Vollduplexübertragung

Beschreibung

Die Erfindung betrifft ein Radar-Verfahren und -System zum Signalaustausch zwischen mindestens zwei nicht-kohärenten Sende-Empfangseinheiten.

Bei bekannten Radar-Verfahren, insbesondere Sekundärradar-Verfahren, kommunizieren herkömmlicherweise mindestens zwei, räumlich getrennte, nichtkohärente Sende-Empfangseinheiten miteinander. In Fig. 1 ist ein herkömmliches Sekundärradar 4 mit zwei Sende-Empfangseinheiten 1, 2 abgebildet, wobei die Sende-Empfangseinheiten 1, 2 miteinander kommunizieren. Die Sende- Empfangseinheiten 1, 2 weisen typischerweise jeweils eine eigene Taktquelle 11, 21 auf, beispielsweise einen Lokaloszillator. Ferner weist jede Sende- Empfangseinheit 1, 2 einen Hochfrequenz-(HF-)Generator 12, 22; einen Mischer oder Korrelator 13, 23; einen Analog-zu-Digital-(A/D-)Wandler 14, 24 und eine HF-Antenne 15, 25 auf.

Aufgrund der räumlichen Trennung der Sende-Empfangseinheiten 1, 2 ist eine direkte, kohärente Messung, nicht möglich. In WO 2017/118621 Al wird beispielsweise ein Messverfahren beschrieben, bei dem zwei Sende-Empfangseinheiten über einen gleichen, reziproken Funkkanal Signale derart senden und empfangen, dass sich die gesendeten Signale zumindest in einem Bereich zeitlich überlappen. Es wird in WO 2017/118621 Al ein Zeitversatz zwischen den Signalen von kleiner als der Signaldauer (oder auch der halben Signaldauer) verwendet.

In jeder Sende-Empfangseinheit werden die empfangenen Signale jeweils mit den gesendeten Signalen (abwärts ins Basisband) gemischt und (mittels A/D-Wandler) abgetastet, wobei das Phasenrauschen beider abgetasteten Signale korreliert ist. Nach aufwendigen Korrekturschritten sowie einer synthetischen Mischung beider abgetasteter Signale kann der Einfluss des Phasenrauschens unterdrückt werden. Auch systematische Abweichungen können korrigiert werden, wodurch schließlich eine kohärente Messung ermöglicht wird.

Als nachteilig hat es sich erwiesen, dass für eine Schätzung des Abstands, der Relativgeschwindigkeit und des Phasenwerts, eine Übertragung des gesamten abgetasteten Signals von mindestens einer Sende-Empfangseinheit zur anderen Sende-Empfangseinheit notwendig ist.

Darüber hinaus, ist die spektrale Effizienz nach einer Abwärtsmischung ins Basisband durch die unterschiedlichen Taktraten (bzw. einen zeitlichen Drift ö _t zwischen den Signalen) zwischen den Taktquellen sehr gering. In Fig. 2 ist ein zeitlicher Frequenzverlauf von Signalen abgebildet, die nach dem Verfahren aus WO 2017/118621 Al empfangen und ins Basisband gemischt werden. Als Signale werden Frequency Modulated Continuous Wave (FMCW)-Signale mit mehreren Frequenzrampen verwendet, die auch als Chirps bezeichnet werden .

Frequenzrampen mit positiver Steigung werden als Up-Chirps bezeichnet und Frequenzrampen mit negativer Steigung werden als Down-Chirps bezeichnet. Die in Fig. 2 verwendeten Symbole d m, Ar, r ₀ und T _sw bezeichnen den

Frequenzversatz, die Sweeprate, den Zeitversatz, die Laufzeit im Kanal und die Sweepdauer. Aus den in Fig. 2 abgebildeten Frequenzverläufen wird deutlich, dass das belegte Frequenzband B sich mit der Nummer des FMCW-Chirps ändert. Insbesondere nimmt das belegte Frequenzband B mit der Zeit zu. Des Weiteren kommt es zu Frequenzänderungen jedes FMCW-Chirps, die nachfolgend mit einer aufwendigen Signalverarbeitung korrigiert werden müssen.

