Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine, aufweisend einen bürstenlosen Elektromotor mit einem Stator und mit einem Ro- tor, und eine Regeleinheit zur sensorlosen feldorientierten Steuerung und/oder Regelung des Elektromotors in einem rotorfesten d/q-Koordinatensystem. Die Er- findung betrifft weiterhin eine elektrische Maschine zur Durchführung des Verfah- rens, sowie eine Software auf einem Datenträger.

Elektromotorisch an- oder betriebene Verstellsysteme als Kraftfahrzeugkompo- nenten, wie beispielsweise Fensterheber, Sitzverstellungen, Tür- und Schiebe- dachantriebe oder Kühlerlüfterantriebe sowie Pumpen und Innenraumgebläse wei- sen typischerweise einen elektrischen Antrieb mit einem gesteuerten Elektromotor auf. Für solche elektromotorische Antriebe werden zunehmend häufig sogenannte bürstenlose Elektromotoren (bürstenloser Gleichstrommotor, BLDC-Motor) einge- setzt, bei denen die verschleißanfälligen Bürstenelemente eines starren (mechani- schen) Kommutators durch eine elektronische Kommutierung des Motorstroms er- setzt sind.

Elektromotorische Antriebe für Kraftfahrzeuge werden in der Regel von einer (Hochvolt-)Batterie als fahrzeuginternem Energiespeicher gespeist, aus welchem der Elektromotor mit elektrischer Energie in Form eines Gleichstroms (Gleich- spannung) versorgt wird. Zur Wandlung des Gleichstroms in den Motorstrom ist geeigneterweise ein Stromrichter (Wechselrichter, Inverter) zwischen der Batterie und dem Elektromotor verschaltet. Der Stromrichter weist eine Brückenschaltung auf, welche über einen elektrischen Zwischenkreis mit dem Gleichstrom oder Gleichspannung des Energiespeichers versorgt wird. Der Motorstrom wird durch eine pulsweitenmodulierte (PWM) Ansteuerung oder Regelung von Halbleiter- schaltern der Brückenschaltung als ein mehrphasiger Ausgangsstrom erzeugt. Durch die Pulse der PWM-Signale werden die Halbleiterschalter getaktet zwischen einem leitenden und einem sperrenden Zustand umgeschaltet.

Die Brückenschaltung speist im Betrieb in die Statorspulen des Elektromotors den elektrischen Motorstrom (Drehstrom) ein, welcher in der Folge ein bezüglich des Stators rotierendes magnetisches Drehfeld erzeugt. Der Rotor des Elektromotors weist hierbei geeigneterweise eine Anzahl von Permanentmagneten auf, wobei durch die Wechselwirkung der Permanentmagnete mit dem Drehfeld ein resultie- rendes Drehmoment erzeugt wird, welches den Rotor in Rotation versetzt.

Die Phasen des erzeugten Drehstroms und des zugehörigen Drehfeldes werden als (Motor-)Phasen bezeichnet. Im übertragenen Sinne werden hierunter auch die jeweils einer solchen Phase zugeordneten Statorspulen (Phasenwicklung) mit den zugehörigen Verbindungsleitungen (Phasenende) verstanden. Die Phasen sind hierbei beispielsweise in einem Sternpunkt einer Sternschaltung miteinander ver- schaltet.

Für einen effizienten Betrieb ist es notwendig, dass die Phasen zum richtigen Zeit- punkt mit Strom versorgt werden. Hierzu ist beispielsweise eine Vektorregelung, auch feldorientierte Regelung (engl.: Field Oriented Control, FOC) genannt, mög- lich. Bei einer solchen feldorientierten Regelung oder FOC wird der Drehstrom als zwei orthogonale Komponenten identifiziert, die mit einem Stromraumvektor visua- lisiert werden können. Die eine Komponente (Direktkomponente) definiert den magnetischen Fluss des Motors, die andere das Drehmoment (Quadraturstrom).

Die feldorientierte Regelung regelt den Drehstrom in einem d-q-Referenzsystem (Bezugsystem) des Elektromotors. Im Idealfall ist der Strom raumvektor in Bezug auf den Rotor in Betrag und Richtung (Quadratur) fest, also unabhängig von der Rotation. Da der Strom-Raumvektor im d-q- Referenzsystem statisch ist, erfolgt die Stromregelung anhand von Gleichstromsignalen. Dies isoliert die Regler von den zeitlich variierenden Wicklungsströmen und -Spannungen und eliminiert daher die Begrenzung des Reglerfrequenzgangs und der Phasenverschiebung auf das Motordrehmoment und die Drehzahl.

Der Elektromotor weist hierbei eine zugeordnete Motorsteuerung auf, welche die entsprechenden Stromkomponenten-Sollwerte aus den Fluss- und Drehmoment- Sollwerten, welche von einer Drehzahlregelung vorgegeben werden, bestimmt. Die Motor- oder Phasenströme werden hierbei in das d-q-Referenzsystem trans- formiert.

Um zu gewährleisten, dass die Phasen zum richtigen Zeitpunkt mit Strom versorgt werden ist eine genaue Bestimmung der relativen Position von Rotor und Stator notwendig.

Die Rotorposition (Rotorlage) für die Positionsbestimmung wird beispielsweise mit- tels zusätzlicher Drehsensoren, wie zum Beispiel einem Hallsensor, ermittelt. Der- artige Drehsensoren oder Geber sind jedoch kostenintensiv, weshalb eine Positi- onsbestimmung bevorzugterweise sensorlos erfolgen sollte.

