Verluste in den Bipolartransistoren Ql und Q2 weiter reduziert werden.