In der Signalverarbeitung sind viele, aufwendige Korrekturschritte zur digitalen Aufarbeitung (auch Post-Processing genannt) der abwärtsgemischten und abgetasteten Signale notwendig. Insbesondere beinhalten die Korrekturschritte eine besonders aufwendige Korrektur des quadratischen Phasenverlaufs und ein Verschieben der abgetasteten Signale im Zeitbereich.

Ein Betrieb mit mehreren Radarstationen sowie ein effizientes Multiplexing gestaltet sich durch die oben diskutierten Nachteile schwierig. Bei einer annähernd gleichzeitigen Messung mit allen Radareinheiten müssten hohe Anforderungen an die A/D-Wandler gestellt werden, da im Basisband eine hohe Bandbreite erforderlich ist (es wird ein breites Frequenzband von jeder

Radareinheit belegt und durch die zeitliche Änderung werden breite

Frequenzabstände zwischen den Frequenzbändern der Radarstationen benötigt).

Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Radar-Verfahren und ein Radar-System bereitzustellen, das eine vergleichsweise einfache Messung erlaubt und es insbesondere ermöglicht, aufwendige Korrekturschritte in der digitalen

Aufarbeitung der übertragenen Signale zu reduzieren bzw. zu vermeiden.

Die Aufgabe wird insbesondere durch ein Radar-Verfahren nach Anspruch 1, ein Radar-System nach Anspruch 16 und/oder eine Verwendung eines Radar- Verfahrens nach Anspruch 18 gelöst.

Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird die Aufgabe insbesondere durch ein Radar-Verfahren zum Signalaustausch zwischen mindestens zwei nichtkohärenten Sende-Empfangseinheiten gelöst, die jeweils zunächst nichtsynchrone, insbesondere ansteuerbare, Taktquellen aufweisen, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: - eine Synchronisation, bei der Taktoffsets und/oder Taktraten der

Taktquellen der mindestens zwei Sende-Empfangseinheiten angeglichen werden;

- ein Vollduplex-Messverfahren, bei dem ein erstes Sendesignal der ersten Sende-Empfangseinheit an die zweite Sende-Empfangseinheit und ein zweites Sendesignal der zweiten Sende-Empfangseinheit an die erste Sende-Empfangseinheit über einen Funkkanal, übertragen werden, wobei die Synchronisation vor dem Vollduplex-Messverfahren derart durchgeführt wird, dass ein Zeitversatz und/oder ein Frequenzversatz zwischen den

Sendesignalen während einer Übertragungszeit des Vollduplex-Messverfahrens zumindest im Wesentlichen konstant bleibt/en.

Insbesondere ist unter einem konstanten Zeitversatz und/oder einem konstanten Frequenzversatz zu verstehen, dass der Zeitversatz kleiner als 5ns und/oder der Frequenzversatz kleiner als 5ppm, vorzugsweise der Zeitversatz kleiner als 2,5ns und/oder der Frequenzversatz kleiner als 2,5ppm ist, oder besonders bevorzugt der Zeitversatz kleiner als Ins und/oder der Frequenzversatz kleiner als lppm ist.

Die erfindungsgemäße (präzise) Synchronisation der Taktquellen vor dem

Vollduplex-Messverfahren führt dazu, dass eine präzise Messung des Abstands, der Relativgeschwindigkeit zwischen den Sende-Empfangseinheiten und/oder der Phasenlage zwischen den Sendesignalen der Sende-Empfangseinheiten ermöglicht wird, wobei sich der Aufwand an digitaler Aufarbeitung der empfangenen Signale reduziert. Mehrere aufwendige Korrekturschritte entfallen hierdurch. Ferner kann auch die Menge an Daten, die für eine präzise Messung des Abstands, der Relativgeschwindigkeit zwischen den Sende-Empfangseinheiten und/oder der Phasenlage zwischen den Sendesignalen Sende-Empfangseinheiten benötigt werden, reduziert werden.