Die sensorlose Positionsbestimmung beruht beispielsweise auf der Erfassung von induzierten Strom- und/oder Spannungssignalen aufgrund der gegenelektromotori- schen Kraft (Gegen-EMK, back-EMF), welche die rotierenden Permanentmagnete in den Phasenwicklungen induziert. Die induzierten Gegen-EMK-Signale sind pro- portional zu der Rotordrehzahl, wodurch nachteiligerweise bei niedrigen Drehzah- len oder beim Stillstand des Elektromotors nur wenige oder keine Informationen zur Positionsbestimmung für die Motorsteuerung bereitstehen. Insbesondere wird das Signal-zu-Rausch-Verhältnis bei niedrigen Drehzahlen reduziert. Eine derar- tige Einschränkung besteht auch für flussbasierte sensorlose Messverfahren. Dadurch ist in der Regel eine Positionsbestimmung oder Positionserkennung un- terhalb einer Schwelldrehzahl nicht möglich, wodurch ein sicherer und zuverlässi- ger Betrieb des Elektromotors, insbesondere während eines Anfahrens aus dem Stillstand oder während eines Betriebs mit niedriger Drehzahl, nachteilig erschwert ist. Hierbei ist es beispielsweise möglich nahe dem (Motor-)Stillstand die Rotorposi- tion zu schätzen, und den Elektromotor anhand der Schätzung anzusteuern. Um eine Abweichung zwischen der geschätzten Position und der tatsächlichen Posi- tion zu bestimmen, und diese in der Folge auszuregeln, wird beispielsweise ein Testsignal oder Testpuls in die vermutete d-Achse eingespeist. Dieses Testsignal kann jedoch zu einer Drehmomentwelligkeit des Elektromotors führen, wodurch dadurch bedingte, ungewünschte, akustische Beeinträchtigungen auftreten kön- nen.

Diese akustischen Beeinträchtigungen sind in der Regel lediglich kurzzeitig wäh- rend des Anlaufens oder bei niedrigen Motordrehzahlen des Elektromotors vor- handen, so dass diese häufig in Kauf genommen werden. Alternativ wird der akus- tische Einfluss des Testsignals durch mechanische Maßnahmen reduziert. Dies ist jedoch mit zusätzlichen Kosten verbunden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein besonders geeignetes Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine anzugeben. Insbesondere soll eine zu- verlässige sensorlose Steuerung und/oder Regelung des Motorbetriebs auch bei geringen Drehzahlen ermöglicht werden. Weiterhin soll ein möglichst geräuschre- duzierter Motorbetrieb ermöglicht werden. Der Erfindung liegt weiterhin die Auf- gabe zugrunde, eine besonders geeignete elektrische Maschine sowie eine be- sonders geeignete Software auf einem Datenträger anzugeben.

Die im Hinblick auf das Verfahren angeführten Vorteile und Ausgestaltungen sind sinngemäß auch auf die elektrische Maschine und/oder die Software übertragbar und umgekehrt. Die Konjunktion „und/oder“ ist hier und im Folgenden derart zu verstehen, dass die mittels dieser Konjunktion verknüpften Merkmale sowohl ge- meinsam als auch als Alternativen zueinander ausgebildet sein können.

Das erfindungsgemäße Verfahren ist zum Betrieb einer elektrischen Maschine vorgesehen, sowie dafür geeignet und ausgestaltet. Sofern nachfolgend Verfah- rensschritte beschrieben werden, ergeben sich vorteilhafte Ausgestaltungen für die elektrische Maschine insbesondere dadurch, dass dieses ausgebildet ist, ei- nen oder mehrere dieser Verfahrensschritte auszuführen.

Verfahrensgemäß ist hierbei eine Regeleinheit zur Erzeugung einer Steuergröße für einen Elektromotor der elektrischen Maschine vorgesehen. Der Elektromotor ist hierbei insbesondere als ein bürstenloser Elektromotor mit einer mehrphasigen, insbesondere mindestens dreiphasigen, Drehfeldwicklung ausgeführt. Die Re- geleinheit erzeugt die Steuergröße für die Motoransteuerung anhand eines Strom- Istwerts (Eingangsströme II, V, W) und eines Positions-Istwerts (Rotorposition). Unter dem Strom-Istwert sind hierbei insbesondere die Eingangsströme für die Motorphasen zu verstehen, wobei der Positions-Istwert insbesondere eine mecha- nische Position oder eine elektrische Position des Rotors des Elektromotors an- gibt. Die mechanische Position (mechanischer Winkel) beschreibt hierbei insbe- sondere die absolute mechanische Lage des Rotors zum Stator, wobei die elektri- sche Position (elektrischer Winkel) insbesondere den für die Kommutierung des Motorstroms maßgebenden Lagewert beschreibt. Die elektrische Position gibt hierbei insbesondere die Phasenlage eines Stromvektors zur Kommutierung des Elektromotors an. Vorzugsweise entspricht der Positions-Istwert der elektrischen Rotorposition.

Der Motorbetrieb des Elektromotors wird durch eine feldorientierte Regelung (FOC) der Regeleinheit gesteuert und/oder geregelt. Hierbei wird ein Motor- oder Phasenstrom des Elektromotors als Strom-Istwert mittels einer Stromregelung in einem d-q-Referenzsystem (d/q-Koordinatensystem) mit einer Gleichspannungs- komponente entlang einer d-Achse und einem Quadraturstrom entlang einer q- Achse geregelt. Die elektrische Maschine beziehungsweise der Elektromotor ist sensorlos ausgeführt, dies bedeutet, dass kein Positionssensor zur direkten oder unmittelbaren Erfassung der Rotorposition vorgesehen ist. Der Positions-Istwert wird daher sensorlos beispielsweise anhand einer Gegen-EMK des Elektromotors bestimmt.

