本申请要求于 2012 年 6 月 7 日提交中国专利局、 申请号为 201210185973.8, 发明名称为 "一种物理层信号的发送方法、 装置及系统" 的 中国专利申请的优先权， 其全部内容通过引用结合在本申请中。 技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种物理层信 号的发送方法、装置及系统。 背景技术

60GHz毫米波通信是一种定义在 60 GHz频段的新兴短距高速无线通信技 术。 由于世界各国在 60GHz频段附近有高达几个 GHz的免认证频谱， 60GHz 亳米波技术拥有巨大的通信容量。采用 60GHz亳米波技术定义 WPAN( wireless personal area network, 无线个域网）， 可以方便地实现移动设备间的高速互联 以及移动设备在大尺寸电视、 显示器、 投影仪上的无线显示； 此外， 还可实现 热点地段超高速下载与同步， 并能提供 Gbps (billions of bits per second, 表示 网络交换货款能力级别）的 Internet (互联网）接入， 增强用户的互联网体验。 正因如此， 它正得到全球广泛的关注。 目前， 已经有 ECMA 387 ( European Computer Manufactures Association, 欧洲计算机制造联合会）、 IEEE 802.15.3c ( Institute of Electrical and Electronics Engineers , 美国电气和电子工程师†办会 ) 两个 60GHz标准发布， 且另外一个标准 IEEE 802.11ad正在制定当中。

已有的 60GHz毫米波标准都定义了 WPAN物理层信号发送的方法， 其典 型帧结构如附图 1所示。 其中， STF ( short training field, 短训练域） 为短训 练序列部分， CE ( channel estimation,信道估计）为用于信道估计的辅助序� ��。 STF为 16个 Gal28序列和 1个- Gal28序列； CE也由士 Gal28与士 GM28序 列组成， 如附图 2所示。 Gal28与 GM28均为长度为 128的 Golay序列。基于 该帧结构进行物理层信号的发送， 接收端可以利用 STF进行突发帧捕获、 频 偏估计与补偿、 相偏估计与补偿、 定时误差估计与补偿等； 利用 CE进行信道 估计； 然后恢复帧头 （Header )及数据块（BLK ) 的信息。

上述现有的物理层信号的发送方法的技术方案 中没有充分考虑射频非理 想因素的影响。 对于 60GHz毫米波信号而言， 由于频点高、 带宽大， 射频器 件将不可避免地存在非理想因素的影响。典型 地，射频器件存在功放过程产生 的非线性影响、 IQ ( inphase， 同相分量； quadrature, 正交分量）失衡的影响。 尽管针对功放过程产生的非线性影响、 IQ失衡有一些基于盲估计的解决方案， 但对于 60GHz系统而言， 接收机复杂度过高， 且缺乏可实现性。 此外， 基于 Gal28的帧捕获无法利用多径能量提高捕获的鲁� ��性， 并将因为 60GHz系统 过大的载波频偏而只能采用差分相干法进行捕 获，相关检测器在理想信道下具 有较好的检测性能。 然而， 在信道多径的影响下， 检测器的性能将显著下降。 此外， 虽然采用复相关的方法可以对抗载波相偏， 但在大频偏的影响下， 旋转 的相位不同， 会使相关值大小受到较大的影响， 进而影响捕获性能。 发明内容

本发明实施例所要解决的技术问题在于， 提供一种物理层信号的发送方 法、 装置及系统， 能够通过简单的捕获方法实现物理层信号帧捕 获， 提高捕获 性能。

为了解决上述技术问题， 本发明实施例提供了一种物理层信号的发送方 法， 所述物理层信号的发送方法包括：

构建物理层信号的信号帧， 所述信号帧包括一个单频序列， 所述单频序列 用于使接收装置根据所述单频序列在频域对所 述信号帧进行捕获，所述单频序 列包括多个单一频率的预设的符号；