Unter Taktquellen werden vorzugsweise oszillierende Taktquellen verstanden, die durch einen Schwingprozess ein Taktsignal erzeugen. Betrachtet man zwei Taktsignale, so können diese zueinander einen Taktoffset aufweisen. Darüber können sich zwei Taktsignale auch in ihrer Taktrate unterscheiden. Bei räumlich voneinander getrennten Sende-Empfangseinheiten mit jeweiligen Taktquellen, führt ein Taktoffset zu einem Zeitversatz oder auch zu einer unterschiedlichen Phasenlage der Sendesignale der Sende-Empfangseinheiten. Unterschiedliche Taktraten führen dazu, dass ein Frequenzversatz zwischen den Sendesignalen der Sende-Empfangseinheiten entsteht. Änderungen der Taktraten führen hingegen zu einem Auseinanderdriften der Frequenzen, also einen sich zeitlich ändernden Frequenzversatz.

Bei nicht-synchronen Taktquellen ist/sind insbesondere ein Taktoffset und/oder jeweils unterschiedliche Taktraten vorhanden. Im vorliegenden Radar-Verfahren werden zunächst nicht-synchrone Taktquellen in einem Schritt synchronisiert.

Dies bedeutet, dass der Taktoffset und/oder die Taktraten der Taktquellen aneinander angeglichen werden. Nach der Synchronisation ist/sind der Taktoffset und/oder die Taktraten insbesondere aneinander anglichen.

Ein Signal, wie beispielsweise ein Sendesignal oder ein empfangenes Sendesignal, weist vorzugsweise eine Amplitude, eine Frequenz und eine Phase auf.

Insbesondere bezeichnet das Wort Duplex die Richtungsabhängigkeit eines Übertragungskanals, wobei mit einem Vollduplex-Kanal eine annähernd

gleichzeitige Signalübertragung in beide Richtungen möglich ist.

In einer bevorzugten Ausführungsform erfolgt die Synchronisation per Funk, insbesondere über den Funkkanal, der vorzugsweise reziprok ist. Dadurch wird erreicht, dass die Synchronisation möglichst einfach und komfortabel vor dem Vollduplex-Messverfahren, insbesondere über denselben Funkkanal, der während des Vollduplex-Messverfahren verwendet wird, ausgeführt werden kann.

Vorzugsweise ist der Funkkanal reziprok, was bedeutet, dass die

Kanaleigenschaften des Funkkanals in beiden Richtungen gleich sind. Alternativ und/oder zusätzlich kann die Synchronisation auch per Kabel erfolgen. Hierfür ist lediglich eine Übertragung von niederfrequenten Signalen notwendig, wodurch der technische Aufwand für eine Realisierung einfach gehalten wird. Vorzugsweise werden zur Synchronisation ausgetauschte Synchronisationssignale, insbesondere gleichartige Synchronisationssignale, herangezogen.

Ein (vollständiges) Signal bzw. Synchronisationssignal ist insbesonere dadurch gekennzeichnet, dass es Informationen über Phase, Amplitude und Frequenz bzw. insbesondere die (vollständigen) ADC-Daten (also das analog-digital-konvertierte Signal) enthält. In diesem Sinne ist die Übermittelung einzelner Parameter, wie beispielsweise einer Frequenz, des Signals nicht als Übermittelung eines Signales zu verstehen.

In einer besonders bevorzugten Ausführungsform sind die ausgetauschten

Synchronisationssignale mit einer gleichartigen Frequenzmodulation,

insbesondere einer FMCW-Modulation oder einer FSK-Modulation, moduliert, wobei in den Sende-Empfangseinheiten vorzugsweise eine Frequenzverstimmung und/oder ein Frequenzdrift zwischen den Synchronisationssignalen bestimmt wird. Durch die Verwendung einer gleichartigen Frequenzmodulation kann eine

Frequenzverstimmung und/oder ein Frequenzdrift zwischen den

Synchronisationssignalen besonders gut bestimmt werden.

Insbesondere werden zur Synchronisation einzelne Synchronisationswerte, insbesondere einzelne Signalparameter, wie vorzugsweise Frequenz- und/oder Phasenwerte, übermittelt. Insbesondere ist unter einem Synchronisationswert kein (vollständiges) (Synchronisations-)Signal (umfassend Information über Phase, Amplitude und Frequenz) zu verstehen. Synchronisationswerte sind hingegen Werte, die beispielsweise bestimmte Parameter mit einem oder mehreren Werten beschreiben, wie Frequenzwerte, Frequenzdriftwerte und dergleichen.

