En outre, dans le cadre des systèmes de détection et de résistance aux interférences des récepteurs de navigation par satellite, le procédé selon l'invention permet de détecter les interférences pulsées mais également d'en réduire les effets.

Aujourd'hui, les signaux pulsés et en particulier les interférences pulsées représentent, notamment pour les applications GPS, dénomination anglaise pour « Navstar Global Positioning System », une difficulté majeure dans la protection contre les interférences. En effet, un des problèmes posés par la transmission de données par signaux radioélectriques à spectre étalé, comme ceux des signaux GPS, est la sensibilité des récepteurs aux brouilleurs compte tenu des faibles puissances mises en jeu et des distances importantes séparant les émetteurs et les récepteurs.

Le signal dans les bandes de fréquence pour le GPS est obtenu par la modulation d'une porteuse par un premier signal produisant un premier spectre de modulation d'une largeur de l'ordre de 2 MHz et par un second signal produisant un second spectre de modulation d'une largeur de l'ordre de 24 MHz. Ces bandes de fréquence pour le GPS (L5) ou pour GALILEO (E5) peuvent tre perturbées par des signaux de type pulse provenant par exemple des équipements civils de mesure de distance, ou « DME » en langue anglaise, entre un avion et une balise au sol.

Le signal DME comporte deux impulsions de formes déterminées espacées de quelques microsecondes. La balise est reconnue par l'aéronef interrogeant la balise, par la fréquence de l'impulsion émise par la balise. Les écarts en fréquence des signaux émis par les balises sont au pas de 1 MHz.

Le récepteur GPS, du fait sa couverture géographique importante par son diagramme d'antenne, reçoit aléatoirement dans sa bande de fréquence une multitude de signaux pulsés provenant de plusieurs balises interrogées par différents aéronefs. Ces fréquences émises à des instants différents et à des fréquences espacées de 1 Mhz, provoquent une

dégradation du rapport signal à bruit du récepteur GPS et par conséquent des erreurs de mesure.

Dans le cas général, les effets des interférences des signaux pulsées sur les récepteurs dépendent de nombreux facteurs parmi lesquels on peut citer, la puissance crte, le rapport cyclique, la largeur de l'impulsion.

Les récepteurs GPS en particulier travaillent avec des niveaux de réception très bas de l'ordre de-130dBm, soit environ 30dB sous le plancher de bruit du récepteur. Le type de modulation numérique codée utilisée dans les récepteurs GPS permet une extraction du signal utile pour ces faibles niveaux de réception. Dans ces conditions de très faible puissance reçue, une impulsion de faible niveau à l'entrée du récepteur GPS, de l'ordre de 30dB au-dessus du plancher du bruit, peut produire la saturation des étages d'entrée radiofréquence et la saturation du convertisseur analogique- numérique du récepteur.

II existe actuellement des nombreux dispositifs et méthodes utilisant des traitements anti-intreferences permettant de détecter et d'éliminer d'un signal reçu, des interférences continues (non pulsées) de manière à récupérer en sortie du récepteur un signal épuré utilisable par un récepteur GPS standard. Parmi ces méthodes on peut citer celle consistant à modifier le diagramme de rayonnement de l'antenne de réception pour créer un creux de réception (ou un zéro) dans la direction des perturbateurs, technique connue sous la dénomination en langue anglaise de « Controled Reception Pattern Antenna » ou en abrégé CRPA.

La plus part des autres méthodes sont basées sur des estimations qui sont d'autant plus précises qu'elles sont réalisées sur des durées relativement longues pendant lesquelles les interférences sont présentes.

Une autre méthode consiste à détecter l'impulsion et à couper le récepteur pendant la durée de l'impulsion ( « pulse blanking » en langue anglaise). L'inconvénient de cette méthode est que si les impulsions sont nombreuses pendant une durée importante le récepteur, coupé fréquemment, reçoit peu de signal utile ce qui entraîne des erreurs de mesure importantes.

