VERFAHREN ZUM VERARBEITEN VON DATEN UNTER VERWENDUNG GEKÜRZTER KANALKOEFFIZIENTEN

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Verarbeiten von Daten, die insbesondere über eine Funk-Schnittstelle ei¬ nes Funk-Kommunikationssystems empfangen wurden, mit den o- berbegriffliehen Merkmalen des Patentanspruchs 1 bzw. auf ei¬ ne KommunikationsSystemvorrichtung mit den Oberbegriffliehen Merkmalen des Patentanspruchs 13.

Insbesondere in städtischen Bereichen und in Ballungszentren, sogenannten Hot Spots, wie Bahnhöfen und Flughäfen ist die Kapazität eines zellularen TDMA-Funknetzes (TDMA: Time Divi- sion Multiple Access) gemäß beispielsweise GSM/EDGE (Global System for Mobile Communication/ Enhanced Data for GSM) eher durch eine Co-Kanal-Interferenz als durch Rauschen be¬ schränkt, es sei denn, eine Co-Kanal-Interferenzaufhebung wird durchgeführt. Eine solche Co-Kanal-Interferenzaufhebung ist insbesondere in Abwärtsrichtung (Englisch: Downlink) schwierig, weil üblicherweise aufgrund Kosten, Gerätegröße, Leistungsverbrauch und Designgründen nur eine einzige Emp¬ fangsantenne empfängerseitig verfügbar ist. Entsprechende Techniken werden als Einzel-Antennen- (Co-Kanal) -Interferenz- auslöschungs- (SAIC)-Techniken bezeichnet (SAIC: Single An- tenna Interference Cancellation) . Eine bedeutende Klasse von SAIC-Techniken basiert auf einer Mehrteilnehmer-Erfassung, wobei die Daten eines gewünschten Teilnehmers bzw. Senders und die Daten von interferierenden Datenquellen gemeinsam verarbeitet werden. Im Fall einer auf einem Trellis-Verfahren beruhenden gemeinsamen Sequenzabschätzung nach dem Maximum- Likelihood-Kriterium oder dem Maximum-A-Posteriori-Kriterium, wie sie aus [4]: K. Giridhar, S. Chari, J.J. Shynk, R.P. Gooch, and D.J. Artman, "Joint estimation algorithms for co- Channel signal demodulation," in Proc. IEEE ICC '93, Geneva, pp. 1497-1501, Mai 1993, allgemein bekannt sind, ist die An¬ zahl von Zuständen M(J+1>L, wobei M die Mächtigkeit des Symbol- alphabetes ist, J die Anzahl aktiver interferierender Daten¬ quellen und L die effektive Speicherlänge des äquivalenten zeit-diskreten Kanalmodells ist. Im Fall von GSM mit M = 2 ist eine einzige dominante interferierende Datenquelle (J = 1) handhabbar. Im Fall von EDGE mit M = 8 ist hingegen die Komplexität der Berechnung sogar im Fall von lediglich einer interferierenden Datenquelle übermäßig groß und nicht hand¬ habbar. Daher sind für das EDGE-System Versionen mit einer reduzierten Zustandsanzahl anzuwenden, wie dies beispielswei- se allgemein bekannt ist aus [1] : J.-T. Chen, J.-W. Liang, H.-S. Tsai, and Y.-K. Chen, "Low-complexity Joint MLSE re- ceiver in the presence of CCI," IEEE Commun. Letters, vol. 2, pp. 125-127, May 1998, [9] : C. Luschi and B. Mulgrew, "Non- parametric trellis equalization in the presence of non- Gaussian interference, " IEEE Trans. Commun., vol. 51, no. 2, pp. 229-239, Feb. 2003, [7] : P.A. Hoeher, S. Badri-Hoeher, S. Deng, C. Krakovszky, and W. Xu, "Joint delayed-decision feed- back sequence estimation with adaptive State allocation," ac- cepted for publication in Proc. IEEE ISIT '04, Chicago, Ju- ni/Juli 2004. Ähnlich wie bei Detektoren mit einer reduzier¬ ten Zustandszahl für einen einzelnen Teilnehmer (Reduced- State Single-User Detectors) , wie bei einer verzögerten ent¬ scheidungsrückgekoppelten Sequenzabschätzung (DDFFE: Delayed Decision Feedback Sequence Estimation), z. B. gemäß [2]: A. Duel-Hallen and C. Heegard, "Delayed decision-feedback se¬ quence estimation," IEEE Trans. Commun., vol. 37, no. 5, pp. 428-436, May 1989 und einer reduzierten Zustands- Sequenzabschätzung (RSSE: Reduced-State Sequence Estimation) gemäß z. B. [3]: M.V. Eyuboglu and S.U. Qureshi, "Reduced- State sequence estimation with set partitioning and decision feedback," IEEE Trans. Commun., vol. 36, no. 1, pp. 13-20, Jan. 1988 besteht ein Hauptnachteil von Detektoren zur ge¬ meinsamen Verarbeitung mit reduzierten Zuständen in deren Empfindlichkeit hinsichtlich der Leistungsverteilung empfan- gener Kanalimpulsantworten (CIRs: Chanel Impulse Responses) , welche durch den Detektor gesehen werden. Dieses Problem kann durch das Verwenden eines Detektors zur gemeinsamen Verarbei- tung mit reduzierter Zustandszahl in Verbindung mit einem Vorfilter gelöst werden, wobei der Vorfilter die Gesamt¬ impulsantwort aller Co-Kanäle kürzt.

