Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen IGBT.

Rückwärts leitfähige IGBTs sind auch als Reverse Conducting IGBTs (RC-IGBT) bekannt. Diese RC-IGBTs sind eine Weiterent- wicklung der bekannten rückwärts sperrfähigen IGBTs. Ein RC- IGBT unterscheidet sich von einem herkömmlichen IGBT dadurch, dass die Dioden-Funktion und die IGBT-Funktion in einem Chip vereint sind. Dadurch entsteht ein Leistungshalbleiter, bei dem die Anodeneffizienz im Dioden-Modus von der Gate-Spannung abhängig ist. Dies verlangt nach einer Änderung in der Ansteuerung gegenüber einem herkömmlichen IGBT.

Außerdem ergeben sich Vorteile in der Durchlassspannung, dem thermischen Verhalten und der Stoßstromfestigkeit. Dadurch weist ein derartiger Leistungshalbleiter, der dieselbe Siliziumfläche wie ein herkömmlicher IGBT aufweist, eine höhere Leistung auf, wodurch ein Spannungszwischenkreis-Umrichter mit einer höheren Leistung realisiert werden kann. In der Veröffentlichung "A High Current 3300V Module Employing Re- verse Conducting IGBTs Setting a New Benchmark in Output Power Capability" von M. Rahimo, U. Schlapbach, A. Kopta, J. Vobecky, D. Schneider und A. Baschnagel, abgedruckt in ISPSD 2008, wird ein Hochstrom 3300V-RC-IGBT-Modul vorgestellt. In dieser Veröffentlichung ist ebenfalls ein Kommutierungsver- fahren von einem im Dioden-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT auf einen im IGBT-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT, die einen Kommutierungskreis bilden, beschrieben .

Bei einem Brückenzweig eines Spannungszwischenkreis-Umrichters, der zwei konventionelle IGBTs aufweist, sind diese rückwärts sperrfähigen IGBTs jeweils eine Diode antiparallel geschaltet. Diese beiden konventionellen IGBTs eines Brücken- zweiges werden derart gesteuert, dass während eines Übergangs von einem Zustand in einem anderen Zustand kurzzeitig beide IGBTs ausgeschaltet sind. Die Ansteuerung dieser beiden konventionellen IGBTs eines Brückenzweiges erfolgt unabhängig vom Vorzeichen eines Ausgangsstromes. Für beide Stromrichtungen stehen zwei Halbleiter zur Verfügung, die einen Ausgangsstrom führen können.

Werden bei einem Spannungszwischenkreis-Umrichter, insbeson- dere bei einem lastseitigen Pulsstromrichter, anstelle von rückwärts sperrfähigen IGBTs rückwärts leitfähige IGBTs verwendet, ist dieses bekannte Ansteuerverfahren wenig vorteilhaft. Wie bereits erwähnt, wird ein rückwärts leitfähiger IGBT in einem Dioden-Modus, d.h. es fließt ein negativer KoI- lektor-Strom, oder in einem IGBT-Modus, d.h. es fließt ein positiver Kollektorstrom, betrieben. Wenn sich die Gate-Emitter-Spannung eines rückwärts leitfähigen IGBTs oberhalb seiner Threshold-Spannung befindet, während der Strom vom Emitter zum Kollektor (negativer Kollektor-Strom) fließt, d.h. dieser RC-IGBT wird im Dioden-Modus betrieben, wird die Anodeneffizienz abgesenkt, wodurch die Durchlassspannung erhöht ist. D.h., um feststellen zu können, in welchem Modus der RC- IGBT sich befindet, muss ein Ausgangsstrom eines Brückenzweiges eines Spannungszwischenkreis-Umrichters gemessen werden.

Bekanntermaßen ist eine Strommessung stets mit einer gewissen Toleranz verbunden. Eine Zustandsumschaltung genau bei Strom Null ist also kaum realisierbar. Da ein IGBT-Modus (positiver Kollektor-Emitter-Strom) bei ausgeschaltetem Gate nicht mög- lieh ist, ein Dioden-Modus (negativer Kollektor-Emitter- Strom) bei eingeschaltetem Gate jedoch mit erhöhten Durchlassverlusten möglich ist, muss bei einem positiven Kollektor-Emitter-Strom das zugehörige Gate auf jeden Fall eingeschaltet sein.