Zu Beginn des Betriebs, also beispielsweise in einem Stillstand des Elektromotors, bei welchem insbesondere noch keine ausreichende Gegen-EMK zur Bestimmung des Positions-Istwerts vorliegt, wird der Elektromotor verfahrensgemäß anhand ei- ner geschätzten Motorposition gesteuert und/oder geregelt. Mit anderen Worten wird anfänglich ein geschätzter Positions-Istwert für die FOC verwendet. Unter „Schätzung“ oder „schätzen“ ist hier und im Folgenden eine genäherte Bestim- mung der Motorposition beziehungsweise des Positions-Istwerts durch Auswer- tung der Gegen-EMK, beispielsweise durch Augenschein, vorcharakterisierten Messungen, hinterlegten Tabellen oder Kennlinien, oder mittels statistisch-mathe- matischer Methoden, zu verstehen. Der geschätzte Positions-Istwert kann hierbei auch ein hinterlegter Startwert sein.

Zur Überprüfung und Anpassung der Positions-Schätzung wird ein Testsignal oder Testpuls erzeugt, mittels welchem eine Abweichung zwischen einer tatsächlichen Motorposition (tatsächlicher Positions-Istwert) und der geschätzten Motorposition (geschätzter Positions-Istwert) erzeugt wird. Dieses Testsignal wird in die (ge- schätzte) d-Achse des Elektromotors eingespeist.

Erfindungsgemäß wird zusätzlich zu dem Testsignal ein Kompensationssignal er- zeugt, und in die (geschätzte) q-Achse des Elektromotors eingespeist. Das Kom- pensationssignal wird hierbei anhand des Testsignals derart bestimmt, dass bei ei- ner Einspeisung des Kompensationssignals in die q-Achse eine Drehmomentän- derung des Elektromotors aufgrund des Testsignals reduziert oder kompensiert wird. Dadurch wird die Drehmomentwelligkeit durch das Testsignal über ein weite- res Ansteuersignal (Kompensationssignal) kompensiert. In der Folge wird die Akustik des Elektromotors, insbesondere beim Anlaufen, verbessert. Dadurch ist ein besonders geeignetes Verfahren zum Betrieb einer elektrischen Maschine rea- lisiert.

Entgegen einer herkömmlichen Ansteuerung wird bei der Erfindung nicht lediglich die Gleichspannungskomponente, sondern auch die Quadraturkomponente ange- steuert. Diese Werte beziehungsweise eine Motorantwort auf diese Werte sind beispielsweise über den Phasenstrom gut messbar. Vorzugsweise wird die Drehmomentänderung des Elektromotors aufgrund des Testsignals durch das Kompensationssignal möglichst vollständig reduziert, so dass ein besonders laufruhiger Start der elektrischen Maschine ermöglicht ist. Dadurch wird ein Nutzerkomfort, insbesondere bei einer Anwendung der elektri- schen Maschine als Verstellantrieb in einem Fahrzeuginnenraum eines Kraftfahr- zeug, verbessert.

In einer zweckmäßigen Weiterbildung wird eine Motorantwort auf das Testsignal und das Kompensationssignal, beispielsweise in Form eines Stroms in der q- Achse, erfasst und zur Bestimmung einer Motorposition verwendet. Das Testsig- nal dient der Überprüfung der Positions-Schätzung. Der Strom in der q-Richtung ist abhängig von der Abweichung zur geschätzten Motorposition, wenn kein Fehler zwischen der geschätzten und realen Position vorliegt, also wenn es keine Abwei- chung zwischen der tatsächlichen Motorposition und der geschätzten Motorposi- tion gibt, wird beispielsweise kein Strom in den Statorwicklungen des Elektromo- tors erzeugt. Der induzierte Strom kann als Motorantwort beispielsweise mittels ei- nes Strommessers, insbesondere mittels eines Shunt-Widerstandes, erfasst wer- den. Durch das Testsignal ist somit eine Steuerung und/oder Regelung der ge- schätzten Motorposition auch bei niedrigen Motordrehzahlen ermöglicht, wobei das Kompensationssignal sicherstellt, dass hierbei keine Drehmomentwelligkeiten auftreten. Die geschätzte Motorposition ist somit iterativ oder sukzessiv an die tat- sächliche Motorposition anpassbar. Das Verfahren wird vorzugsweise durchge- führt, bis ein weiteres sensorloses Verfahren (insbesondere auf Basis einer EMK- Auswertung) die Positionsbestimmung zuverlässig übernimmt. Die geschätzte Drehzahl kann hierbei als Wechsel- oder Umschaltkriterium zwischen den Verfah- ren dienen.

Die Erfindung geht hierbei von der nachstehenden Formel für das Drehmoment des Elektromotors aus: wobei p die Polpaarzahl des Elektromotors, der magnetische Fluss, i _q und id der Strom entlang der q- beziehungsweise d-Achse, und Ld und L _q die Induktivitäts- werte des Stators (also der Statorspulen/der Statorwicklung) entlang der q- bezie- hungsweise d-Achse ist.

Im Betriebspunkt gilt hierbei

Um die störenden Einflüsse des Testsignals, also die Drehmomentwelligkeit, zu reduzieren, ist es daher notwendig, dass die Drehmomentänderung AM bei einer Änderung der Ströme Ai _q und Aid Null ist:

Somit ergibt sich das Verhältnis zwischen den Stromänderungen Aiq/Aid als

Alq

Ai _d wobei k ein Kompensationsfaktor ist.

Für die FOC werden typischerweise die korrespondierenden Spannungen Ud und Uq geregelt. Die Ströme id und i _q sind hierbei von Ud und u _q abhängig, so dass sich mit einem Laplace-Transformationsansatz folgende Gleichung ergibt: wobei s der Laplace-Transformationsparameter, FN ein Normierungsfaktor und Fdd, Fqd, Fdq, Fqq die Transfermatrixkomponenten sind.

