Stand der Technik : Zur Bestimmung des Füllstandes von Medien in einem Behältnis sind Sensoren auf der Basis von Zeitbereichsreflektometrie (time domain reflectometry, TDR) bekannt. Eine Übersicht gibt US-A-5,609,059. Derartige Sensoren basieren auf der Laufzeitmessung elektromagnetischer Signale, die entlang eines offenen Vlellen- leiters, der in das Medium hineinragt, propagiert werden. Der Wellenleiter ist beispielsweise eine Sommerfeldleitung, eine Goubau-Leitung, ein Koaxialkabel, ein Mikrostreifen oder eine koaxiale oder parallele Anordnung von zwei Leitun- gen. Das Medium bewirkt an der Grenzfläche zum Außenmedium bzw. auch im Falle von Schichtbildung innerhalb des Mediums aufgrund der sprunghaften Änderung seiner dielektrischen Eigenschaften eine Diskontinuität in den Über- tragungseigenschaften des eintauchenden Wellenleiters, so daß sich entlang bzw. innerhalb des Wellenleiters ausbreitende Pulse an diesen Stellen wenigstens teil- weise reflektiert werden. Aus dem rückreflektierten Signal (Sonde) kann somit die Distanz bzw. Höhe einer Grenzschicht bestimmt werden, indem der Zeitpunkt des Empfangs des rückreflektierten Pulses mit dem Zeitpunkt des Aussendens ver- glichen wird.

Im Betrieb eines TDR-Sensors wird mit jeder Periode eines Sende-Triggersignals XTS, welches die Pulsrepetierfrequenz fPRF aufweist, ein Sendepuls Xs erzeugt und ausgesendet ; eine typische Pulsrepetierfrequenz liegt zwischen einigen 100 KHz bis zu einigen MHz. Das periodisch rückreflektierte Signal Xsonde wird einer Sig- nalabtastschaltung zugeführt, um den zeitlich kurzen Vorgang zeitgedeht darstellbar und auswertbar zu machen. Diese wird mit dem Triggersignal XTA der

Abtastfrequenz fA getriggert, wobei das periodische Signal Xsonde zu den Abtast- Triggerzeitpunkten abgetastet wird. Durch eine zeitproportionale Verzögerung des Abtast-Triggersignals gegenüber dem Sende-Triggersignal, beispielsweise durch eine etwas geringere Frequenz des Abtast-Triggersignals gegenüber dem Sende- Triggersignal, oder durch eine Phasenmodulation des Abtast-Triggersignals gegenüber dem Sende-Triggersignal erzeugt die Abtasteinrichtung ein Ausgangs- signal, dessen Amplitudenverlauf durch die entsprechenden Augenblickswerte des Sondensignals gegeben ist. Das Ausgangssignal stellt somit ein zeitgedehntes Bild des Sondensignals XSonde dar. Nach Filterung und Verstärkung bildet dieses Aus- gangssignal bzw. ein zeitlicher Ausschnitt desselben das Reflexionsprofil XVideo, aus welchem die Laufzeit des rückreflektierten Signals und damit der Abstand der Grenzschicht ermittelt werden kann.

Aus der DE-A-1815752 ist eine Abtast-oder Samplingschaltung bekannt, bei der der abzutastende Puls auf eine gesperrte Empfangsdiode gegeben wird, die durch den Abtastpuls öffnet. Des weiteren sind Sampling-Schaltungen auf der Basis von vier Dioden bekannt, die in einer Brückenschaltung miteinander gekoppelt sind.

Durch die DE 298 15 069 Ul ist ein TDR-Füllstandssensor bekannt geworden, welcher aus einem in ein Gut eintauchenden Wellenleiter besteht, an den eine Samplingschaltung angeschlossen ist, die einen Sendeimpulsgenerator zur Erzeugung eines gepulsten Hochfrequenzwellensignals, einen Empfänger zum Empfang des Hochfrequenzwellensignals, eine Sende-/Empfangstrennung zum Trennen des gesendeten und empfangenen Hochfrequenzwellensignals, einen Abtaster zum Abtasten des empfangenen Hochfrequenzwellensignals, einen Abtastpulsgenerator zur Steuerung des Abtasters und einen Zwischenspeicher zur temporären Speicherung des empfangenen Hochfrequenzwellensignals aufweist.