Der Entwurf eines solchen Vorfilters stellt eine Herausforde¬ rung dar, falls mehr Co-Kanäle als Empfangsantennen existie¬ ren und eine gemeinsame Kürzung vorgenommen werden soll. Diesbezügliche Arbeiten wurden für verschiedene Anwendungen veröffentlicht. Eine gemeinsame Impulsantwortkürzung wurde für Mehrton- (OFDM)-Systeme (OFDM: Orthogonal Frequency Divi¬ sion Multiplex) vorgeschlagen in [10] : P.J.W. Melsa, R.C. Y— ounce, and CE. Rohrs, "Impulse response shortening for dis- crete multitone transceivers, " IEEE Trans. Commun. , vol. 44, no. 12, pp. 1662-1672, Dec. 1996 und [12]: C. Yin and G. Yue, "Optimal impulse response shortening for discrete multitone transceivers," Electronic Letters, pp. 35-36, Jan. 1998. der Zweck besteht darin, die Lange des zyklischen Präfixes zu re¬ duzieren. Untersucht wurde auch eine Raum-Zeit-Übertragung in [13] W. Younis and N. Al-Dhahir, "Joint prefiltering and MLSE equalization of space-time-coded transmission over frequency- selective Channels," IEEE Trans. Veh. Techn., Jan. 2002. Das Ziel besteht in dem Unterdrücken einer Interferenz von mehre¬ ren Sendeantennen. Unter Verwendung eines ähnlichen Algorith¬ mus zu [10] wird das Problem einer Co-Kanal-Interferenz- Unterdrückung angegangen in [6] : A. Hafeez, D. Hui, and H. Arslan, "Interference cancellation for EDGE via two-user Joint demodulation," in Proc. IEEE VTC '03, Oct. 2003. Bei allen genannten Ansätzen ist eine Eigenwertzerlegung expli¬ zit notwendig zu berechnen.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Verfahren zum Verarbeiten von empfangenen Daten, die z.B. über eine Funk- Schnittstelle eines Funk-Kommunikationssystems empfangen wur¬ den, wobei erste Anteile der Daten von einer ersten Datenfol- ge und zweite Anteile der Daten von einer zweiten Datenfolge stammen, hinsichtlich einer verbesserten Rekonstruktion der ersten Daten vorzuschlagen. Ferner soll eine geeignete Kommu- nikationssystemvorrichtung zum Durchführen eines solchen Ver¬ fahrens vorgeschlagen werden.

Diese Aufgabe wird gelöst durch ein Verfahren mit den Merkma- len des Patentanspruchs 1 bzw. durch eine Kommunikationssys¬ temvorrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 13.