Für die Randbedingung

AM = 0 ergibt sich

Der Normierungsfaktor FN und die Transfermatrixkomponenten Fdd, Fqd, Fdq, F _qq sind anhand eines Motormodels identifizierbar. Welches Motormodel hierbei ver- wendet wird, ist dabei zunächst nebensächlich. Für unterschiedliche Elektromoto- ren werden unter Umständen unterschiedliche Motormodele verwendet. Beispiels- weise wird hierbei ein d-q-Motormodel verwendet, wie es nachfolgend in der Figu- renbeschreibung (Fig. 5) näher erläutert ist. Bei einem solchen Motormodel ergibt sich

In einer geeigneten Ausführung wird das Kompensationssignal Au _q anhand der

Formel bestimmt. Hierbei sind Aud dasTestsignal, Wei die (Dreh-)Frequenz des Rotors, Ld und Lq der Induktivitätswert des Stators entlang der d- beziehungsweise q-Achse, Rs der ohmsche Widerstand des Stators (der Statorspulen/Statorwicklung), s der Laplace-Transformationsparameter, und k der Kompensationsfaktor.

In einer zweckmäßigen Weiterbildung wird zur Reduzierung des Rechenaufwands eine vereinfachte Berechnung des Kompensationssignals Au _q verwendet.

Für kleine Rotor-Frequenzen (cüei ~ 0 kHz), wie sie beispielsweise beim Anlaufen aus dem Stillstand vorliegen, kann die vorstehende Formel mit angenähert werden. Kann zudem Rs vernachlässigt werden ergibt sich:

Kann Rs nicht aber Wei vernachlässigt werden ergibt sich: Alt _rf wobei Auq das Kompensationssignal, Aud dasTestsignal, Wei die Frequenz des Ro- tors, Ld und Lq der Induktivitätswert des Stators entlang der d- beziehungsweise q- Achse, s der Laplace-Transformationsparameter, und k der Kompensationsfaktor ist.

In einer vorteilhaften Ausführung wird der Kompensationsfaktor k anhand der For- mel bestimmt. Zur Vereinfachung der Berechnung und damit zur Reduzierung des Re- chenaufwands kann eine vereinfachte Proportionalitätsberechnung verwendet werden. Die vorstehende Proportionalitätsberechnung kann für große magneti- sche Flüsse 'P » (L _d - L _q )i _d mit angenähert werden.

Für eine besonders ressourcensparende und rechenaufwandreduzierte Bestim- mung des Kompensationssignals können die vereinfachten Berechnungen des Kompensationssignals Au _q und der Proportionalitätsberechnung kombiniert wer- den. In einer geeigneten Ausgestaltung gilt für 'P » (L _d - L _q )i _d bei einer gleichzei- tigen Vernachlässigung des Einflusses von Rs und Wei: wobei Auq das Kompensationssignal, Aud das Testsignal, der magnetische Fluss, und Ld/Lq der Induktivitätswert des Stators entlang der d-/q-Achse ist.

In einer bevorzugten Weiterbildung wird als Testsignal eine Sinusspannung mit ei- ner konstanten Frequenz verwendet. Bei der Berechnung des Kompensationssig- nals kann somit der Laplace-Transformationsparameter s durch ja) _ud ersetzt wer- den, wobei j die imaginäre Einheit, und Wud die Frequenz des Testsignals ist. Es ergibt sich somit

Wie zuvor können zur Reduzierung des Berechnungsaufwands die Vereinfachun- gen 'P » (L _d - L _q )i _d und/oder die Vernachlässigungen von Rs und Wei Anwen- dung finden. Ist das Testsignal eine Sinusspannung, so ist auch das Kompensationssignal eine Sinusspannung. Der Amplituden- und Phasenwert kann hierbei beispielsweise auch in einer Tabelle hinterlegt sein und genutzt werden. Diese Werte können über die dargestellten Gleichungen ermittelt werden. Alternativ können sie aber auch empirisch (z.B. mit Hilfe einer Akustikmessung) ermittelt werden. Die Tabel- lenwerte können beispielsweise in Abhängigkeit der Temperatur, der geschätzten Drehzahl oder der geschätzten Last erstellt und genutzt werden.

Die erfindungsgemäße elektrische Maschine ist beispielsweise als ein Verstellan- trieb in einem Kraftfahrzeug ausgeführt. Die elektrische Maschine weist hierbei ei- nen bürstenlosen Elektromotor mit einem Stator und mit einem Rotor auf. Die elektrische Maschine weist weiterhin eine Regeleinheit zur sensorlosen feldorien- tierten Steuerung und/oder Regelung des Elektromotors auf. Die Regeleinheit ist beispielsweise mit einem Controller (das heißt einer Steuereinheit) gekoppelt oder in diese integriert.

Der Controller ist hierbei allgemein - programm- und/oder schaltungstechnisch - zur Durchführung des vorstehend beschriebenen erfindungsgemäßen Verfahrens eingerichtet. Der Controller ist somit konkret dazu eingerichtet, eine anfängliche Motorposition zu schätzen, ein Testsignal zu erzeugen und in die geschätzte d- Achse einzuspeisen, und anhand des Testsignals ein Kompensationssignal zu be- stimmen und in die q-Achse einzuspeisen.

In einer bevorzugten Ausgestaltungsform ist der Controller zumindest im Kern durch einen Mikrocontroller mit einem Prozessor und einem Datenspeicher gebil- det, in dem die Funktionalität zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfah- rens in Form einer Betriebssoftware (Firmware) programmtechnisch implementiert ist, so dass das Verfahren - gegebenenfalls in Interaktion mit einem Vorrichtungs- nutzer - bei Ausführung der Betriebssoftware in dem Mikrocontroller automatisch durchgeführt wird. Der Controller kann im Rahmen der Erfindung alternativ aber auch durch ein nicht-programmierbares elektronisches Bauteil, wie zum Beispiel einem anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (ASIC) oder durch einem FPGA (Field Programmable Gate Array), gebildet sein, in dem die Funktionalität zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit schaltungstechnischen Mitteln implementiert ist.