Die Samplingschaltung besitzt zwei Quarzoszillatoren, von denen wenigstens einer in der Frequenz variierbar ist, deren einer den Sendegenerator und der andere den Abtastpulsgenerator steuert. Ein Frequenzmischer bildet aus den beiden Frequenzen die Differenz, welche zur Einstellung des Zeitdehnungsfaktors auf einen Sollwert wird. Nachteilig ist hier, dass Quarzoszillatoren nicht weit genug verstimmt werden können. Werden hingegen in einem größeren Bereich abstimmbare Oszillatoren, zum Beispiel unter Verwendung von LC-Schwing-

kreisen, verwendet, so weisen diese aufgrund des höheren Phasenrauschens einen schlechten Gleichlauf auf.

Problematisch bei derartigen Sensoren ist des Weiteren die hohe Störemp- findlichkeit gegenüber hochfrequenten Störsignalen. Ein Störsignal, welches auf den Wellenleiter einkoppelt, überlagert sich dem rückreflektierten Signal Xsonde und wird ebenfalls von der breitbandigen Abtastschaltung erfaßt. Ein typisches schmalbandiges Störsignal wird bei Tests zur elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) durch eine Trägerschwingung mit einer Grundfrequenz fT. storvon 80 MHz bis 1 GHz mit einer niederfrequenten Amplitudenmodulation (z. B. 1 kHz) nachgebildet. Befindet sich die Trägerfrequenz fr. stör in der Nähe eines ganz- zahligen Vielfachen der Abtastfrequenz fA, d. h. innerhalb eines sogen."Frequenz- empfangsfensters''n'fAAf, so kann diese Störung durch eine Tiefpaßfilterung nach der Abtasteinrichtung nicht unterdrückt werden ; Af entspricht dabei der Band- breite des Tiefpasses (Bezugsziffer 7 in Figur 1), n ist eine ganze Zahl. Das Stör- signal wird nach Art einer Bandpaßabtastung mit der Frequenz fA abgetastet.

Dal. nit ist dem Reflexionsprofil gegenüber dem ungestörten Fall eine Schwingung überlagert, welche dessen Auswertung erschwert und u. U. verfälscht.

Aufgrund des Meßprinzips rnit einer breitbandigen Empfangsschaltung und einer Sonde, die als Stabantenne wirkt, ist der Einkoppelfaktor von Störungen sehr hoch. Damit ist das Nu. tzsignal bei einer Störung, die in einem Frequenz- empfangsfenster liegt, in der Regel nicht mehr auswertbar.

Zur Verbesserung der Störsicherheit kann die Sendeimpulsamplitude erhöht werden, wodurch das Signal-Rausch-Verhältnis verbessert wird. Hierbei müssen die Pulsweite sowie die Anstiegs-und Abfallzeiten des Sendepulses konstant bleiben, um die Meßgenauigkeit nicht zu verschlechtern. Dieses kann mit einer einfachen Transistorschaltstufe nicht mehr erreicht werden. Eine Verbesserung ist nur durch andere Technologien, wie z. B. Speicherschaltdioden oder Avalanche- Transistoren möglich. Daraus ergeben sich jedoch Nachteile wie erhöhter Kostenaufwand, Verfügbarkeit von Bauelementen, erhöhter Leistungsbedarf des Sensors sowie erhöhte Störanfälligkeit.

Eine Verminderung des Störpegels kann des weiteren erreicht werden, indem der Sensoreinsatz auf metallische Tanks beschränkt wird, wodurch der Einkop- pelfaktor verringert wird. Durch die Verwendung von koaxialen Sonden bzw. 2- Leiter-Sonden ist die Amplitude des Nutzsignals gegenüber einer Einzelleiter- Sonde, wie einer Sommerfeld-oder Goubau-Leitung, größer und die Störsignal- einkopplung reduziert. Nachteile dieser Sonden liegen jedoch in der verstärkten Anhaftung von Materialien an den Sonden.

Technische Aufgabe : Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Erhöhung der Störsicherheit von Zeitbereichsreflektometern anzugeben, mit welchem die Betriebsgenauigkeit bekannter Zeitbereichsreflektometer, insbesondere gegenüber hochfrequenten Störsignalen, auf einfache und kostengünstige Weise verbessert werden und das universel einsetzbar sein soll.