Vorteilhaft ist demgemäß ein Verfahren zum Verarbeiten von Daten bzw. Abtastwerten einer empfangenen Datenfolge, die in- besondere über eine Funk-Schnittstelle eines Funk- Kommunikationssystems empfangen wurden, wobei erste Anteile der Daten von einer ersten Datenfolge und zweite Anteile der Daten von einer zweiten Datenfolge stammen, die erste Daten¬ folge über einen ersten Kanal empfangen wurde und die zweite Datenfolge über einen Co-Kanal dazu empfangen wurde, erste Kanalkoeffizienten der ersten Datenfolge und soweit möglich zweite Kanalkoeffizienten zu der zweiten Datenfolge bestimmt werden und vorgefilterte Daten mit einem Vorfilter aus der empfangenen Datenfolge gefiltert werden und mit den Kanalko- effizienten und der vorgefilterten Datenfolge gewünschte Da¬ ten der ersten Datenfolge soweit möglich bestimmt werden, wo¬ bei gekürzte Kanalkoeffizienten bestimmt werden und mit den gekürzten Kanalkoeffizienten die gewünschten Daten bestimmt werden.

Vorrichtungsgemäß ist vorteilhaft eine Kommunikationssystem- Vorrichtung, insbesondere für ein Funk-Kommunikationssystem, mit einer Schnittstelle zum Eingeben einer empfangenen Daten¬ folge aus Daten bzw. Abtastwerten, wobei erste Anteile der Daten von einer ersten Datenfolge und zweite Anteile der Da¬ ten von einer zweiten Datenfolge stammen und die erste Daten¬ folge über einen ersten Kanal empfangen wurde und die zweite Datenfolge über einen Co-Kanal dazu empfangen wurde, und wo¬ bei die Kommunikationssystem-Vorrichtung aufweist einen Vor- filter zum Filtern der empfangenen Datenfolge zu einer vorge¬ filterten Datenfolge mit Kanalkoeffizienten der ersten bzw. der zweiten Datenfolge und mit einem Filter, eine Kanalkoef- fizienten-Bestimmungseinrichtung zum Bestimmen der Kanalkoef¬ fizienten zu der ersten Datenfolge bzw. soweit möglich zu der zweiten Datenfolge mittels der empfangenen Datenfolge und ei¬ ner Datenbestimmungseinrichtung zum Bestimmen gewünschter Da- ten der ersten Datenfolge aus der vorgefilterten Datenfolge mittels der Kanalkoeffizienten, wobei das Vorfilter und die Kanalkoeffizienten-Bestimmungseinrichtung ein Filter und ge¬ kürzte Kanalkoeffizienten bestimmen und die gekürzten Kanal¬ koeffizienten der Datenbestimmungseinrichtung zum Bestimmen der gewünschten Daten zu führen.

Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand abhängiger An¬ sprüche.

Vorteilhaft ist insbesondere ein Verfahren, bei dem ein fini- tes Filter als ein Impulsantwortfilter im Vorfilter bestimmt wird und mit dem Filter und den Kanalkoeffizienten oder der empfangenen Datenfolge die gekürzten Kanalkoeffizienten er¬ mittelt werden. Die Kanalkoeffizienten berücksichtigen dabei die Impulsantworten auf der Funkstrecke zwischen einer ent¬ sprechenden sendenden Einrichtung und der Empfangseinrich¬ tung, welche die Daten empfängt. Die zweite Datenfolge ent¬ spricht einer interferierenden Datenfolge, d. h. beispiels¬ weise Daten einer sendenden Station in einer Nachbarzelle, welche den gleichen Kanal empfängt. Neben diesen beiden Da¬ tenfolgen können Daten weiterer störender Datenfolgen auf dem gleichen Kanal in den empfangenen Daten enthalten sein, wobei diese Daten weiterer Datenfolgen insbesondere im Fall einer geringen Intensität ignoriert werden oder mit einem entspre- chend erweiterten Verfahren als dritte, vierte usw. Datenfol¬ ge mit berücksichtigt werden. Außerdem enthalten die empfan¬ genen Daten üblicherweise eine Rauschkomponente, welche eben¬ falls ignoriert oder mit weiteren Verfahren unterdrückt wer¬ den kann.

Vorteilhaft ist insbesondere ein Verfahren, bei dem mit einem Filter als ein finites Impulsanwort-Vorfilter die Kanalkoef- fizienten von mehreren Co-Kanälen gemeinsam zu den gekürzten Kanalkoeffizienten gekürzt werden.

Vorteilhaft ist insbesondere ein Verfahren, bei dem eine ge- meinsame Kanalschätzung zum Bestimmen der Kanalkoeffizienten unter Verwendung der empfangenen Datenfolge und zum Bestimmen der gekürzten Kanalkoeffizienten unter Verwendung des Filters durchgeführt werden.