在物理层发送所述信号帧。

相应地， 本发明实施例还提供了一种物理层信号的接收 方法， 所述物理层 信号的接收方法包括：

接收物理层信号的信号帧；

若接收到的所述物理层信号的信号帧中包括一 个单频序列 ,根据所述单频 序列在频域对所述信号帧进行捕获，所述单频 序列包括多个单一频率的预设的 符号。

相应地， 本发明实施例还提供了一种物理层信号的发送 装置， 所述物理层 信号的发送装置包括： 信号帧构建模块， 用于构建物理层信号的信号帧，所述信号帧包 括一个单 频序列，所述单频序列用于使接收装置根据所 述单频序列在频域对所述信号帧 进行捕获， 所述单频序列包括多个单一频率的预设的符号 ；

发送模块， 用于在物理层发送所述信号帧。

相应地， 本发明实施例还提供了一种物理层信号的接收 装置， 所述物理层 信号的接收装置包括：

接收模块， 用于接收物理层信号的信号帧；

频域帧捕捉模块，用于若接收模块接收到的物 理层信号的信号帧中包括一 个单频序列，所述频域帧捕捉模块根据所述单 频序列在频域对所述信号帧进行 捕获， 所述单频序列包括多个单一频率的预设的符号 。

相应地， 本发明实施例还提供了一种物理层信号的传输 系统， 包括如前文 所述的物理层信号的发送装置和物理层信号的 接收装置。

实施本发明实施例，具有如下有益效果： 通过构建了包括一个单频序列的 信号帧，可以便于接收端在频域对所述信号帧 进行捕获， 不仅克服了频偏造成 的影响， 而且可以有效利用多径能量， 提高捕获性能。 附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中 的技术方案，下面将对实施 例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单 地介绍，显而易见地， 下面描述 中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本 领域普通技术人员来讲，在不付 出创造性劳动的前提下， 还可以根据这些附图获得其他的附图。

图 1是现有技术中 60GHz毫米波标准中定义的 WPAN物理层信号的典型 帧结构示意图；

图 2是图 1所示的典型信号帧中的 STF和 CE的组成结构示意图； 图 3是本发明实施例中一种物理层信号传输系统� �组成结构示意图； 图 4是本发明实施例提出的信号帧示意图；

图 5是本发明实施例提出的 STF的结构示意图；

图 6是本发明实施例中一种物理层信号的发送装� �的组成结构示意图； 图 Ί是本发明实施例中一种物理层信号的接收装� ��的组成结构示意图； 图 8是本发明实施例中一种物理层信号的发送方� �的流程示意图。 具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明 实施例中的技术方案进行清 楚、 完整地描述， 显然， 所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例， 而不是 全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领 域普通技术人员在没有作出创造 性劳动前提下所获得的所有其他实施例， 都属于本发明保护的范围。

图 3是本发明实施例中一种物理层信号传输系统� �組成结构示意图。如图 所示本发明提出的物理层信号传输系统包括物 理层信号的发送装置 10和物理 层信号的接收装置 20, 其中：

物理层信号的发送装置 10用于构建物理层信号的信号帧， 所述信号帧包 括一个单频序列，所述单频序列用于使接收装 置根据所述单频序列在频域对所 述信号帧进行捕获， 所述单频序列包括多个单一频率的预设的符号 ； 在物理层 发送所述信号帧。