Insbesondere umfassen die einzelnen Synchronisationswerte eine erste globale Uhrzeit der ersten Sende-Empfangseinheit und/oder eine zweite globale Uhrzeit der zweiten Sende-Empfangseinheit, wobei insbesondere die erste globale Uhrzeit anhand der zweiten globalen Uhrzeit und einer ersten lokalen Uhrzeit bestimmt wird und/oder die zweite globale Uhrzeit anhand der ersten globalen Uhrzeit und einer zweiten lokalen Uhrzeit bestimmt wird. Dadurch wird eine Synchronisation der Sende-Empfangseinheiten besonders gut erreicht, wobei die Synchronisation in jeder Sende-Empfangseinheit dezentral durchgeführt werden kann. Alternativ wird zur Synchronisation ein zeitlicher Drift zwischen den Taktraten der

Taktquellen bestimmt und zwischen den mindestens zwei Sende- Empfangseinheiten ausgetauscht.

Vorzugsweise werden zur Synchronisation die Taktquellen (z. B. VCXOs; voltage controlled crystal oscillators) mit entsprechenden Steuersignalen, insbesondere Steuerspannungen, derart angesteuert, dass die Taktraten der Taktquellen angeglichen werden. Dadurch wird es ermöglicht, die Taktquellen direkt aneinander anzugleichen. Des Weiteren kann die Taktquelle der ersten Sende- Empfangseinheit an die Taktquelle der zweiten Sende-Empfangseinheit und/oder die Taktquelle der zweiten Sende-Empfangseinheit an die Taktquelle der ersten Sende-Empfangseinheit angeglichen werden.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform werden im Vollduplex-Messverfahren ein Abstand und/oder eine Relativgeschwindigkeit zwischen den mindestens zwei Sende-Empfangseinheiten aus einer Signallaufzeit der Sendesignale über den Funkkanal bestimmt. Insbesondere werden beim Vollduplex-Messverfahren gleichartige, insbesondere FMCW-, Sendesignale ausgetauscht, die insbesondere eine Abfolge von abwechselnden Up- und Down-Chirps, eine Abfolge von nur Up- Chirps oder eine Abfolge von nur Down-Chirps umfassen. Dadurch kann der Abstand und/oder die Relativgeschwindigkeit besonders präzise bestimmt werden.

Vorzugsweise wird beim Vollduplex-Messverfahren in jeder Sende- Empfangseinheit ein Vergleichssignal dadurch erzeugt, dass empfangene

Sendesignale jeweils mit den entsprechenden Sendesignalen gemischt und/oder korreliert werden, und die Vergleichssignale zwischen den Sende- Empfangseinheiten ausgetauscht werden, wobei insbesondere in zumindest einer der zwei Sende-Empfangseinheiten folgende Schritte durchgeführt werden :

Bestimmen und Korrigieren einer Mittenfrequenz; Korrigieren einer

Phasenverschiebung; und Überlagern zu einem synthetischen Empfangssignal. Die Anzahl der Verfahrensschritte in jeder Sende-Empfangseinheit kann hierdurch reduziert werden.

Vorzugsweise wird beim Vollduplex-Messverfahren in jeder Sende- Empfangseinheit ein Vergleichssignal dadurch erzeugt, dass empfangene

Sendesignale jeweils mit den entsprechenden Sendesignalen gemischt und/oder korreliert werden, und aus den Vergleichssignalen, insbesondere spektrale, Auswerteparameter in der jeweiligen Sende-Empfangseinheit bestimmt werden, die zwischen den Sende-Empfangseinheiten ausgetauscht werden. Dadurch wird insbesondere die Datenmenge, die zwischen den Sende-Empfangseinheiten beim Vollduplex-Messverfahren ausgetauscht wird, reduziert.