Offenbarung der Erfindung und deren Vorteile : Die Aufgabe wird gelöst durch das Verfahren zur Erhöhung der Störfestigkeit eines Zeitbereichsreflektometers, insbesondere gegenüber Hochfrequenzeinstrah- lung, bei welchem mit einer Pulsrepetierfrequenz fprf ein Sendepuls Xs erzeugt und in eine Wellenleitung eingekoppelt wird, deren oberes Ende zum Prozeßanschluß an einem Halteteil angeordnet ist, wobei das von einem Reflektor, der mit der Wellenleitung in Kontakt steht, rückreflektierte und auf der Wellenleitung rücklaufende Signal XSonde zur zeitgedehnten Darstellung als Reflexionsprofil mit Abtastpulsen XA, die mit einer Abtastfrequenz fa wiederholt werden, abgetastet wird und aus den Reflexionsprofilen laufend Meßwerte gewonnen werden, die die Distanz vom Reflektor zum Prozeßanschluß beinhalten, mit folgenden Merkmalen : I) die Abtastfrequenz fA und die Pulsrepetierfrequenz fprf werden verändert, wobei entweder II. 1) die zeitgedehnte Darstellung des Reflexionsprofils unverändert bleibt oder 11. 2) bei zeitlicher Veränderung des Reflexionsprofils die Änderung der Zeitdehnung bekannt ist und in der Auswertung des Profils berücksichtigt wird ; III) aus wenigstens einer Messung des Reflexionsprofils bzw. eines Teils desselben wird ein Störmaß bestimmt ; IV) zur Entscheidung über die Brauchbarkeit der Meßwerte bzw. eines einzelnen Meßwertes wird ein Algorithmus verwendet, der aus den Meßwerten bzw. aus einem einzigen Meßwert und dem Störmaß

errechnet, ob das Reflexionsprofil so weit störungsfrei ist, dass eine ausreichende Meßgenauigkeit erreicht wird. Vorteilhafte Weiterbildungen des Verfahrens sind in den Unteransprüchen 2-9 gekennzeichnet.

In weiterer Ausgestaltung des Verfahrens kann der Algorithmus aus den Schritten bestehen : V) falls das Störmaß eine vorbestimmte Schwelle übertrifft, werden die Abtastfrequenz (fA) und die Pulsrepetierfrequenz (fprf) geändert ; VI) erneute Bestimmung und Bewertung des Störmaßes ; VII) die Schritte V) und VI) werden wiederholt, bis das Störmaß die vorbestimmte Schwelle unterschreitet.

In einer weiteren Ausgestaltung des Verfahrens erfolgt die Änderung der Abtast- und der Pulsrepetierfrequenz anhand einer vorgegebenen Tabelle, welche geeignete Frequenzen beinhaltet, wobei der Zugriff auf die Tabelle linear oder zufällig ist. Oder zur Änderung der Abtast-und der Pulsrepetierfrequenz werden die Frequenzen aus einem Frequenzbereich ausgewählt.

Vorteilhaft kann die Pulsrepetierfrequenz fprf mittels eines spannungs-oder numerisch gesteuerten Oszillators, VCO oder NCO, verändert werden.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung kann das Abtast-Triggersignal XTA mittels einer steuerbaren Verzögerungsschaltung aus dem Sende-Triggersignal XTS gewonnen und der Verzögerungsschaltung ein Referenzsignal Xs oder XTS mit der Pulsrepetierfrequenz fprf zugeführt werden, wobei die Verzögerungsschaltung ein Ausgangssignal XA bzw. XTA erzeugt, und wobei die Phase des Ausgangs- signals XA, XTA durch eine vorgebbare Verzögerungs-Sollgröße, mit welcher die Verzögerungsschaltung gesteuert wird, bestimmt wird.

Somit werden erfindungsgemäß bei Vorliegen einer schmalbandigen Störung durch-gegebenenfalls iteratives-Verändern der Abtastfrequenz fA die durch niAAfmit n=0, l,... definierten Frequenzempfangsfenster so auf der Frequenz- skala verschoben, daß die feste Störfrequenz fT, stor außerhalb der Fensterbereiche liegt. Dadurch wird das Störmaß reduziert, da dann das Störsignal nicht mehr bzw. nicht mehr wesentlich zum gemessenen Reflexionsprofil beiträgt.