物理层信号的接收装置 20用于接收物理层信号的信号帧； 当接收到的物 理层信号的信号帧中包括一个单频序列时，根 据所述单频序列在频域对所述信 号帧进行捕获。

图 6是本发明实施例中一种物理层信号的发送装� �的组成结构示意图。如 图所示本实施例中的物理层信号的发送装置包 括：

信号帧构建模块 110, 用于构建物理层信号的信号帧， 所述信号帧包括一 个单频序列，所述单频序列用于使接收装置根 据所述单频序列在频域对所述信 号帧进行捕获，即频域帧捕获，所述单频序列 包括多个单一频率的预设的符号。 具体的， 本实施例中所述物理层信号的信号帧可以如图 4 所示， 其中 BLK ( block ) 为数据块， 是通信实际需要发送的数据内容。 与背景技术中提到的 典型帧的结构区别在于： （ 1 )用于对信号帧在时域及频域进行估计和补偿� � STF不同， 具体可以参考图 5所示， 本实施例中的 STF由一个长度为 M的单 频序列 SFS _M 、 N 个 Ga ₁₂₈ 和 1 个- Ga ₁₂₈ 序列组成， 其中 SFS _M 序列为 e ^jn7 ^,n =l,2,...,M。 一般而言， M为 128的整数倍。 其中单频序列 SFS _M 可以 用于频域帧捕获及 IQ失衡参数估计。 而 N个 Ga _12S 将用于频偏估计与补偿、 相偏估计与补偿、 定时误差估计与补偿， 后续的 1个 - Ga ₁₂₈ 将用于帧定界。 一 般来说 SFS _M 需要在信号帧中位于 BLK之前， 如图 4所示本实施例中的 SFS _M 位于信号帧中的首部分 STF 中， 这样接收装置可以在频域帧捕获成功后立即 执行 IQ失衡的估计及补偿， 可以使后续的辅助序列及有效数据部分都能得 到 补偿。

而训练数据块 TBLK, 与 BLK 的结构一样都为 GI+DATA ( GI , guard interval, 保护间隔）， 只是 TBLK中的 DATA为预设的已知符号， 用于在均衡 之后完成畸变星座估计。 需要强调的是， TBLK为可选域， 是否出现由在信号 帧中 Header中的某个字段定义。这是因为针对某些低 阶调制，如 BPSK( binary phase shift keying，二进制相移键控调制 )、 QPSK ( quadrature phase shift keying， 正交相移键控调制）， 功放过程产生的非线性影响较小， 可以选择不用训练估 计出畸变星座以提高效率；而针对某些高阶调 制功放过程产生的非线性影响较 为严重， 口 16QAM( quadrature amplitude modulation,正交幅度调制）、 64QAM, 则一般需要 TBLK， 以便接收装置估计失真星座图， 并基于畸变星座完成信号 解调， 以克服功放过程产生的非线性影响。

TBLK的 DATA段用于由功放过程产生的非线性影响引起� �畸变星座点估 计， 其调制方式应与 BLK的 DATA段即有效数据负载部分相同。 对于发送模 块 120在发送信号帧之前对信号帧采用的不同调制 方式， TBLK的 DATA段的 具体内容可以有所不同，但构建得到的 TBLK应保证在对应调制方式下调制得 到的所有星座点都能够等概的分布，以保证在 一定訓练序列长度下畸变星座估 计整体估计性能最佳。 一般来说 TBLK在信号帧中都位于 BLK之前， 这样非 线性抑制模块 240就可以根据估计得到的失真星座图对后面的 有效 BLK进行 判决解调， 从而实现对数据信号的功放过程产生的非线性 影响进行消除。 而 SFS _M 一般会出现在 TBLK之前， 因为可以对 TBLK进行 IQ失衡的估计和补 偿， 而 STF、 CE及帧头 Header部分并未对功放过程产生的非线性影响进 行消 除，这主要是因为这几个部分序列通常都是采 用 BPSK调制， 其受功放过程产 生的非线性影响很小， 可以不用对抗功放过程产生的非线性影响。