In einer besonders bevorzugten Ausführungsform wird ein Vergleichsspektrum des Vergleichssignals für jeden Signal-Chirp erzeugt, wobei die

Auswerteparameter einen Frequenzwert des Maximums im Vergleichsspektrum und einen Phasenwert des Maximums im Vergleichsspektrum umfassen. Dadurch kann die Datenmenge, die zwischen den Sende-Empfangseinheiten beim

Vollduplex-Messverfahren ausgetauscht wird, auf zwei Werte pro Chirp reduziert werden.

Insbesondere wird ein zweidimensionales Vergleichssignalspektrum in jeder Sende-Empfangsstation erzeugt, wobei die Auswerteparameter zwei

Frequenzwerte pro Sende-Empfangsstation umfassen, die die Frequenzwerte eines Maximums entlang jeder Dimension des zweidimensionalen

Vergleichssignalspektrums sind. Dadurch kann die Datenmenge, die zwischen den Sende-Empfangseinheiten beim Vollduplex-Messverfahren ausgetauscht werdn, weiter auf zwei Werte reduziert werden.

Die obengenannte Aufgabe wird weiterhin insbesondere durch ein Radar-System, vorzugsweise Sekundärradar- System, zur Bestimmung eines Abstands und/oder einer Relativgeschwindigkeit gelöst, insbesondere zur Durchführung des obengenannten Verfahrens, umfassend: mindestens zwei, vorzugsweise räumlich getrennte, nicht-kohärente Sende-Empfangseinheiten, die jeweils zunächst nicht- synchrone, insbesondere ansteuerbare, Taktquellen aufweisen; eine

Synchronisationseinrichtung zur Durchführung einer Synchronisation, bei der Taktoffsets und/oder Taktraten der Taktquellen der mindestens zwei Sende- Empfangseinheiten angeglichen werden; wobei die Sende-Empfangseinheiten ausgebildet sind, ein Vollduplex-Messverfahren durchzuführen, bei dem ein erstes Sendesignal der ersten Sende-Empfangseinheit an die zweite Sende- Empfangseinheit und ein zweites Sendesignal der zweiten Sende-Empfangseinheit an die erste Sende-Empfangseinheit über einen Funkkanal, übertragen werden, wobei die Synchronisationseinrichtung ausgebildet ist, die Synchronisation vor dem Vollduplex-Messverfahren derart durchzuführen, dass ein Zeitversatz und/oder ein Frequenzversatz zwischen den Sendesignalen während einer Übertragungszeit des Vollduplex-Messverfahrens zumindest im Wesentlichen konstant bleibt/en.

Vorzugsweise sind die Taktquellen insbesondere steuerbare, vorzugsweise spannungsgesteuerte, Oszillatoren, insbesondere Quarzoszillatoren (voltage controlled crystal oscillators, VCXOs). Dadurch lassen sich die Taktraten besonders gut (adaptiv) anpassen. Alternativ wäre es auch denkbar, dass eine zusätzliche Schaltung, vorzugsweise eine Verzögerungsschaltung die Taktsignale, die durch die Taktquellen erzeugt werden, modifiziert, insbesondere verzögert, so dass die Taktsignale aneinander angeglichen sind.

Weiterhin wird die obengenannte Aufgabe durch die Verwendung des oben beschriebenen Radar-Verfahrens und/oder des oben beschriebenen Radar- Systems für mobile Einrichtungen gelöst, vorzugsweise für Fahrzeuge,

insbesondere unbemannte Luftfahrzeuge oder vorzugsweise Personen- und/oder Lastkraftwagen.

Weitere Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen. In der nachfolgenden Beschreibung, werden auch unter Bezugnahme auf beiliegende Figuren, weitere Grundlagen, Aspekte und Ausführungsformen der Erfindung beschrieben. Hierbei zeigt:

Fig. 1 zwei Sende-Empfangseinheiten, wie sie im Stand der Technik zu io

finden sind;

Fig. 2 Frequenzverläufe im Basäsband für nicht-synchronisierte Taktquellen

der Sende-Empfangseinheiten, wie sie im Stand der Technik vorzufinden sind; und

Fig. 3 Frequenzverläufe im Basisband für synchronisierte Taktquellen der

Sende-Empfangseinheiten.