In der Schaltungsanordnung ist die Abtasteinheit mit einer Großsignal-Vier- Dioden-Schaltung ausgestattet.

Das Störmaß kann gleichermaßen gewonnen werden und gegeben sein durch einen Vergleich des durch die Reflexion an der Grenzschicht entstandenen Pulses mit einem vorgegebenen Referenzimpuls. Dazu kann die Amplitude des Meßpulses normiert und ein Abweichungsmaß bestimmt werden, wobei eine maximal zulässige Abweichung vorgegeben wird, beispielsweise durch Vergleich der Pulsweiten oder durch Vergleich der unterschiedlichen Flächen.

In weiterer Ausgestaltung des Verfahrens kann das Störmaß gegeben sein durch die Differenz aus der maximalen und minimalen Abweichung des Reflexionsprofils von einem vorgegebenen Wert oder von dem Referenzprofil in einem vorbe- stimmten Zeit-oder Distanzfenster.

In weiterer Ausgestaltung des Verfahrens wird die Frequenz und/oder Phase der Abtastpulse (XA) bei Veränderung der Pulsrepetierfrequenz (fprf) derart angepaßt, daß die Differenz von Abtast-und Pulsrepetierfrequenz einen vorgegebenen Bereich nicht überschreitet oder konstant ist.

Gelöst wird die technische Aufgabe daneben auch durch ein Verfahren zur Erhöhung der Störfestigkeit eines Zeitbereichsreflektometers, insbesondere gegenüber Hochfrequenzeinstrahlung, bei welchem mit einer Pulsrepetierfrequenz ein Sendepuls erzeugt und in eine Wellenleitung eingekoppelt wird, deren oberes Ende zum Prozeßanschluß an einem Halteteil angeordnet ist, wobei das von einem Reflektor, der mit der Wellenleitung in Kontakt steht, rückreflektierte und auf der Wellenleitung rücklaufende Signal zur zeitgedehnten Darstellung als Reflexions- profil mit Abtastpulsen, die mit einer Abtastfrequenz wiederholt werden, abgetastet wird und aus den Reflexionsprofilen laufend Meßwerte gewonnen werden, die die Distanz vom Reflektor zum Prozeßanschluß beinhaltet, mit dem folgenden Algorithmus zur Entscheidung der Brauchbarkeit der Meßwerte : I) Änderung der Abtast- (fA) und der Pulsrepetierfrequenz (fprf), wobei entweder II. 1) die zeitgedehnte Darstellung des Reflexionsprofils unverändert bleibt oder 11. 2) bei zeitlicher Veränderung des Reflexionsprofils die Änderung der Zeit- dehnung bekannt ist und in der Auswertung des Profils berücksichtigt wird,

III) Bestimmung des Störmaßes und Gewinnung des Meßwertes aus der Messung des Reflexionsprofils oder eines Teils desselben, IV) Kontrolle der Brauchbarkeit des Meßwertes durch Auswertung des Störmaßes und Fortsetzung in I.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung kann dann der Algorithmus die weiteren Schritten aufweist : V) Schritte I bis IV werden mehrfach, zum Beispiel fünfmal, durchlaufen, VI) Auswahl des wahrscheinlichsten Meßwertes aus den in V) bestimmten Meßwerten und Verwendung desselben.

Eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens weist einen Trig- gergenerator auf, der ein Sende-Triggersignal XTS mit einer variablen, durch ein Steuersignal veränderbaren Pulsrepetierfrequenz fprt'und ein Abtast-Triggersignal XTA mit gegenüber dem Sende-Triggersignal XTS verschiedener Frequenz und/oder Phase erzeugt, wobei das Sende-bzw. Abtast-Triggersignal einen Sende-bzw.

Abtastgenerator zur Erzeugung von Sende-bzw. Abtastpulsen veranlaßt, mit einer Abtasteinheit, welche die von der Wellenleitung rückgeleiteten Sendepulse XSonde zur zeitgedehnten Darstellung als Reflexionsprofil Xvideo abzutasten imstande ist, und mit einer Steuereinheit, welche das Reflexionsprofil auszuwerten imstande ist und Steuersignale erzeugt, welche den Phasen-oder Frequenzunterschied der Triggersignale einstellen und mit welchen der Trigger- generator zur Änderung der Pulsrepetierfrequenz fprf veranlaßt wird.