发送模块 120, 用于基于所述信号帧发送物理层信号。

图 7是本发明实施例中一种物理层信号的接收装� �的组成结构示意图。如 图所示本实施例中的物理层信号的接收装置至 少可以包括：

接收模块 210， 用于接收物理层信号的信号帧；

频域帧捕捉模块 220, 用于若接收模块接收到的物理层信号的信号帧 中包 括一个单频序列，所述频域帧捕捉模块 220根据所述单频序列在频域对所述信 号帧进行捕获，所述单频序列包括多个单一频 率的预设的符号。在本实施例中， 利用如图 5所示的单频序列 SFS _M 在频域对信号帧进行捕获， 即频域帧捕获。 由于单频序列在频域上为一个冲击， 因此物理层信号的接收装置 20利用单频 序列进行帧捕获的方式可以为判断一段长为 M的序列的频域峰值是否到达一 定的门限。 如果到达， 那么我们可以认为单频序列已经出现， 则判断数据帧已 经到达， 频域帧捕获成功， 否则为无数椐帧到达。 具体如下式所示：

r(k) = max{ I F ^(k) (1) 1,1 F ^(k) (2) I ,…， I F ^(k) (M) I }

|r(k) < ₇ , H。 其中， {F( ^k )(l),F ^w (2), ...，F( ^k )(M)}为接收模块 210 接收到的信号序列 {r(k + 1)， r(k + 2),… , r(k + M) }的 FFT ( Fast Fourier Transform,快速傅里叶变换） 变换结果。 如果上式中 假设成立， 则{1^ + 1)，1"(1^ + 2)，...，1^ + ^[)}可判断为 单频序列， 从而帧捕获成功。 已有研究表明， 单频序列经过多径串扰之后仍为 单频序列， 信道多径仅引起了固定的相位偏差。 因此基于 SFS _M 的频域帧捕获 在多径信道下性能不会受到损失。 此外， 在载波频偏的影响下， 频率的单一性 仍不会受到影响， 因此与传统方案不同， 本发明实施例基于 SFS _M 的捕获可在 大频偏的影响下保持较好性能。

进一步的， 物理层信号的接收装置还可以包括：

IQ失衡估计模块 230，用于根据所述接收到的单频序列进行 IQ失衡估计。 本实施例中所述接收模块 210接收到的单频序列 SFS _M 序列各符号的相位依次 增加; τ / 2 , 即可以表示为 e ^{jn 2} ，n = l，2，...，M。 IQ失衡估计模块 230可以根据接 收到的 SFS _M 序列的信号通过估计算法获取 IQ失衡参数， ξ = \ ^，相 l + Va / b ₂ 1 - c D+2L D+2L

位失衡为 Δ^ =— arcsm- 其 中 a = ∑ η ² Μ , b = ∑ r _Q ² [k]

2 Vab

D-H2L

c = -∑ r _t [k]r ₀ [k] ₀ 其中 ]和 [¾分別为接收模块 210接收 SFS _M 序列的 I k=D+l

路和 Q路信号。 一般来说 SFS _M 需要在信号帧中位于 BLK之前， 如图 4所示 本实施例中的 SFS _M 位于信号帧中的首部分 STF中，这样 IQ失衡估计模块 230 可以在频域帧捕捉模块 220成功在频域对所述信号帧进行捕获后立即执 行 IQ 失衡的估计及补偿， 可以使后续的辅助序列及有效数据部分都能得 到补偿。 补

偿公式可以 为 其中

{ _Ul [k],u _Q [k] }为接收模块 210接收到的数据负载信号， {yJkLyqM}为补偿后 的信号。

可选的， 物理层信号的接收装置还可以包括：

非线性抑制模块 240 , 用于根据所述接收到的训练数据块抑制功放过 程产 生的非线性影响。所述接收到的信号帧中还可 选的包括一个预设的训练数据块 TBLK, 其与 BLK的结构一样都为 GI+DATA, 只是 TBLK中的 DATA为已知 符号，用于在均衡之后完成畸变星座估计。当 接收到的信号帧中 TBLK为有效， 则非线性抑制模块 240可以根据 TBLK对信号帧在功放过程产生的非线性影响 进行有效抑制。 具体可以包括如下两个单元：