In der nachfolgenden Beschreibung werden für gleiche und gleichwirkende Teile dieselben Bezugsziffern verwendet. Im erfindungsgemäßen Radar-Verfahren geschieht ein Angleichen der Taktquellen, oder auch Lokaioszillatoren, vor der eigentlichen Messung, dem Vollduplex-Messverfahren.

Zum Angleichen der Taktquellen kann der zeitliche Drift beispielsweise zunächst per Messung ermittelt werden und anschließend wird ein Angleichen der

Taktquellen der einzelnen Radareinheiten durchgeführt.

Ergänzend sei hier erwähnt, dass die Reduktion des Drifts auch durch die Wahl von sehr hochwertigen Oszillatoren (z.B. Atomuhren) erreicht werden könnte.

Dies ist allerdings für den Anwendungsfall hinsichtlich der Größe, der

Komplexität, des Energieverbrauchs und des Preises von Atomuhren, meistens nicht möglich.

In Fig. 3 ist die Momentanfrequenz der herabgemischten Signale nach der Synchronisation (einem Angleichen der Taktquellen) dargestellt. Hierbei bezeichnet / _shift = Af + mAt die unbekannte Mittenfrequenz, welche sich aus einem Frequenzversatz Af und dem Produkt aus Sweeprate und Zeitversatz mAt zusammensetzt. Die beide Momentanfrequenzen sind konstant und zueinander um 2 T ₀ verschoben, also um zweimal die Laufzeit im Übertragungskanal. Herleitung des Signalmodells

Im Folgenden werden Signale mit s _k ^d _x (t) bezeichnet, wobei die hochgestellte

Bezeichnung u/d entweder Up- oder Down-Chirp, die tiefgestellten

Bezeichnungen a die Nummer der Sende-Empfangseinheit (Radarstation), die Nummer des FMCW-Chirps und x den Typ des Signals

(Sendessignal - tx, Empfangssignal - rx, Mischsignal - mix und Beatsignal - beat ), wobei als Beatsignal das digitalisierte (zeit- und wertediskrete) Mischsignal bezeichnet.

Die Phasen der Sendesignale für zwei Sende-Empfangseinheiten lassen sich mathematisch, welche auch als Referenzsignal für den Mischprozess dienen, als beschreiben, wobei f _c und B der Trägerfrequenz und der Bandbreite des HF- Signals entsprechen. Die Variablen ® _ak und Y _oί ( stellen die unbekannten

Startphasen und das Phasenrauschen während eines FMCW-Chirps von Sende- Empfangseinheit a dar. Prinzipiell sind alle FMCW-Chirps um At in der Zeit verschoben und die Trägerfrequenz der beiden Sende-Empfangseinheiten unterscheidet sich um Af.

Die zugehörigen komplexen Zeitsignale können als A _a exp

beschrieben werden. Beide Signale werden über einen Übertragungskanal mit der Laufzeit r(f) zu der jeweils anderen Sende-Empfangseinheit ausgesendet und dort empfangen. Die Laufzeit z _k = T ₀ + T im Übertragungskanal setzt sich hierbei aus einer Startzeit r ₀ und einer kleinen Änderung r _k zusammen. Hieraus können Abstand und

Geschwindigkeit über x _k = c ₀ r _k = x ₀ + kvT _vi berechnet werden. Letztere beeinflusst die Phasenlage von Chirp zu Chirp, jedoch nur in geringem Maß die resultierende Abtastfrequenz. Die Phasenlage dieser Empfangssignale lässt sich daher als zeitverzögerte Variante der Sendesignale darstellen. Wie allgemein bekannt ist, lassen sich die Phasen der Signale nach dem Mischvorgang (IQ-Mischung oder I-Mischung und anschließender Hilberttransformation) und anschließender Filterung mit einem Tiefpassfilter als und F* * (0 = Fϊ„ ( - ₂ ^u ( (4) darstellen. Durch Einsetzen von (1) und (2) in (4) ergeben sich die Mischsignale

wobei ersichtlich ist, dass die Phasenlage beider Signale durch die Störgrößen gleichermaßen beeinflusst wird. Der Einfluss durch die Laufzeit oder die Änderung der Laufzeit hat eine komplex konjugierte Phasenänderung zur Folge. Da ein Abtasten der Mischsignale zum Zeitpunkt t nicht durchführbar ist, sind die

Beatsignale und

eine zeitverzögerte Version der Mischsignale, was für ein monofrequentes Signal auch als Phasenverschiebung um g _i bzw. g ₂ dargestellt werden kann.