Der Triggergenerator kann eine steuerbare Verzögerungsschaltung umfassen, die mit dem Ausgangssignal eines gesteuerten Oszillators CO, der zum Beispiel span- nungs-oder numerisch gesteuert ist, VCO oder NCO, beaufschlagt ist und deren Ausgangssignal das Abtast-Triggersignal XTA darstellt zur Einstellung der Verzö- gerung des Abtast-Triggersignal XTA gegenüber dem Sende-Triggersignal XTS.

Dazu können zwei gesteuerte Oszillatoren, die zum Beispiel spannungs-oder numerisch gesteuert sein können, für das Sende-Triggersignal XTS und ftir das Abtast-Triggersignal XTA vorhanden sein. Der Frequenzunterschied Af zwischen den Triggersignalen wird mit einem Regler auf einen vorgegebenen Wert ein- gestellt und konstant gehalten. Ebenso können die Oszillatoren als Oszillatorbank

ausgeführt sein zur Verfügungstellung eines konstanten Frequenzunterschieds zwischen der Pulsrepetierfrequenz fprf und der Abtastfrequenz fA.

Besteht das Störsignal aus einer Überlagerung mehrerer schmalbandiger Signale, läßt sich mit dem erfindungsgemäßen Verfahren durch die Iteration eine Pulsrepetierfrequenz finden, die den Gesamteinfluß sämtlicher Störfrequenzen minimiert.

Das Störmaß ergibt sich aus den Abweichungen des gemessenen Reflexionsprofils zu einem zuvor unter störungsfreien Bedingungen bestimmten Referenzprofil. Als Störmaß kann zum Beispiel die Differenz aus maximaler und minimaler Ab- weichung des Reflexionsprofils von einem vorgegebenen Wert oder vom Referenz- profil in einem definierten Zeit-bzw. Distanzfenster, z. B. Start der Erfassung des Profils bis zum Beginn des Sendepulses, nämlich Bereich A in Figur 3, heran- gezogen werden. Die Schwelle, bei deren Überschreitung die Abtastfrequenz variiert wird, ergibt sich aus den zur Sicherung einer gegebenen Meßgenauigkeit noch tolerierbaren Abweichungen vom Referenzprofil.

Wurde nun erindungsgemäß die Abtastfrequenz variiert, wird aus dem erneut bestimmten Störmaß ermittelt, ob die Variation der Abtastfrequenz in die richtige Richtung gegangen ist, d. h. zu einer Reduktion des Störmaßes gegenüber der ersten Messung geführt hat. Ist dies der Fall, kann die Anpassung der Abtast- frequenz mit derselben Tendenz, d. h. weitere Erhöhung bzw. weitere Ernied- rigung, fortgesetzt werden, sofern nicht die Störschwelle bereits unterschritten ist.

Falls keine Verbesserung des Störmaßes eingetreten ist, kann die Anpassung der Abtastfrequenz, ausgehend von der Ursprungs-Abtastfrequenz, in die andere Richtung als der erste Anpassungsversuch erfolgen. Jedoch führt auch ein Weiter- gehen in dieselbe Richtung wegen der endlichen Fensterbreite zum Erfolg. Die Bewertung und Anpassung der Abtastfrequenz kann beispielsweise durch einen Regelkreis vorgenommen werden.

Kurzbeschreibung der Zeichnung, in der zeigen : Figur 1 ein Blockschaltbild eines TDR-Füllstandssensors mit verbesserter Störsicherheit ; Figur 2 die Frequenzumsetzung eines Störsignals durch die Abtastung ;

Figur 3 ein Referenz-und ein Reflexionsprofil mit überlagertem Stör- signal ; Figur 4 eine Anordnung zur Variation der Pulsrepetierfrequenz und zur Generierung eines Abtast-Triggersignals ; Figuren 5 und 6 zwei Anordnungen zur Realisierung einer gesteuerten Verzö- gerungsschaltung zur Generierung eines Abtast-Triggersignals.