Ein zusätzlicher oder weiterer Aspekt der Erfindung sieht eine Software auf einem Medium oder Datenträger zur Durchführung oder Ausführung des vorstehend be- schriebenen Verfahrens vor. Dies bedeutet, dass die Software auf einem Daten- träger hinterlegt ist, und zur Ausführung des vorstehend beschriebenen Verfah- rens vorgesehen, sowie dafür geeignet und ausgestaltet ist. Die Software ist ins- besondere ein Computerprogrammprodukt, umfassend Befehle, welche bei der Ausführung des Programms durch einen Computer diesen veranlassen, das vor- stehend beschriebene auszuführen.

Dadurch ist eine besonders geeignete Software für den Betrieb einer elektrischen Maschine realisiert, mit welcher die Funktionalität zur Durchführung des erfin- dungsgemäßen Verfahrens programmtechnisch implementiert wird. Die Software ist somit insbesondere eine Betriebssoftware (Firmware), wobei der Datenträger beispielsweise ein Datenspeicher des Controllers ist.

Nachfolgend sind Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:

Fig. 1 eine elektrische Maschine mit einer Stromquelle und mit einem Elektromo- tor sowie mit einem dazwischen verschalteten Stromrichter,

Fig. 2 drei Phasenwicklungen eines dreiphasigen Elektromotors der Maschine in Sternschaltung,

Fig. 3 ein Brückenmodul einer Brückenschaltung des Stromrichters zur Ansteue- rung einer Phasenwicklung des Elektromotors,

Fig. 4 ein Ersatzschaltbild für die Stromquelle, und

Fig. 5 ein Blockdiagramm für eine feldorientierte Regelung des Elektromotors. Die Erfindung ist im Nachfolgenden beispielhaft anhand eines Antriebs mit B6- Schaltung erläutert. Die Erfindung kann jedoch auch auf andere Anordnungen an- gewendet werden.

Einander entsprechende Teile und Größen sind in allen Figuren stets mit den glei- chen Bezugszeichen versehen.

Die Fig. 1 zeigt eine elektrische Maschine 2 für einen elektromotorischen Antrieb eines nicht näher dargestellten Fahrzeugs, beispielsweise eines Kraftfahrzeugs oder eines elektrisch angetriebenen oder antreibbaren Fahrrads (E-Bike). Die Ma- schine 2 umfasst hierbei einen dreiphasigen bürstenlosen Elektromotor 4, welcher mittels eines Stromrichters (Umrichter, Wechselrichter) 6 an eine Stromquelle (Spannungsversorgung) 8 angeschlossen ist. Die Stromquelle 8 umfasst in die- sem Ausführungsbeispiel einen fahrzeuginternen Energiespeicher in Form einer (Kraftfahrzeug-)Batterie 10, sowie einen damit verbundenen (Gleichspannungs- )Zwischenkreis 12, welcher sich zumindest teilweise in den Stromrichter s er- streckt.

Der Zwischenkreis 12 ist im Wesentlichen durch eine Hinleitung 12a und eine Rückleitung 12b gebildet, mittels welchen der Stromrichter 6 an die Batterie 10 an- geschlossen ist. Die Leitungen 12a und 12b sind zumindest teilweise in den Stromrichter s geführt, in welchen zwischen diesen ein Zwischenkreiskondensa- tor 14 sowie eine Brückenschaltung 16 verschaltet sind.

Im Betrieb der Maschine 2 wird ein der Brückenschaltung 16 zugeführter Ein- gangsstrom IE in einen dreiphasigen Ausgangsstrom (Motorstrom, Drehstrom) lu, Iv, Iw für die drei Phasen U, V, W des Elektromotors 4 gewandelt. Die nachfolgend auch als Phasenströme bezeichneten Ausgangsströme lu, Iv, Iw werden an die entsprechenden Phasen(-wicklungen) U, V, W (Fig. 2) eines nicht näher darge- stellten Stators geführt.

In der Fig. 2 ist eine Sternschaltung 18 der drei Phasenwicklungen U, V, W dar- gestellt. Die Phasenwicklungen U, V und W sind mit jeweils einem (Phasen- )Ende 22, 24, 26 an ein jeweiliges Brückenmodul 20 (Fig. 3) der Brückenschal- tung 16 geführt, und mit dem jeweils gegenüberliegenden Ende in einem Stern- punkt 28 als gemeinsamen Verbindungsanschluss miteinander verschaltet. In der Darstellung der Fig. 2 sind die Phasenwicklungen II, V und W jeweils mittels eines Ersatzschaltbildes in Form einer Induktivität 30 und eines ohmschen Widerstan- des 32 sowie einem jeweiligen Spannungsabfall 34, 36, 38 gezeigt. Die jeweils über die Phasenwicklung II, V, W abfallende Spannung 34, 36, 38 ist schematisch durch Pfeile repräsentiert und ergibt sich aus der Summe der Spannungsabfälle über der Induktivität 30 und dem ohmschen Widerstand 32 sowie der induzierten Spannung 40. Die durch eine Bewegung eines Rotors des Elektromotors 4 indu- zierte Spannung 40 (elektromagnetische Kraft, EMK, EMF) ist in der Fig. 2 anhand eines Kreises dargestellt.