Vorteilhaft ist insbesondere ein Verfahren, bei dem das Fil¬ ter mittels einer Autokorrelation der empfangenen Datenfolge einer Kreuzkorrelation gewünschte Daten der ersten Datenfolge und der empfangenen Datenfolge sowie einer Kreuzkorrelation interferierende Daten der zweiten Datenfolge und der empfan- genen Datenfolge bestimmt wird.

Vorteilhaft ist insbesondere ein Verfahren, bei dem die ge¬ kürzten Kanalkoeffizienten bestimmt werden.

Vorteilhaft ist insbesondere ein Verfahren, bei dem die ge¬ kürzten Kanalkoeffizienten näherungsweise bzw. quasi (appro¬ ximativ) minimalphasig bestimmbar sind.

Vorteilhaft ist insbesondere ein Verfahren, bei dem das Vor- filter einem sogenannten vorwärts gerichteten Filter (Feed Forward Filter) eines Equalizers zum gemeinsamen entschei¬ dungsrückgekoppelten Datenverarbeiten entspricht.

Vorteilhaft ist insbesondere ein Verfahren, bei dem das Vor- filter die Bedingungen eines minimalen statistischen Gesamt¬ fehler-Kriteriums (Minimum Square Error Criterion) oder eines insbesondere Nullphasigkeit erzwingenden Kriteriums (Zero Forcing Criterion) erfüllt und entsprechend entworfen ist.

Vorteilhaft ist insbesondere ein Verfahren, bei dem das Vor¬ filter im Symboltakt (symbol spaced) oder überabgetastet (fractionally spaced) entworfen ist. Vorteilhaft ist insbesondere ein Verfahren, bei dem das Vor¬ filter eine effektive Speicherlänge der Co-Kanäle aufweist, welche nach der Vorfilterung einstellbar ist.

Vorteilhaft ist insbesondere ein Verfahren, bei dem das Vor¬ filter verwendet wird für eine Co- Kanalinterferenzunterdrückung, eine Nebensprech-Unterdrückung (Cross Talk Separation) eine Unterdrückung einer Interferenz von mehreren Sendeantennen und/oder eine Kürzung eines zykli¬ schen Präfix in Mehrtonsystemen und/oder eine gemeinsame Kür¬ zung von mehreren Kanälen eines Mehrfach-Eingabe-Mehrfach- Ausgabe- (MIMO / Multiple Input Multiple Output) Systems.

Ein Ausführungsbeispiel wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 schematisch eine Kommunikationssystem-Vorrichtung mit einzelnen von deren Komponenten zur Verarbeitung ei— nes empfangenen Signals, welches neben Daten einer gewünschten ersten Datenfolge weitere Daten einer in¬ terferierenden und unerwünschten Datenfolge auf einem Co-Kanal enthält;

Fig. 2 ein äquivalentes diskretes Zeit-Kanal-Modell beim Vorliegen einer dominanten interferierenden Datenfol¬ ge neben einer gewünschten Datenfolge;

Fig. 3 schematisch die Funktionsweise eines Equalizers für eine gemeinsame entscheidungs-rückgekoppelte Verar¬ beitung von Daten zweier Co-Kanäle;

Fig. 4 ein Gesamt-CIR der gewünschten Daten bei perfekter Kanalkenntnis mit einem Verhältnis C/I = 0 dB; Fig. 5 ein Gesamt-CIR des interferierenden Kanals bei per¬ fekter Kanalkenntnis und ebenfalls einem Verhältnis C/I = 0 dB;

Fig. 6 eine grobe Bitfehlerrate (BER) gegenüber dem Verhält¬ nis C/I für einen Viterbi-Detektor zur gemeinsamen Verarbeitung (JVD) mit 64 Zuständen bei perfekter Kenntnis in einem synchronen EDGE- KommunikationsSystem und einem TUO-Kanalmodell mit einer Filterlänge L = 3.