Wege zur Ausführung der Erfindung : In Figur 1 ist der prinzipielle Aufbau eines TDR-Füllstandssensors mit ver- besserter Störsicherheit zur beispielhaften Anwendung der Erfindung schematisch dargestellt. Kernstück des Sensors ist ein Wellenleiter 4, dessen oberes Ende den Prozeßanschluß 18 bildet, zum Beispiel ein Halteteil 18 ist, wobei der Wellenleiter 4 in ein Behältniss 12 ragt und teilweise in ein darin enthaltenes Medium 13 eintaucht, welches eine Oberfläche 14 und somit eine Grenzschicht 14 ausbildet.

Ein Triggergenerator 1 dient zur Generierung eines Sende-Triggersignals XTS mit der Pulsrepetierfrequenz fprf und eines Abtast-Triggersignals XTA mit der Abtastfrequenz fA. Der Triggergenerator 1 wird von einer Steuereinheit 8 gesteuert. Beispiele für die nähere Ausgestaltung des Triggergenerators 1 sind in den Figuren 4-6 gezeigt und dort erläutert.

Das Sende-Triggersignal XTS wird einem Sendepulsgenerator 2 zugeführt. welcher dadurch zur Erzeugung von Sendepulsen Xs einer vorbestimmten Signalform und Amplitude mit der Pulsrepetierfrequenz fprf veranlaßt wird. Die Sendepulse Xs werden über ein Koppelnetzwerk 3 in den Wellenleiter 4 eingekoppelt. Sie breiten sich entlang dem Wellenleiter 4 aus und werden in Höhe der Grenzschicht 14 Medium-Luft teilweise reflektiert. Das rückreflektierte Signal Xsonde wird über das Koppelnetzwerk 3 einer Abtastschaltung 6 zugeführt. Das abgetastete Signal enthält somit Beiträge des ursprünglich gesendeten Pulses Xs und des reflek- tierten Pulses Xsonde bzw. Teile einer Referenzreflektion, falls eine Referenz- reflektion verwendet wird, was ebenso möglich ist. Das abgetastete Signal ist schematisch im rechten Teil der Figur 1 längs der Sonde 14 zwischen Grenzschicht 14 und Halteteil 18 aufgetragen. Aus der Laufzeitdifferenz At zwischen den beiden Pulsen kann auf die Höhe der Grenzschicht 14 in Bezug zum Prozeßanschluß 18 geschlossen werden.

Um das kurze, mit der Pulsrepetierfrequenz fPRF wiederholte Sondensignal Xsonde auswertbar zu machen, wird es im Rahmen einer Bandpaßabtastung einer Abtastschaltung 6 zugeführt, in der es mit Abtastpulsen XA, die mit einer Frequenz fA von einem Abtastpulsgenerator 5 erzeugt werden, abgetastet wird.

Die Abtastschaltung 6 ist so gewählt, daß sie ihr Abtastverhalten auch bei großen Störsignalpegeln nicht ändert und somit großsignalfest ist. Vorzugsweise kann eine 4-Dioden-Abtastschaltung zum Einsatz gelangen.

Der Abtastpulsgenerator 5 wird, wie der Sendepulsgenerator 2, vom Trigger- generator 1 mittels des Abtast-Triggersignals XTA mit der Abtastfrequenz fA. getriggert. Das abgetastete Signal wird in einer Filter-und Verstärkereinheit 7 gefiltert und verstärkt, die einen Tiefpaß zur Filterung aufweist, und sodann als Signal XviQ2o bzw. als Reflexionsprofil der Steuereinheit 8 zur weiteren Aus- wertungzugeführt.

In der Steuereinheit 8 wird ein Störmaß durch Vergleich mit einem gespeicherten Referenzprofil ermittelt. Falls eine vorgegebene Störschwelle überschritten wird, wird an den Triggergenerator 1 ein Signal zur Anpassung der Pulsrepetierfre- quenz gesendet. Sodann wird das Verfahren wie oben beschrieben durchgeführt.

Figur 2 zeigt schematisch die Frequenzumsetzung durch die Ban ; lpaßabtastung eines Störsignals Xstör der Frequenz fTbstor, aufgetragen über die Frequenz. Im oberen Teil der Figur 2 ist das schmalbandige Störsignal Xstör gezeigt ; im unteren Teil ist das durch Abtastung aus Xstör entstehende niederfrequente Ausgangs- signal Xvideo über der Frequenz abgebildet. Ganzzahlige Vielfache der Abtast- frequenz fA sind auf der Frequenzachse in beiden Teilen von Figur 2 markiert.