Die Ansteuerung der Sternschaltung 18 erfolgt mittels der Brückenschaltung 16. Die Brückenschaltung 16 ist mit den Brückenmodulen 20 insbesondere als eine B6-Schaltung ausgeführt. In dieser Ausgestaltungsform wird im Betrieb an jede der Phasenwicklungen II, V, W in hoher Schaltfrequenz getaktet zwischen einem hohen (Gleich-)Spannungsniveau der Zuleitung 12a und einem niedrigen Span- nungsniveau der Rückleitung 12b umgeschaltet. Das hohe Spannungsniveau ist hierbei insbesondere eine Zwischenkreisspannung UZK des Zwischenkreises 12, wobei das niedrige Spannungsniveau vorzugsweise ein Erdpotential UG ist. Diese getaktete Ansteuerung ist als eine - in Fig. 1 mittels Pfeilen dargestellte - PWM- Ansteuerung durch einen Controller 42 ausgeführt, mit welcher eine Steuerung und/oder Regelung der Drehzahl, der Leistung sowie der Drehrichtung des Elekt- romotors 4 möglich ist.

Die Brückenmodule 20 umfassen jeweils zwei Halbleiterschalter 44 und 46, wel- che in der Fig. 2 lediglich schematisch und beispielhaft für die Phase W dargestellt sind. Das Brückenmodul 20 ist einerseits mit einem Potentialanschluss 48 an die Zuleitung 12a und somit an die Zwischenkreisspannung UZK angeschlossen. An- dererseits ist das Brückenmodul 20 mit einem zweiten Potentialanschluss 50 an die Rückleitung 12b und somit an das Erdpotential UG kontaktiert. Über die Halb- leiterschalter 44, 46 ist das jeweilige Phasenende 22, 24, 26 der Phase U, V, W entweder mit der Zwischenkreisspannung UZK oder mit dem Erdpotential UG ver- bindbar. Wird der Halbleiterschalter 44 geschlossen (leitend) und der Halbleiter- schalter 46 geöffnet (nichtleitend, sperrend), so ist das Phasenende 22, 24, 26 mit dem Potential der Zwischenkreisspannung UZK verbunden. Entsprechend ist bei einem Öffnen des Halbleiterschalters 44 und einem Schließen des Halbleiterschal- ters 46 die Phase U, V, W mit dem Erdpotential UG kontaktiert. Dadurch ist es mit- tels der PWM-Ansteuerung möglich, jede Phasenwicklung U, V, W mit zwei unter- schiedlichen Spannungsniveaus zu beaufschlagen.

In der Fig. 3 ist ein einzelnes Brückenmodul 20 vereinfacht dargestellt. In diesem Ausführungsbeispiel sind die Halbleiterschalter 44 und 46 als MOSFETs (metal- oxide semiconductor field-effect transistor) realisiert, die jeweils mittels der PWM- Ansteuerung zwischen einem durchgeschalteten Zustand auf und einem sperren- den Zustand getaktet umschalten. Hierzu sind die jeweiligen Gateanschlüsse an entsprechende Steuerspannungseingänge 52, 54 geführt, mittels welcher die Sig- nale der PWM-Ansteuerung des Controllers 42 übertragen werden.

Die Fig. 4 zeigt ein Ersatzschaltbild für die Stromquelle 8. Im Betrieb erzeugt die Batterie 10 eine Batterieleistung Pßat (Fig. 5), eine Batteriespannung Ußat sowie ei- nen entsprechenden Batteriestrom Ißat zum Betrieb des Stromrichters 6. In der Fig. 4 ist der Innenwiderstand der Batterie 10 als ein ohmscher Widerstand 56 und eine Eigeninduktivität der Batterie 10 als eine Induktivität 58 dargestellt. In der Rückleitung 12b ist ein Shuntwiderstand 60 geschaltet.

Abhängig von den Schaltzuständen der (Leistungs-)Halbleiterschalter 44, 46 fließt der Phasenstrom lu, Iv, Iw über den Shuntwiderstand 60. Der Spannungsabfall über dem Shuntwiderstand 60 wird verstärkt und ausgewertet. Mit Messungen und dem Kenntnisstand der Schaltzustände der Halbleiterschalter 44, 46 werden die Phasenströme lu, Iv, Iw von dem Controller 42 rekonstruiert. Es können auch an- dere Messmethoden zur Ermittlung der Motorströme verwendet werden (z. B. di- rekte Phasenstrommessung). Zusammen mit den gemessenen und/oder berech- neten Phasenspannungen (Uu, Uv, Uw) stehen dem Controller 42 die Phasen- spannungen (Uu, Uv, Uw) und die Phasenströme lu, Iv, Iw zur Verfügung. In dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 wird der Motorstrom mittels eines Strom- messers 62, beispielsweise mittels des Shuntwiderstands 60, erfasst und dem Controller 42 geführt. Der Controller 42 bestimmt anhand von Motorgrößen, insbe- sondere anhand der erfassten Phasenströmen lu, Iv, Iw und berechneten Phasen- spannungen llu, Uv, Uw, sowie anhand anderer Größen (z. B. Motorwiderstand, Motorinduktivität, Tastverhältnis der PWM-Spannung) eine Rotationsgröße 9, w, also die Motorposition (Rotorposition) Q und/oder die (Rotor-)Drehzahl w, berech- net oder geschätzt. Insbesondere wird hierbei eine elektrische Motorposition Sei beziehungsweise eine elektrische Frequenz/Drehzahl Wei berechnet oder ge- schätzt.

Die Fig. 5 zeigt hierbei ein Blockdiagramm für einen verfahrensgemäßen Betrieb der elektrischen Maschine 2. Die Steuerung und/oder Regelung des Elektromotors 4 erfolgt hierbei in einem d-q-Referenzsystem mit einer d-Achse und einer q- Achse.

Verfahrensgemäß werden einer Regeleinheit 64 des Controllers 42 ein Strom-Soll- wert Idsoii und Iqsoii für den Soll-Strom entlang der d- und q-Achse vorgegeben. Die Regeleinheit 64 bestimmt durch eine feldorientierte Regelung entsprechende Stell- signale UdFoc und UqFoc für die Spannung zur Ansteuerung des Elektromotors 4.