Das Vollduplex-Messverfahren

Wenn eine Schätzung des Abstands und der Geschwindigkeit durchgeführt werden soll, können beispielsweise nur Up-Chirps gesendet und empfangen werden.

Vorteilhaft ist hierbei, dass sich der Eindeutigkeitsbereich der detektierbaren Geschwindigkeit verdoppelt. Analog ist dieses Ausführungsbeispiel auch mit Down-Chirps möglich. Nach einer Fouriertransformation T{·} in Abstandsrichtung können die Spektren der abgetasteten Signale als beschrieben werden. Für die Fensterfunktion im Spektralbereich und das

Phasenrauschen wurde die Notation W(f), Y _{rh 1A} (/) = Y _1A (/) - Y _2A (/ - r _A ) und

Austausch der Sendesignale und Überlagerung der Sendesignale:

Nun ist es möglich, die abgetasteten Signale komplett auszutauschen. Hierbei vereinfacht sich die Berechnung im Vergleich zu Verfahren des Stands der Technik. Zunächst lässt sich aus (8) und (9) feststellen, dass beide abgetasteten Signale um eine virtuelle Mittenfrequenz / _shift angeordnet sind. Diese berechnet sich über eine Suche nach den beiden Peaks zu

Im nächsten Schritt wird diese Verschiebung korrigiert, was zu

^ü _{,be t} i/) ~ A {/-mt _ϋ } * Y (/) * F jexp{j _p (/)}} -exp{j ,}

(11) exp{j(2 _K (/ _c -5/2)r, + ® _lk -© _2A )} und

führt. Eine solche Verschiebung kann beispielsweise mit Hilfe einer

Fouriertransformation durchgeführt werden. Beide Signale befinden sich nun um die Beatfrequenz zentriert, welche einem Abstand von 0 m (bzw. einer

Beatfrequenz von 0 Hz) entspricht. Anschließend werden für jeden Chirp die Phasen des Maximums ermittelt und durch zwei geteilt = (arg{max{ 5“. _beat (/)}} + arg { max { S" _{k at} (/)} } ) / 2

(13)

Durch die Division tritt möglicherweise ein Phasensprung um 4* e /p mit / e Z auf, welcher durch Unwrapping korrigiert werden kann (mit Ausnahme der Phase “ des ersten Chirps). Das verbleibende Phasenrauschen während eines FMCW

Chirps kann durch T angenähert werden, was einer

Taylorreihen-Entwicklung bis zum linearen Glied s _k (t) entspricht. Diese Näherung trifft in der praktischen Anwendung sehr gut zu, da das Niveau des

Phasenrauschens notwendigerweise wesentlich kleiner als die Amplitude des Trägersignals ist. Nach Korrektur der Phasenwerte pro FMCW-Chirp mit (13) erhält man die Signale

^u. _beat (/) * Ad { / - mt ₀ } * W (/) * F { 1 + j e _k ( t )} exp { j “ }

(14) exp { j(fi ^~ Y ₂ )/ ² } e ^x P {j2rc(/ _c - B/2) r _k } und

deren Phasenverschiebung durch Störgrößen nun exakt komplex konjugiert ist. Abschließend wird das zu (15) gehörige Zeitsignal komplex konjugiert und eine Überlagerung zum synthetischen Beatsignal durchgeführt. Falls die Relativgeschwindigkeit ermittelt werden soll, kann dies recheneffizient über eine Fouriertransformation von (16) entlang der

Chirpnummer k erfolgen, womit die relative Geschwindigkeit bestimmt werden kann.