Wird das Vorzeichen eines Ausgangsstromes eines Brückenzweiges mit zwei rückwärts leitfähigen IGBTs zur Generierung von Ansteuersignalen verwendet, verändert das eine Schnittstelle zwischen Steuerung und Leistungsteil des Umrichters, d.h. konventionelle IGBTs eines lastseitigen Pulsstromrichters eines Spannungszwischenkreis-Umrichters kann nicht ohne weiteren Aufwand durch rückwärts leitfähige IGBTs ersetzt werden.

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, ein Ansteuerverfahren und eine Ansteuervorrichtung anzugeben, ohne dass eine Schnittstelle zwischen Steuerung und einer halbleiternahen Ansteuerung abgeändert werden muss.

Diese Aufgabe wird einerseits mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und andererseits mit den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruchs 5 erfindungsgemäß gelöst.

Dadurch, dass zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen

IGBT nicht nur eine aus seiner gemessenen Kollektor-Emitter- Spannung ermittelten Mess-Spannung, sondern auch ein Zustand eines anstehenden Soll-Steuersignals dieses rückwärts leitfähigen IGBT verwendet wird, kann auf eine Spannungs-Ermittlung mit hoher Auflösung verzichtet werden.

Wechselt das Soll-Steuersignal eines anzusteuernden rückwärts leitfähigen IGBT auf einen Schalt-Zustand "EIN", wird in diesem Umschaltmoment die aus der gemessenen Kollektor-Emitter- Spannung abgeleiteten Mess-Spannung ausgewertet. Dabei wird überprüft, ob der Wert dieser Mess-Spannung einen niedrigen Wert aufweist. Stimmt dies zu, so befindet sich der anzusteuernde rückwärts leitfähige IGBT im Dioden-Modus mit der Konsequenz, dass das Gate dieses RC-IGBT ausgeschaltet bleiben muss. Ist der Wert dieser ermittelten Mess-Spannung größer einem vorbestimmten niedrigen Wert, so ist davon auszugehen, dass der Wert der zugehörigen Kollektor-Emitter-Spannung annähernd dem Wert einer Zwischenkreisspannung entspricht. D.h., dass das Gate eines anzusteuernden RC-IGBT einzuschal- ten ist, damit dieses RC-IGBT im IGBT-Modus betrieben werden kann. Weist das Soll-Steuersignal dieses RC-IGBTs den Schalt- Zustand "AUS" auf, so wird dieser RC-IGBT auf jeden Fall ausgeschaltet . Der Referenzwert, mit dem eine ermittelte Mess-Spannung verglichen wird, kann zwischen dem Wert Null und dem Wert einer minimalen zulässigen Gleichspannung (Zwischenkreisspannung) gewählt werden. Als Referenzwert kann auch ein Wert einer gemessenen Zwischenkreisspannung verwendet werden. Die Messung der Zwischenkreisspannung kann als Differenzspannung zwischen der Spannung zwischen einem Potential einer positiven Stromschiene eines Spannungszwischenkreises eines Spannungszwi- schenkreis-Umrichters und einem Bezugspotential einer halbleiternahen Ansteuervorrichtung, sowie der Spannung zwischen einem Potential einer negativen Stromschiene des Spannungszwischenkreises und dem Bezugspotential der halbleiternahen Ansteuervorrichtung durchgeführt werden.

Der beim Einschalten des anzusteuernden rückwärts leitfähigen IGBT gewählte Schalt-Zustand wird abgespeichert und solange beibehalten, bis entweder das Soll-Steuersignal vom Schalt- Zustand "EIN" auf den Schalt-Zustand "AUS" wechselt, oder bis ein Wechsel eines Vorzeichens eines durch diesen RC-IGBT fließenden Stromes erfolgt. Diese Stromrichtungsumkehr wird mittels der Kollektor-Emitter-Spannung ermittelt.

Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird auf die Zeichnung Bezug genommen, in der eine Ausführungsform einer Ansteuervorrichtung schematisch veranschaulicht ist, die das erfindungsgemäße Ansteuerverfahren realisiert.

FIG 1 zeigt einen Brückenzweig mit zwei RC-IGBTs und eine Gleichspannungsquelle eines Spannungszwischenkreis-Umrichters, die

FIG 2 zeigt ein Blockschaltbild einer Steuerung eines Pulsstromrichters eines Spannungszwischenkreis-Umrichters mit halbleiternahen Ansteuervorrichtungen zweier RC- IGBTs eines Brückenzweiges nach FIG 1, in der

FIG 3 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer

Vorrichtung zur Ansteuerung eines RC-IGBTs nach der Erfindung veranschaulicht und in der FIG 4 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer

Auswerteeinrichtung der Vorrichtung gemäß FIG 3 dargestellt.

In der FIG 1 sind mit 2 ein Brückenzweig, mit 4 eine Gleichspannungsquelle, mit 6 eine positive Stromschiene und mit 8 eine negative Stromschiene bezeichnet. Mittels dieser beiden Stromschienen 6 und 8 sind der Brückenzweig 2 und die Gleichspannungsquelle 4 elektrisch parallel geschaltet. Der Brü- ckenzweig 2 weist zwei rückwärts leitfähige IGBTs Tl und T2 auf, die elektrisch in Reihe geschaltet sind. Ein Verbindungspunkt dieser beiden rückwärts leitfähiger IGBTs Tl und T2 bilden einen wechselspannungsseitigen Ausgang A, an dem eine Last anschließbar ist. Die Gleichspannungsquelle weist zwei Kondensatoren 10 und 12 auf, die ebenfalls elektrisch in Reihe geschaltet sind. Ein Verbindungspunkt dieser beiden Kondensatoren 10 und 12 bildet einen Mittelpunkt-Anschluss M. An diesen beiden elektrisch in Reihe geschalteten Kondensatoren 10 und 12 steht eine Gleichspannung U _d an. Alternativ kann statt der beiden Kondensatoren 10 und 12 auch nur ein

Kondensator verwendet werden, der zwischen den Stromschienen 6 und 8 angeordnet ist. Der Mittelpunkt M ist dann nicht zugänglich. Bei einem Spannungszwischenkreis-Umrichter bildet diese Gleichspannungsquelle 4 einen Spannungszwischenkreis, wobei die anstehende Gleichspannung U _d als Zwischenkreisspan- nung bezeichnet wird. Der Brückenzweig 2 ist bei einem dreiphasigen Pulsstromrichter eines Spannungszwischenkreis-Umrichters dreimal vorhanden. Am wechselspannungsseitigen Ausgang A steht bezogen auf den Mittelpunkt-Anschluss M der Gleichspannungsquelle 4 eine pulsweitenmodulierte Rechteckspannung U _AM an.

Die FIG 2 zeigt ein Blockschaltbild einer Steuerung 16 eines dreiphasigen Stromrichters, insbesondere eines Pulsstromrich- ters eines Spannungszwischenkreis-Umrichters, mit zugehörigen halbleiternahen Ansteuervorrichtungen 14 eines Brückenzweiges 2 dieses Stromrichters. Die Steuerung 16 generiert in Abhängigkeit eines Sollwertes, beispielsweise eines Drehzahl-Soll- wertes n*, pro Brückenzweig 2 zwei Soll-Steuersignale S _n , S _τ ^* ₂ bzw. S^ ₃ , S _τ ^* ₄ bzw. S^ ₅ und S^ ₆ . Wegen der Übersichtlichkeit ist von den drei Brückenzweigen eines dreiphasigen Stromrichters nur ein Brückenzweig 2 dargestellt. Die beiden Soll-Steuersignale S _n , S^ ₂ sind jeweils einer halbleiternahen Ansteuervorrichtung 14 eines jeden rückwärts leitfähigen IGBTs Tl und T2 des Brückenzweiges 2 zugeführt. Ausgangssei- tig steht jeweils ein Ist-Steuersignal S _T i bzw. S _T 2 an, mit dem ein Gate eines zugehörigen rückwärts leitfähigen IGBTs Tl bzw. T2 angesteuert wird. In dieser Darstellung ist der wech- selspannungsseitige Ausgang nicht wie in der FIG 1 mit A sondern mit R bezeichnet. Die weiteren Brückenzweige mit jeweils einem wechselspannungsseitigen Ausgang eines dreiphasigen Pulsstromrichters sind nicht dargestellt. Diese drei Brücken- zweige sind elektrisch parallel zur Gleichspannungsquelle 4 geschaltet, die den Spannungszwischenkreis eines Spannungszwischenkreis-Umrichters bildet.