Zu Beginn des Betriebs, also beispielsweise bei einem Anlaufen aus dem Still- stand des Elektromotors 4, ist die Gegen-EMK nicht ausreichend um eine ausrei- chende Spannung 40 zu erzeugen, so dass die gemessenen Stromsignale des Strommessers 62 nicht ausreichend zur Bestimmung der Motorposition 9ei sind. In der Folge sind die Soll-Stromwerte Idsoii und Iqsoii für die Regeleinheit 64 nicht an- hand der gemessenen Stromsignale bestimmbar. Zu Beginn des Verfahrens be- ziehungsweise des Betriebs wird daher die Motorposition 9ei von dem Controller geschätzt, und hieraus die Soll-Stromwerte Idsoii und Iqsoii für die Regeleinheit 64 bestimmt. Zur Überprüfung und Anpassung der Positions-Schätzung wird von einer Kompen- sationseinheit 66 ein Testsignal oder Testpuls UdTest erzeugt, mittels welchem eine Abweichung zwischen einer tatsächlichen Motorposition und der geschätzten Mo- torposition bestimmbar ist. Dieses Testsignal UdTest wird in die d-Achse des Elekt- romotors 4 eingespeist, insbesondere wird das Testsignal UdTest mit dem Stellsig- nal UdFoc addiert.

Zusätzlich zu dem Testsignal UdTest erzeugt die Kompensationseinheit 66 ein Kom- pensationssignal Uqcomp, welches in die q-Achse des Elektromotors 4 eingespeist wird. Insbesondere wird das Kompensationssignal Uqcomp mit dem Stellsignal UqFoc addiert. Das Kompensationssignal Uqcomp wird hierbei anhand des Testsig- nals UdTest durch eine Berechnung 68 derart bestimmt, dass bei einer Einspeisung des Kompensationssignals Uqcomp in die q-Achse eine Drehmomentänderung des Elektromotors 4 aufgrund des Testsignals UdTest reduziert oder kompensiert wird.

Die mit dem Testsignal UdTest und dem Kompensationssignal Uqcomp modifizierten Stellsignale Ud‘, Uq‘ werden durch eine nicht näher gezeigten PWM-Treiber in die korrespondierenden PWM-Signale zur Ansteuerung der Brückenschaltung 16 ge- wandelt.

Vorzugsweise wird die Drehmomentänderung des Elektromotors 4 aufgrund des Testsignals UdTest durch das Kompensationssignal Uqcomp möglichst vollständig re- duziert, so dass ein besonders laufruhiger Start der elektrischen Maschine 2 er- möglicht ist.

Die Berechnung 68 zur Bestimmung des Kompensationssignals Uqcomp basiert hierbei auf einem Motormodel für den Elektromotor 4. Vorzugsweise basiert die Berechnung 68 auf dem in der Fig. 5 dargestellten d-q-Motormodel des Elektromo- tors 4 für die motorseitige Wandlung der modifizierten Stellsignale Ud‘, Uq‘ in die Motorströme l _q und Id.

Nachfolgend ist das d-q-Motormodel anhand der Fig. 5 näher erläutert. Das d-Model zur Wandlung des modifizierten Stellsignals Ud‘ in den Motorstrom Id umfasst zum einen Spulenanteil und einen ohmschen Anteil sowie einen Reak- tanzanteil.

Der Spulenanteil ist durch eine Verstärkung 70 mit dem Faktor 1/Ld, wobei Ld der Induktivitätswert der Induktivität 30 entlang der d-Achse ist, und durch einen In- tegrator 72 modelliert.

Der ohmsche Anteil entspricht dem Spannungsverlust aufgrund des ohmschen Widerstands 32. Der ohmsche Anteil ist als negative Rückkopplung mit einer Ver- stärkung 74 mit dem Faktor R ausgeführt, wobei R der ohmsche Widerstand 32 des Elektromotors 4 beziehungsweise des Stators ist.

Der Reaktanz- oder Blindwiderstandsanteil entspricht dem aufgrund der Rotordre- hung induzierten Anteil aufgrund des Motorstroms l _q . Für den Reaktanzanteil wird von dem Controller ein Wert für die Motordrehzahl beziehungsweise Rotorfre- quenz Wei bestimmt, beispielsweise geschätzt. Die Motordrehzahl Wei wird mit dem durch das nachfolgend erläuterte q-Model bestimmten Motorstrom lq und über eine Verstärkung 76 mit dem Faktor Lq multipliziert, wobei Lq der Induktivitätswert der Induktivität 30 entlang der q-Achse ist. Der Reaktanzanteil wird hierbei auf den Stellwert Ud‘ addiert.

Das q-Model zur Wandlung des modifizierten Stellsignals Uq‘ in den Motorstrom lq umfasst zum einen Spulenanteil und einen ohmschen Anteil sowie einen Reak- tanzanteil und einen induzierten Anteil.

Der Spulenanteil ist durch eine Verstärkung 78 mit dem Faktor 1 /Lq und durch ei- nen Integrator 80 modelliert.

Der ohmsche Anteil ist als negative Rückkopplung mit einer Verstärkung 82 mit dem Widerstandswert R ausgeführt. Für den Reaktanz- oder Blindwiderstandsanteil wird die Motordrehzahl Wei wird mit dem durch das d-Model bestimmten Motorstrom Id und über eine Verstärkung 84 mit dem Faktor Ld multipliziert. Der Reaktanzanteil wird von dem Stellwert Uq‘ ab- gezogen.

Der induzierte Anteil ist als Produkt der Motordrehzahl Wei mit dem magnetischen Fluss M-J modelliert, wobei das Produkt als eine Verstärkung 86 mit dem Faktor PsiM ausgeführt ist, und wobei PSiM dem magnetischen Fluss M-J entspricht. Der induzierte Anteil wird von dem Stellwert Uq‘ abgezogen.