Ces méthodes. présentent des inconvénients majeurs, d'une part, elles sont mal adaptées aux inférences intermittentes et d'autre part, elles nécessitent pour fonctionner, dans ce dernier cas de figure, que l'interférence

soit observée sur un intervalle de temps suffisamment long, donc en particulier, qu'elle soit géographiquement stable ce qui n'est pas le cas pour les récepteurs GPS embarqués.

Afin de pallier les inconvénients des méthodes anti-anterférence de l'art antérieur, l'invention propose un procédé de détection et de traitement de signaux pulsés présents dans des signaux radioélectriques appliqués à l'entrée d'un récepteur radiofréquences, le récepteur ayant un convertisseur analogique-numérique pour effectuer le codage en numérique sur N bits d'un paquet K de P échantillons successifs du signal analogique appliqué à l'entrée du récepteur et un calculateur pour le traitement desdits signaux numériques, caractérisé en ce qu'à partir d'un histogramme du taux d'occupation des échantillons numérisés, classés par plages Fx de niveaux d'échantillons croissants en amplitude, on détermine une plage Fn, parmi les plages Fx, à partir de laquelle, le nombre total d'échantillons numérisés Nnor contenus dans les plages Fn et celles inférieures à Fn est supérieur ou égal à un seuil Nn de normalité, Nn étant un nombre prédéterminé en fonction de la sensibilité de la détection de signaux pulsés que l'on souhaite réaliser.

A cet effet le calculateur effectue au moins les opérations suivantes : - décompte du nombre d'échantillons Ny par plage Fx de niveaux d'échantillons croissant en d'amplitude, x étant un nombre entier compris entre 1 et m, la totalité des échantillons du paquet K de P d'échantillons étant rangés dans au moins une des plages Fx de niveaux des échantillons ; - détermination d'une plage Fn parmi les plages Fx de niveaux d'échantillons, n étant compris entre 1 et m, à partir de laquelle, le nombre total d'échantillons compris dans les plages F1 à Fn dépasse une valeur prédéterminée Nn d'échantillons ; - décompte du nombre total d'échantillons Nd dans les plages de niveaux croissants au-delà d'une plage de niveaux Fd telle que : Fd = Fn + AF, AF étant une marge ou un écart positif d'un nombre de plages de niveaux d'échantillons par rapport à la plage Fn ; - comparaison du nombre total d'échantillons Nd à un seuil Nmax d'échantillons à partir du quel on détermine la présence ou l'absence d'un signal pulsé dans le signal reçu : si Nd Nmax le signal reçu comporte un signal pulsé, si Nd < Nmax le signal reçu ne contient pas de signal pulsé.

Un premier objectif du procédé selon l'invention est de détecter, à partir d'échantillons numérisés du signal radioélectrique reçu, la présence d'un signal pulsé à l'entrée du récepteur. A cet effet, dans une première phase du procédé selon l'invention, on effectue la détection d'une plage de niveaux d'échantillons correspondant aux signaux supposés non perturbés, que nous appellerons plage de normalité (plage Fn). Cette plage Fn sera caractérisée par des échantillons de faible amplitude par rapport à l'amplitude des échantillons de signaux pulsés et à la capacité du convertisseur analogique-numérique. Cette plage de normalité Fn est déterminée en effectuant la somme des échantillons, à partir de la plage de plus faible niveau (plage F1), contenus dans les plages de niveaux croissants et en comparant le nombre total d'échantillons dans ces plages à une valeur prédéterminée Nn d'échantillons supposés non perturbés, par exemple, à une valeur proche du nombre P d'échantillons du paquet d'échantillons numérisés. La plage Fn est celle à partir de laquelle le nombre total d'échantillons dépasse le nombre Nn prédéterminé.

La figure 1 montre un histogramme du principe de localisation des échantillons dans les plages Fx selon l'invention.

Un autre objectif de l'invention est de supprimer l'action des signaux impulsionnels sur le signal utile en sortie du récepteur lorsque la présence de signaux impulsionnels sont détectés. A cet effet l'invention propose de ramener les échantillons numériques à l'entrée du récepteur à des valeurs proches de celles qu'ils prendraient si le signal à l'entrée radiofréquence du récepteur était un signal radiofréquence « continu » non perturbé par un signal pulsé.