Figur 3 zeigt den prinzipiellen Amplituden-Verlauf eines Reflexionsprofils sowie des Reflexionsprofils mit einem überlagerten Störsignal als Funktion der Distanz d vom Prozeßanschluß 18 bis zur Grenzschicht 14. Das ungestörte Reflexionsprofil 19, welches in der Figur 3 dick gezogen ist, besteht zum einen aus einem Puls 20 an der Position di, wobei der Puls 20 entweder ein Sendeimpuls bzw. ein Teil des Sendeimpulses selbst oder eine Referenzreflektion des Sendeimpulses sein kann, zum Beispiel am Übergang des Prozeßanschlusses des Halteteils 18 zur Sonde 4.

Zum anderen besteht das ungestörte Reflexionsprofil 19 aus einem Puls 21 an der

Position d2, der durch die Reflexion an der Grenzschicht 14 entsteht. Aus der Differenz d2-dl läßt sich deshalb der Abstand des Ortes der Reflexion, das ist der Ort der Grenzschicht 14, vom Prozeßanschluß 18 ermitteln.

Das gestörte Signal 22, welches in Figur 3 dünn gezogen ist, entsteht aus der Überlagerung des ungestörten Profils mit einem schmalbandigen Störsignal, welches hier sinusförmig ohne Modulation, schematisch, dargestellt ist. Die Dar- stellung verdeutlicht, dass die Störsignalamplitude leicht in der Größenordnung oder darüber der Amplitude des reflektierten Pulses liegen kann. Es ist offen- sichtlich, dass dann die Bestimmung des Reflexionsortes des Sendeimpulses verfälscht oder sogar unmöglich wird.

Erfindungsgemäß wird daher die Störsignalamplitude im Ausgangssignal Xvideo durch Variation der Pulsrepetierfrequenz reduziert. Durch die Änderung der Pulsrepetierfrequenz fällt die Störung nicht mehr in ein Frequenzempfangsfenster und kann mit einem Tiefpaßfilter der Filter-und Verstärkereinheit 7, Figur 1, unterdrückt werden.

Figur 4 zeigt einen Triggergenerator 1 zur Generierung eines Sende-Trigger- signals XTS mit variabler Pulsrepetierfrequenz und zur Generierung eines daran angepaßten Abtast-Triggersignals XTA. Ein Signal XTS mit der Pulsrepetier- frequenz fprfwird mit einem gesteuerten Oszillator CO 10, der ein spannungs-oder numerisch gesteuerter Oszillator sein kann, erzeugt. Ist der CO ein VCO, so ändert er seine Frequenz in Abhängigkeit von der Abstimmspannung, die VCO- Steuergröße, die als Eingangssignal am VCO anliegt und von der Steuereinheit 8, Figur 1, bestimmt und gesteuert wird. Somit kann der Zeitpunkt der Abtastung durch eine Verzögerungssollgröße eingestellt werden, beispielsweise mittels einer Rampenschaltung oder auch beliebig. Das bedeutet, dass die Verzögerung der Flanke des Triggersignals linear über die Zeit geändert werden kann, nämlich mittels des Rampenverfahrens oder die Verzögerung kann wahlfrei beliebig eingestellt werden.

Das vom VCO erzeugte Signal wird einerseits zur Triggerung des Sendepulses XTS herangezogen. Des weiteren wird es einer steuerbaren Verzögerungsschaltung 11 zugeführt. Diese erzeugt ein Ausgangssignal XTA, welches gegenüber dem Signal

XTS eine definierte Verzögerung aufweist. Das Ausgangssignal XTA der Verzögerungsschaltung 11 hat somit gegenüber dem Signal XTS des VCO eine definierte Verzögerung bzw. einen definierten geringen Frequenzunterschied. Die Größe der Verzögerung wird durch eine Verzögerungs-Sollgröße geregelt, die von der Steuereinheit 8 bestimmt wird und als Eingangssignal an der Verzöge- rungsschaltung 11 anliegt.

In den Figuren 5 und 6 sind Beispiele zur Realisierung einer steuerbaren Verzögerungsschaltung 11 gemäß Figur 4 dargestellt.