Beispielsweise wird das Kompensationssignal llqcomp durch die Berechnung 68 anhand der Formel bestimmt. Hierbei sind Au _q das Kompensationssignal llqcomp, Aud dasTestsignal UdTest, Wei die Motordrehzahl, Ld und L _q der Induktivitätswert der Induktivität 30 ent- lang der d- beziehungsweise q-Achse, Rs der Widerstandwert des ohmschen Wi- derstands 32, s der Laplace-Transformationsparameter, und k ein Kompensations- faktor.

Zur Reduzierung des Rechenaufwands kann auch eine vereinfachte Berechnung

68 verwendet werden, bei welcher mindestens eine Näherung vorgenommen ist.

Für kleine Rotor-Frequenzen (cüei ~ 0 kHz), wie sie beispielsweise beim Anlaufen aus dem Stillstand vorliegen, kann die vorstehende Formel mit angenähert werden. Kann zudem Rs vernachlässigt werden ergibt sich:

Kann Rs nicht aber Wei vernachlässigt werden ergibt sich: wobei Auq das Kompensationssignal llqcomp, Aud dasTestsignal UdTest, ouei die Mo- tordrehzahl, Ld und Lq der Induktivitätswert der Induktivität 30 entlang der d- bezie- hungsweise q-Achse, s der Laplace-Transformationsparameter, und k der Kom- pensationsfaktor ist.

Der Kompensationsfaktor k ist insbesondere anhand der Formel bestimmt, wobei der magnetische Fluss, i _q und id die Motorstrom lq und Id, und Aiq und Aid die resultierende Stromänderungen durch das Testsignal UdTest und das Kompensationssignal Uqcomp entlang der d- und q-Achse ist. Zur Vereinfa- chung der Berechnung 68 und damit zur Reduzierung des Rechenaufwands kann eine vereinfachte Proportionalitätsberechnung verwendet werden. Die vorste- hende Proportionalitätsberechnung kann für große magnetische Flüsse 'P » (Ld - L,)i _d mit angenähert werden.

Für eine besonders ressourcensparende und rechenaufwandreduzierte Bestim- mung des Kompensationssignals können die vorstehenden Näherungen miteinan- der kombiniert werden. So gilt für 'P » (L _d - L _q )i _d bei einer gleichzeitigen Ver- nachlässigung des Einflusses von Rs und Wei: wobei Auq das Kompensationssignal llqcomp, Aud das Testsignal UdTest, ‘P der mag- netische Fluss, und Ld/Lq der Induktivitätswert der Induktivität 30 entlang der d-/q- Achse ist.

Als Testsignal UdTest kann beispielsweise eine Sinusspannung mit einer konstan- ten Frequenz verwendet werden. Bei der Berechnung 68 kann somit der Laplace- Transformationsparameter s durch ja) _ud ersetzt werden, wobei j die imaginäre Ein- heit, und Wud die Frequenz des Testsignals ist. Es ergibt sich somit

Zur Reduzierung des Berechnungsaufwands können hierbei auch die Vereinfa- chungen 'P » (L _d - L _q )i _d und/oder die Vernachlässigungen von Rs und Wei An- wendung finden.

Die Motorantwort auf das Testsignal UdTest und das Kompensationssignal Uqcomp, also die Motorströme l _q und Id, werden durch die Strommessung 62 erfasst und zur Bestimmung der Motorposition beziehungsweise zur Bestimmung der Abwei- chung zwischen der geschätzten und tatsächlichen Motorposition verwendet. Diese Abweichung wird mit dem Controller 42 derart geregelt, dass sie möglichst gering ist, so dass die geschätzte und tatsächliche Motorposition möglichst über- einstimmen.

Die beanspruchte Erfindung ist nicht auf die vorstehend beschriebenen Ausfüh- rungsbeispiele beschränkt. Vielmehr können auch andere Varianten der Erfindung von dem Fachmann hieraus im Rahmen der offenbarten Ansprüche abgeleitet werden, ohne den Gegenstand der beanspruchten Erfindung zu verlassen. Insbe- sondere sind ferner alle im Zusammenhang mit den verschiedenen Ausführungs- beispielen beschriebenen Einzelmerkmale im Rahmen der offenbarten Ansprüche auch auf andere Weise kombinierbar, ohne den Gegenstand der beanspruchten Erfindung zu verlassen.

Bezugszeichenliste

2 Maschine

4 Elektromotor

6 Stromrichter

8 Stromquelle

10 Batterie

12 Zwischenkreis

12a Hinleitung

12b Rückleitung

14 Zwischenkreiskondensator

16 Brückenschaltung

18 Sternschaltung

20 Brückenmodul

22, 24, 26 Phasenende

28 Sternpunkt

30 Induktivität

32 Widerstand

34, 36, 38 Spannungsabfall

40 Spannung

42 Controller

44, 46 Halbleiterschalter

48, 50 Potentialanschluss

52, 54 Steuerspannungseingang

56 Widerstand

58 Induktivität

60 Shuntwiderstand

62 Strommesser

64 Regeleinheit

66 Kompensationseinheit

70 Verstärkung

72 Integrator

74, 76, 78 Verstärkung 80 Integrator

82, 84, 86 Verstärkung

U, V, W Phase/Phasenwicklung lu, Iv, Iw Phasenstrom/Ausgangsstrom

IE Eingangsstrom

UZK Zwischenkreisspannung

UG Erdpotential

Ißat Batteriestrom llBat Batteriespannung

Wei (elektrische) Frequenz/Motordrehzahl

Idsoii, Iqsoii Strom-Sollwert

UdFoc, UqFoc Stellsignal

UdTest Testsignal llqcomp Kompensationssignal lq, Id Motorstrom

Lid’, llq’ Stellsignal