In der FIG 3 ist ein Prinzipschaltbild einer Ausführungsform einer halberleiternahen Ansteuervorrichtung 14 nach der Erfindung schematisch veranschaulicht. Diese halbleiternahe Ansteuervorrichtung 14 weist einen Spannungsteiler 17, eine Auswerteeinrichtung 18 und eine Treiberschaltung 20 auf. Der Spannungsteiler 17 ist elektrisch parallel zur Kollektor- Emitter-Strecke des rückwärts leitfähigen IGBTS Tl geschaltet. Ein Ausgangs-Anschluss 22 des Spannungsteilers 17 ist mit einem Eingangs-Anschluss 24 der Auswerteeinrichtung 18 verknüpft. Ausgangsseitig ist dieser Auswerteeinrichtung 18 mit einem Eingang der Treiberschaltung 20 verbunden, die aus- gangsseitig mit einem Gate-Anschluss G des rückwärts leitfähigen IGBTs Tl verknüpft ist. Der Spannungsteiler 17 besteht aus einer Reihenschaltung dreier Widerstände Rl, R2, und R3 oder dreier Impedanzen. Die Widerstände R2 und R3 bzw. die entsprechenden Impedanzen können auch zu einem Widerstand bzw. einer Impedanz zusammengefasst sein. Der Verbindungspunkt der beiden Widerstände Rl und R2 bildet den Ausgangs- Anschluss 22 des Spannungsteilers 17. Das Potential des Emitters E des anzusteuernden rückwärts leitfähigen IGBTs Tl bil- det ein Bezugspotential der halbleiternahen Ansteuervorrichtung 14. Aus diesem Grund ist ein Bezugs-Anschluss der Auswerteeinrichtung 18 und der Treiberschaltung 20 mit dem Emit- ter-Anschluss E des RC-IGBTs Tl elektrisch leitend verbunden.

Die FIG 4 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Auswerteeinrichtung 18 der halbleiternahen Ansteuereinrichtung 14. Diese Ausführungsform der Auswerteeinrichtung 18 weist eingangsseitig zwei Komparatoren 26 und 28 und aus- gangsseitig eine Logikschaltung 30 auf. Dieses Logikschaltung 30 besteht aus einem UND-, einem ODER- und einem NICHT-Gatter 32, 34 und 36 und einem ausgangsseitigen RS-Flip-Flop 38. Der erste Komparator 26 ist ausgangsseitig mit einem Eingang des UND-Gatters 32 verknüpft, wobei am zweiten Eingang dieses UND-Gatters 32 ein Soll-Steuersignal S _τ ^* _ι des anzusteuernden rückwärts leitfähigen IGBTs Tl ansteht. Ausgangsseitig ist dieses UND-Gatter 32 mit einem Setz-Eingang S des RS-Flip- Flops 38 verbunden. Der zweite Komparator 28 ist ausgangsseitig mit einem Eingang des ODER-Gatters 34 verbunden, dessen zweiter Eingang mit dem Ausgang des NICHT-Gatters 36 verknüpft ist, an dessen Eingang das Soll-Steuersignal S _τ ^* _ι ansteht. Ausgangsseitig ist das ODER-Gatter 34 mit einem Rück- setz-Eingang R des RS-Flip-Flops 38 verbunden. Ausgangsseitig ist dieses RS-Flip-Flops 38 mit dem Eingang der nachgeschal- teten Treiberschaltung 20 verknüpft. Eine am Eingangs-An- schluss 24 der Auswerteeinrichtung 18 anstehende ermittelte Mess-Spannung u _M ist einerseits dem nichtinvertierenden Eingang des ersten Komparators 26 und andererseits dem invertierenden Eingang des zweiten Komparators 28 zugeführt. Dem in- vertierenden Eingang des ersten Komparators 26 ist ein positiver Referenzwert U _R+ und dem nichtinvertierenden Eingang des zweiten Komparators 28 ist ein negativer Referenzwert U _R - zugeführt .