In der Anordnung gemäß Figur 5 wird das vom Oszillator mit der Pulsrepetier- frequenz erzeugte Signal Xs bzw. XTS einer nichtlinearen Verzögerungsschaltung 15 zugeführt, wo es gegenüber dem Referenzsignal Xs bzw. XTS variabel verzögert wird. Die Verzögerungsschaltung 15 kann dabei aus einem RC-Netzwerk bestehen. Die Verzögerung wird dabei spannungsgesteuert eingestellt, hier über das Ausgangssignals eines Integrators 16, das wiederum von der extern vorge- gebenen Verzögerungs-Sollgröße und vom Ausgangssignal eines Phasendetektors 17 bestimmt wird. Der Phasendetektor 17 bestimmt die Phasenlage des Referenzsignals zum verzögerten Signal und erzeugt ein Ausgangssignal, dessen Amplitude durch die Phasenlage gegeben ist. Durch die Verschaltung von Phasen- detektor 1'7, integrator 16 und Verzögerungsschaltung 15 wird ein Regelkreis gebildet, in welchem sich ein Gleichgewicht einstellt. Dabei wird eine Phasen- verzögerung des verzögerten Signals XA bzw. XTA gegenüber dem Referenzsignal Xs bzw. XTS erzeugt, die von der Verzögerungs-Sollgröße linear abhängt.

Die Verzögerungs-Sollgröße kann dabei auch als digitaler Code eingegeben werden, der mit einem Digital-Analog-Konverter in ein analoges Steuersignal umgewandelt wird. Die Verzögerung des Abtast-Triggersignals läßt sich daher auf einfache Weise einstellen. Bei Veränderung der Pulsrepetierfrequenz wird das Abtastsignal somit einfach und unmittelbar gemäß der vorbestimmten und einmal eingestellten Verzögerungs-Sollgröße automatisch angepaßt, ohne daß eine manuelle Korrektur notwendig ist. Eine Möglichkeit für die Realisierung einer Schaltung gemäß Figur 5 ist in der US-Patentschrift 5 563 605 beschrieben.

Figur 6 zeigt eine weitere Realisierungsmöglichkeit einer Verzögerungsschaltung 11. Das Referenzsignal Xsbzw. XTS veranlaßt einen Sägezahngenerator, hier schematisch dargestellt durch eine Stromquelle und einen Kondensator, zur Erzeugung einer Sägezahnspannung mit der Pulsrepetierfrequenz fprf. Diese wird auf einen Eingang eines Komparators gegeben. Der andere Eingang des Komparators wird mit einer zur Verzögerungs-Sollgröße proportionalen Spannung beaufschlagt. Das Ausgangssignal des Komparators weist somit gegenüber dem Referenzsignal XTS bzw. Xs eine Verzögerung, Phasenverschiebung, auf wobei die Verzögerung durch die Verzögerungs-Sollgröße bestimmt ist. Somit läßt sich auf einfache Weise ein Ausgangssignal XA bzw. XTA herstellen, das an Änderungen der Pulsrepetierfrequenz fprf automatisch angepaßt ist. Eine von verschiedenen Möglichkeiten für die Realisierung einer Schaltung gemäß Figur 6 ist in der DE 27 23 355 C2 beschrieben.

Aiternativ zur steuerbaren Verzögerungsschaltung können die Frequenzen fPRF und fA auch durch zwei steuerbare Oszillatoren CO, mit Regelung erzeugt werden.

Dazu wird ein schneller Regler innerhalb der Steuereinheit 8, Figur 1, für die Differenzfrequenz af benötigt. Ebenso kann eine Oszillatorbank zur Anwendung kommen mit Quarzoszillatoren für zwei bis drei unterschiedliche Frequenzen für die Frequenzen fPRF und fA. Von jeweils zwei Oszillatoren ist. jeweils einer fest und der andere steuerbar.

Gewerbliche Anwendbarkeit : Die Erfindung läßt sich für Sensoren zur Füllstandsmessung auf der Basis von Zeitbereichsreflektometrie zur Erhöhung der elektromagnetischen Verträglichkeit gegenüber hochfrequenten Störfeldern und zur einfachen und kostengünstigen Erfüllung von EMV-Vorgaben vorteilhaft gewerblich einsetzen. Die Nützlichkeit der Erfindung besteht darin, dass durch Variation der Abtastfrequenz und/oder der Pulsrepetierfrequenz in vorteilhafter Weise Beiträge einer schmalbandigen Störung zum gemessenen Signal unterdrückt werden.