失真星座图估计单元， 用于 4艮据所述训练数据块估计失真星座图； 判决解调单元， 用于利用所述失真星座图进行所述物理层信号 的判决解 调。

一般来说 TBLK在信号帧中都位于 BLK之前， 这样非线性抑制模块 240 就可以根据估计得到的失真星座图对后面的有 效 BLK进行判决解调， 从而实 现对数据信号的功放过程产生的非线性影响进 行消除。 而 SFS _M —般会出现在 TBLK之前， 因为可以对 TBLK进行 IQ失衡的估计和补偿， 而 STF、 CE及帧 头 Header部分并未对功放过程产生的非线性影响进 行消除， 这主要是因为这 几个部分序列通常都是采用 BPSK调制， 其受功放过程产生的非线性影响很 小， 可以不用对抗功放过程产生的非线性影响； 另一方面， 在有码间串扰时星 座点是被打乱的， 只有在消除码间串扰之后才能实施畸变星座估 计， 因此 TBLK部分的设置与后续 BLK类似， 以便于完成信道均衡。

图 8是本发明实施例中一种物理层信号的发送方� �的流程示意图。如囹所 示本发明实施例的流程包括：

步骤 S801 , 构建物理层信号的信号帧， 所述信号帧包括一个单频序列， 所述单频序列用于使接收装置根据所述单频序 列在频域对所述信号帧进行捕 获， 所述单频序列包括多个单一频率的预设的符号 。 具体的， 本实施例中所述 物理层信号的信号帧可以如图 4所示， 在 16QAM调制下，本实施例中的 STF 由一个长度为 512的单频序列 SFS ₅₁₂ 、 14个 Ga ₁₂₈ 和 1个- Ga ₁₂₈ 序列组成， 其 中 SFS ₅₁₂ 序歹' j为 e ^jn?r/2 ,n = l,2, ...,512。 其中单频序列 SFS ₅₁₂ 可以用于频域帧捕 获及 IQ失衡参数估计。 而 14个 Ga ₁₂₈ 将用于频偏估计与补偿、 相偏估计与补 偿、 定时误差估计与补偿， 后续的 1个- Ga ₁₂₈ 将用于帧定界。 对于 TBLK及 BLK数据块部分， 其长度均为 512, 均包括长度为 64的 GI 以及长度为 448 且调制方式为 16QAM的 DATA, 只是 TBLK中的 DATA为预设的已知符号， 用于在均衡之后完成畸变星座估计。 对于长度为 448的 TBLK DATA字段， 16QAM调制下每个星座点等概分布， 即每个星座点在该字段出现的次均为 28 次。

在 64QAM调制的实施例中，与 16QAM调制相比的不同之处仅在于 TBLK 中的 DATA字段， 此时 TBLK DATA长度仍为 448 , 但调制方式为 64QAM， 每个星座点出现的次数为 7次。 而对于 BPSK调制下的实施例， 由于其调制方 式决定功放过程产生的非线性影响并不显著， 因此不需要对其进行处理， 为了 提高传输效率， 可以不再设置 TBLK训练数据块， 而信号帧的其它部分仍与 16QAM和 64Q AM调制下的实施例中的信号帧类似。

步骤 S802, 在物理层发送所述信号帧。

步骤 S803 , 接收装置根据所述单频序列 SFS ₅₁₂ 在频域对所述信号帧进行 捕获。 由于单频序列在频域上为一个冲击， 因此接收装置可以利用单频序列 8?8 ₅₁₂ 在频域对所述信号帧进行捕获的方式可以 为判断一段长为 512的序列的 频域峰值是否到达一定的门限。 如果到达， 那么我们可以认为单频序列 SFS ₅₁₂ 已经出现，则判断数据帧已经到达，即频域帧 捕获成功，否则为无数据帧到达。 具体如下式所示：