Bestimmung von Frequenzwert und Phasenwert pro Chirp:

Die benötigte Menge der zu übertragenden Daten und die Anzahl der benötigten Rechenschritte können auch wie folgt reduziert werden: pro FMCW-Chirp wird jeweils in allen Sende- Empfangseinheiten die Beatfrequenz des Maximums bestimmt. Die Verrechnung dieser Maxima von beiden Sende-Empfangseinheiten über

führt unmittelbar auf die Laufzeit im Übertragungskanal. Da sich der Abstand während der kompletten Sendesequenz nur (sehr) geringfügig ändert, kann über die Mittelung eine deutliche Steigerung der Genauigkeit einer Laufzeitmessung (bzw.

Abstandsmessung) erzielt werden. Ebenfalls ist es möglich, die Phasenänderung durch eine Detektion der Phase der Maxima in beiden Radaren über k = arg {max { S^ _{i beat} (/)} } - arg {max { S ₂ ^U , _beat (/)}} = 4 (f _c -B/2)t, +f _ϋ (19) zu schätzen. Über diese Phasenänderung kann die Änderung der Länge der Übertragungsstrecke sehr präzise ermittelt und Geschwindigkeiten gemessen werden. Die Variable f ₀ stellt eine unbekannte Startphase dar, welche keinen

Einfluss auf die Messung hat. Somit ist die Übertragung von 2 K reellen Werten für eine Chirp-Sequenz mit K FMCW Chirps notwendig.

Bestimmung eines zweidimensionalen Spektrums pro Sende- Empfangseinheit:

Bei diesem Ausführungsbeispiel lassen sich Abstand und Relativgeschwindigkeit mit der Übertragung von 2 reellen Werten pro Sende-Empfangseinheit

(unabhängig von der Länge der Chirp-Sequenz) schätzen. Angenommen wird hierzu, dass systematische Störeinflüsse dominant sind (Phasenrauschen hat vergleichsweise geringen Einfluss). Das bedeutet, dass die Taktfrequenzen der beiden Sende-Empfangseinheiten nicht exakt übereinstimmen und somit der zeitliche Drift nicht genau zu Null gesetzt wurde. Dies hat eine lineare Phasenänderung pro FMCW-Chirp zur Folge, was durch einen Frequenzoffset Af ₂ entlang der Geschwindigkeitsachse ausgedrückt werden kann und gleich in beiden Sende-Empfangseinheiten auftritt. Somit lassen sich die beiden 2D

Fouriertransformationen T ₂ {·} entlang der FMCW Chirps als

S _i ' _aD (f,f ) Ab{f -(Af + m(t„+At))} *Y(/)* ΐ \ΐ {l + (i)}}

beschreiben, wobei g\ und g ₂ unbekannte und irrelevante Phasenwerte

darstellen. Die Störung durch die 2D Fouriertransformation des PhasenrauschensF ₂ { F{1 + j £ _fc (t)}} ist in beiden Stationen quasi identisch und hebt sich auf. Die Verrechnung der Maxima entlang der Abstands- und Geschwindigkeitsachse (Laufzeit und Änderung der Laufzeit) von der ersten Sende-Empfangseinheit und der zweiten Sende-Empfangseinheiten ergibt nun unmittelbar die zu ermittelnden Messgrößen ) )

Bezuqszeichenliste

1 erste Sende-Empfangseinheit

2 zweite Sende-Empfangseinheit

4 Radar-System

11 Taktquelle der ersten Sende-Empfangseinheit

12 Hochfrequenzgenerator (HF) der ersten Sende-Empfangseinheit

13 Mischer der ersten Sende-Empfangseinheit

14 Analog-zu-Digital-(A/D-)Wandler der ersten Sende-Empfangseinheit HF-Antenne der ersten Sende-Empfangseinheit

Taktquelle der zweiten Sende-Empfangseinheit

Hochfrequenzgenerator (HF) der zweiten Sende-Empfangseinheit Mischer der zweiten Sende-Empfangseinheit

Analog-zu-Digital-(A/D-)Wandler der zweiten Sende- Empfangseinheit

HF-Antenne der zweiten Sende-Empfangseinheit

Funkkanal