Mittels dieser Auswerteeinrichtung 18 wird aus einem Soll- Steuersignal S _f1 des rückwärts leitfähigen IGBTs Tl ein Ist- Steuersignal Sτi generiert, aus dem mittels der Treiberschaltung 20 eine Gate-Spannung für den RC-IGBT Tl generiert wird. Mittels dieser Auswerteeinrichtung 18 wechselt ein Ist-Steuersignal Sn seinen Schalt-Zustand von "AUS" in "EIN" genau dann, wenn ein zugehöriges Soll-Steuersignal S _n im Schaltzu- stand "EIN" ist und die ermittelte Mess-Spannung u _M einen

Wert aufweist, der den positiven Referenzwert U _R+ übersteigt. Dadurch wird der rückwärts leitfähige IGBT Tl eingeschaltet. Ist dagegen der Wert der ermittelten Mess-Spannung u _M kleiner als der negative Referenzwert U _R _, wobei der Schalt-Zustand des Soll-Steuersignals S _n unverändert ist, wird der rückwärts leitfähige IGBT Tl ausgeschaltet. Der beim Einschalten gewählte Schalt-Zustand wird solange beibehalten, bis entweder das Soll-Steuersignal S _n seinen Schalt-Zustand von "EIN" auf "AUS" wechselt, oder bis eine Stromumkehr erfolgt. Eine Stromumkehr wird daran erkannt, dass der Wert der ermittelten Mess-Spannung u _M kleiner ist als der negative Referenzwert U _R - . Ist das Soll-Steuersignal S _n im Schalt-Zustand "AUS", wird der rückwärts leitfähige IGBT Tl unabhängig vom Wert seiner ermittelten Mess-Spannung u _M auf jeden Fall ausgeschaltet.

Wechselt der RC-IGBT Tl bei nicht eingeschaltetem Gate G von Dioden- in den IGBT-Modus, so nimmt der RC-IGBT Tl die Zwi- schenkreisspannung auf. Dies wird erkannt, in dem die Mess- Spannung u _M den Referenzwert U _R+ überschreitet. Ein Wechseln vom IGBT-Modus in den Dioden-Modus bei nicht angesteuerten

Gate G des rückwärts leitfähigen IGBTs Tl führt zu einer For- ward-Recovery-Spannung der Diode, die mindestens eine Zehnerpotenz oberhalb einer stationären Durchlassspannung liegt und durch Unterschreitung des Referenzwertes U _R _ erkannt wird.

Da beim Verfahren zum Ansteuern eines rückwärts leitfähigen IGBT der Schalt-Zustand gespeichert wird, muss die Kollektor- Emitter-Spannung U _CE nicht mehr mit einer hohen Auflösung gemessen werden. Wird nur eine aus einer gemessenen Kollektor- Emitter-Spannung U _CE ermittelte Mess-Spannung u _M für die Bestimmung eines Schalt-Zustands eines Ist-Steuersignals S _T i bzw. S _T 2 verwendet, muss eine zugehörige Spannungs-Messein- richtung einen Spannungswert von -0,7V von +0,7V unterschei- den können, wobei ebenfalls ein hoher Spannungswert einer Gleichspannung (Zwischenkreisspannung) erfasst werden muss.