r(k) = max{ I F ^(k) (1) I, I F ^(k) (2) I ,… I F ^(k) (512) I }

|r(k) < ^, H 其中， {FWa F^ ^F^ iS)}为接收装置接收到的信号序列 {r(k + l),r(k + 2),…,Γ(k + 512)}的 FFT变换结果。 如果上式中 假设成立， 则 {r(k + l)，r(k + 2),...,r(k + 512)}可判断为单频序列， 从而帧捕获成功。 已有研究 表明，单频序列经过多径串扰之后仍为单频序 列，信道多径仅引起了固定的相 位偏差。 因此基于 SFS _M 的频域帧捕获在多径信道下性能不会受到 损失。此外， 在载波频偏的影响下， 频率的单一性仍不会受到影响， 因此与传统方案不同， 本发明实施例基于 SFS ₅₁₂ 的捕获可在大频偏的影响下保持较好性能 。 步骤 S804, 根据所述接收到的单频序列进行 IQ失衡估计。 本实施例中接 收装置接收到的单频序列 8?8 ₅₁₂ 序列各符号的相位依次增加; τ / 2， 即可以表 示为 e ^{n /2} ,n = 1,2,... 512。 接收装置可以根据接收到的 SFS ₅₁₂ 序列的信号通过 估计算法获取 IQ失衡参数， | = 1 相位失衡为： A^ :—^!!^^^- ,

1 + Va /b 2 ab

D+2L D1-2L D1-2L

其中 a = ∑ r _: ² [k] , b = ∑ r _Q ² [k] , c = -∑ r _t [k]r _Q [k]„ 其中 _ri [k]和 _¾ [k]分别为 k=D 1 k=D 1 k=D 1

接收装置接收到 SFS ₅₁₂ 序列的 I路和 Q路信号。一般来说 SFS _M 需要在信号帧 中位于 BLK之前，如图 4所示本实施例中的 SFS ₅₁ ^i于信号帧中的首部分 STF 中， 这样接收装置可以在频域帧捕获成功后立即执 行 IQ失衡的估计及补偿， 可以使后续的辅助序列及有效数据部分都能得 到补偿。 补偿公式可以为： cos(A^) sin(A^)

1

, 其中 {uJkLuJk] }为接收装置 cos(2A^) 接收到的数据负载信号， { _Yl [k], y _Q [k] }为补偿后的信号。 步骤 S805 ,根据所述训练数据块 TBLK抑制功放过程产生的非线性影响。 具体可以包括： 接收装置根据所述训练数据块估计失真星座图 ； 利用所述失真 星座图进行所述物理层信号的判决解调。 一般来说 TBLK在信号帧中都位于 BLK之前， 这样接收装置就可以根据估计得到的失真星座 图对后面的有效 BLK进行判决解调， 从而实现对数据信号的功放过程产生的非线性 影响进行 消除。 而 SFS _M —般会出现在 TBLK之前， 因为可以对 TBLK进行 IQ失衡的 估计和补偿， 而 STF、 CE及帧头 Header部分并未对功放过程产生的非线性影 响进行消除， 这主要是因为这几个部分序列通常都是采用 BPSK调制，其受功 放过程产生的非线性影响很小， 可以不用对抗功放过程产生的非线性影响。

本发明实施例通过构建了包括一个单频序列的 信号帧，可以便于接收端在 频域对所述信号帧进行捕获， 不仅克服了频偏造成的影响， 而且可以有效利用 多径能量，提高捕获性能。进而可以根据所述 单频序列对所述物理层信号的 IQ 失衡进行估计和补偿，还可以根据信号帧中的 训练数据块消除功放过程产生的 非线性影响的影响。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例 方法中的全部或部分流程， 是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完 成，所述的程序可存储于一计算 机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包 括如上述各方法的实施例的流程。 其中，所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读 存储记忆体（ Read-Only Memory， ROM )或随机存储记忆体 ( Random Access Memory, RAM )等。

以上所揭露的仅为本发明较佳实施例而已，当 然不能以此来限定本发明之 权利范围，因此依本发明权利要求所作的等同 变化，仍属本发明所涵盖的范围。