Le procédé, selon une autre caractéristique de l'invention, consiste à écrter la totalité des échantillons numérisés Nd décomptés dans les plages au-delà de la plage de niveaux Fd, que nous appellerons rang de détection, telle que définie précédemment, à un nombre de bits plus faible que ceux pouvant tre fournis par le convertisseur numérique-analogique du récepteur, par exemple à un nombre de bits proche de ceux des échantillons décomptés dans la plage de normalité Fn.

L'invention sera mieux comprise à l'aide de description détaillé des procédés selon l'invention en référence aux dessins annexés, dans lesquels :

- la figure 1 déjà décrite montre un histogramme du principe de localisation selon l'invention des échantillons dans les plages de niveaux Fx.

- la figure 2 représente un paquet K de P échantillons quantifiés sur N bits du signal reçu ; - la figure 3 représente un histogramme de localisation des bits de plus fort poids selon l'invention du paquet K de la figure 2.

L'invention repose sur le fait que les signaux dans tout récepteur standard et notamment dans le cas du GPS mais plus généralement pour la plus part des domaines où les signaux radioélectriques sont utilisés, sont à un moment donné du traitement convertis de l'analogique vers le numérique et sont donc codés sur un certain nombre N de bits.

La figure 2 représente une suite d'échantillons Ech quantifiés sur N bits du signal radioélectrique reçu par le récepteur. Dans l'exemple de la figure 2, la plus part du temps, le bit le plus haut occupé est le deuxième bit, sauf pendant 10% du temps ou cette fois ci, c'est le dernier bit de plus fort poids qui est occupé.

Le principe de l'invention réside sur le fait que dans une configuration sans interférence (c'est-à-dire sans signaux pulsés), le signal est codé en bas de l'échelle de codage, disons sur les deux ou trois bits du bas de l'échelle (peu de puissance d'entrée).

Lorsqu'un signal pulsé, la plus part fort, voire saturant pour le codeur du récepteur, est présent dans le signal reçu, la totalité du signal est alors codé sur l'ensemble des bits de codage et le bit de plus fort poids, correspondant à un échantillon contenant ce signal pulsé, est généralement situé en haut de l'échelle de codage, soit le Nième ou le Nième-1 bit.

La figure 3 représente un histogramme de localisation des bits de plus fort poids selon l'invention du paquet K de P échantillons de la figure 2 Les P échantillons sont codés par un codeur 12 bits (N=12). Le signal échantillonné comporte un signal pulsé de taux de cycle 10% et de période 10/Fe ou Fe est la fréquence d'échantillonnage du codeur du récepteur.

Considérons par exemple un paquet K de 40 échantillons Ech successifs (P=40). Le principe de l'invention est de réaliser pour chaque paquet K considéré de P échantillons (zone entre pointillés sur la figure 2) un décompte ou un histogramme de la place occupée par les échantillons dans des fourchettes de niveaux prédéterminés. Pour simplifier l'explication nous

considérons dans cet exemple que le classement d'un échantillon dans les plages de niveau s'effectue en tenant compte seulement du plus fort poids de l'échantillon numérisé sans tenir compte des bits de plus faible poids.

Le résultat de ce premier décompte, correspondant au codage des échantillons de la figure 2, est donne par la figure 3 représentant un histogramme comportant 12 plages de niveaux (F1 à F12) en abscisses correspondant à la localisation du nombre d'échantillons ayant le mme bit de plus fort poids. Dans cet exemple, le paquet K de P échantillons comporte 36 échantillons dont le bit de plus poids fort poids est égal à 2, soit occupant la plage de niveau F2, et 4 échantillons dont le bit de plus fort poids est égal à 12 (N=12), soit la plage de niveaux F12.

A partir de cet histogramme on détermine à partir de quelle plage de niveaux Fn que nous appellerons rang de normalité, on trouve plus d'un certain pourcentage Sn des P échantillons considérés. Sn, que nous appellerons seuil de normalité, étant un nombre prédéterminé en fonction de la sensibilité de la détection de signaux pulsés que l'on souhaite réaliser.

Dans cet exemple, on choisit Sn = à 80%, soit dans l'exemple de la figure 3, ce seuil de normalité correspond à 32 échantillons sur le total de 40, soit Fn=32.

Partant du rang de normalité Fn (ou plage de niveau Fn), on s'éloigne de AF plages de niveaux (marge) et on observe la quantité d'échantillons classés au-delà d'un nombre de plages de niveaux d'échantillons Fd = Fn + AF. Nous appellerons la plage Fd, rang de détection. Si la totalité des échantillons Nd classés au-delà du rang de détection Fd est supérieure à un second seuil Sd, que nous appellerons seuil de détection, en pour cent des P échantillons (5% par exemple), alors on considère que le signal codé contient une composante intermittente qu'il faut traiter par un procédé spécifique que nous décrirons plus loin. En revanche si le second seuil Sd n'est pas dépassé, on considérera que le signal codé ne contient que des composantes « continues » qui seront traités par des procédés classiques.

Dans l'exemple de la figure 3, Sd ayant été choisi à 5% des échantillons soit 2 échantillons et que le nombre total Nd d'échantillons contenus dans les plages de niveaux au-delà de Fd est de quatre (soit 10%

du total d'échantillons), on considère que le signal codé contient une composante intermittente.

Dans les cas où le second seuil Sd de détection est dépassé c'est-à-dire qu'on a détecté la présence d'échantillons d'un signal pulsé, on ramène les échantillons Nd, en sortie du traitement, dans la partie basse de l'histogramme soit à des niveaux qui feront qu'il semblera que le signal codé ne contient plus que des composantes « continues ». A cet effet, il suffit d'écrter la totalité des échantillons Nd à un nombre de bits plus faible, proche du nombre des bits des échantillons du rang de normalité Fn soit par exemple ceux de Fn ou Fn+1.

De cette manière, imaginons que dans cet exemple de la figure 3, le signal reçu est constitué du signal GPS noyé dans le bruit thermique codé sur les deux premiers bits (bits du bas dans la figure 3) et du signal intermittent de taux de cycle 10% et de période 10/Fe.-Si l'on procède selon l'invention, les échantillons Nd des signaux pulsés seront ramenés au niveau du bruit thermique par saturation programmable.

Le signal de sortie, après traitement selon l'invention, sera constitué de 90% d'échantillons codés proprement, c'est-à-dire avec un signal réellement reçu, (soit 36 échantillons sur 40 dans l'exemple de la figure 3), et des échantillons codés improprement, (soit 4 échantillons sur 40 dans l'exemple de la figure 3), c'est-à-dire ramenés au niveau du bruit mais en tout cas beaucoup moins puissants que les signaux pulsés d'origine donc moins perturbateurs pour étages du récepteur GPS standard.

Les traitements décrits d'après le procédé selon l'invention sont réalisés par exemple à l'aide de circuit de calcul de façon connue. Par exemple les paquets K de P échantillons numérisés à traiter peuvent tre stockés dans une mémoire du calculateur qui effectuera les opérations de calcul nécessaires à la détermination de la présence ou de l'absence de signaux pulsés en fonction des différents seuils Sn et Sd choisis tels que décrits précédemment. Le calculateur peut comporter un programme comportant une suite d'instructions effectuant les différentes opérations nécessaires au déroulement du procédé selon l'invention. Les calculateurs récents, permettent par leur grande vitesse de calcul, un traitement des signaux en temps réel.

L'utilisation du procédé de détection et traitement des signaux pulsés selon l'invention permet de réduire la perte du rapport signal à bruit dû à la présence de tels perturbateurs à l'entré d'un récepteur GPS à un niveau de l'ordre de 10% de la puissance initiale, soit de 1dB après traitement, alors que sans traitement la présence d'un brouilleur intermittent codé sur 10 bits au-dessus du bruit thermique, soit un IRN de 60 dB aurait entraîné une perte de rapport signal à bruit de l'ordre de cet INR, soit 60dB.

Enfin, aujourd'hui, on trouve sur le marché des générateurs interférents pulsés à des niveaux de prix relativement bas ce qui rend une menace intentionnelle de brouillage tout à fait réaliste.