Fig. 1 zeigt eine Empfängerstruktur bzw. für das Verständnis des beschriebenen Konzeptes hilfreiche Komponenten einer Kom¬ munikationssystemvorrichtung für ein Funk- Kommunikationssystem, beispielsweise in Form einer mobilen Teilnehmerstation MS. Über eine Antenne A werden Daten bzw. Signale r(t) empfangen, welche über eine Funk-Schnittstelle des Funk-Kommunikationssystems übertragen werden. Das Signal r(t) enthält Datenkomponenten einer ersten Datenfolge a[k], welche von einer kommunizierenden Teilnehmerstation bzw. ei¬ nem gewünschten Teilnehmer ausgesendet wurden und in der Kom¬ munikationssystemvorrichtung MS bestmöglich als gewünschte Daten ä[k—δ] zu rekonstruieren sind. Außerdem enthält das empfangene Signal r (t) Anteile einer zweiten Datenfolge b[k], welche über den gleichen Kanal, d. h. einen Co-Kanal, über¬ tragen werden. Diese zweite Datenfolge stammt beispielsweise von einer weiteren Teilnehmerstation, welche sich z. B. in einer Nachbarzelle eines Mobilfunknetzes befindet. Bei dieser zweiten Datenfolge b[k] handelt es sich somit um störende und unerwünschte, interferierende Daten.

Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird davon ausge¬ gangen, dass neben den Daten der ersten Datenfolge a[k] als weitere dominante Daten auf dem Co-Kanal die Daten der zwei- ten Datenfolge b[k] empfangen werden. Falls von weiteren Da¬ tenquellen weitere Datenfolgen auf einem Co-Kanal gesendet und von der Kommunikationssystemvorrichtung empfangen werden, können diese mit einem entsprechend erweiterten Verfahren herausgefiltert werden oder im Fall einer nur geringen Inten¬ sität ignoriert oder mit weiteren für sich bekannten Verfah¬ ren unterdrückt werden. Ziel des vorliegenden Verfahrens ist das möglichst gute Rekonstruieren bzw. Herausfiltern der ge¬ wünschten Daten ä[k-δ] aus den insgesamt empfangenen Signal r(t) bzw. den Abtastwerten y[k] .

Die von der Antenne A empfangenen Signal r(t) werden von ei- ner Empfängereingansstufe FE in eine diskrete Folge empfange¬ ner Abtastwerte y[k] umgesetzt. Diese Abtastwerte y[k] werden einem Vorfilter PF und einer Kanalkoeffizienten-Bestimmungs¬ einrichtung J-CE zugeführt. Anstelle zweier getrennter Ein¬ heiten kann die Verarbeitung auch durch eine gemeinsame Ein- heit ausgeführt werden. Dies gilt letztendlich auch für die weiteren Verfahrensschritte und als einzelne Komponenten skizzierten Einrichtungselemente.

In dem Vorfilter PF werden die empfangenen Abtastwerte y[k] unter dem Einsatz von Kanalkoeffizienten fi, g vorgefiltert und als vorgefilterte Abtastwerte z [k] einer Datenbestim¬ mungseinrichtung JVD zugeführt. Die Datenbestimmungseinrich¬ tung ist beispielsweise ein Viterbi-Decoder für eine gemein¬ same Datenverarbeitung (Joint Viterbi Detector) . In dieser Datenbestimmungseinrichtung JFD werden zur Verarbeitung der vorgefilterten Abtastwerte z [k] außerdem Kanalkoeffizienten ήSf gs verwendet, um die gewünschten Daten ä[k-δ] bestmöglich zu rekonstruieren und zu einer weiteren Verarbeitungseinrich¬ tung oder einem Speicher auszugeben.

In der Kanalkoeffizienten-Bestimmungseinrichtung J-CE werden aus den empfangenen Abtastwerte y[k] in für sich bekannter Art und Weise die Kanalkoeffizienten fi., g bestimmt. Diese werden dem Vorfilter PF zugeführt. Außerdem wird zur Verar- beitung der empfangenen Abtastwerte y[k] in dem Vorfilter PF ein Filter f bestimmt und verwendet, wobei das Filter f der Kanalkoeffizienten-Bestimmungseinrichtung J-CE zugeführt wird. Mit Hilfe des Filter f bestimmt die Kanalkoeffizien¬ ten-Bestimmungseinrichtung gekürzte Kanalkoeffizienten fi.s, gs, welche der Datenbestimmungseinrichtung zur Verarbeitung der vorgefilterten Abtastwerte z [k] zugeführt werden. Im Idealfall sind diese gekürzten Kanalkoeffizienten fis, gs nä¬ herungsweise minimalphasig • Bei der Verarbeitung der empfan¬ genen Abtastwerte y[k] handelt es sich somit bei einer Umset¬ zung gemäß der beispielhaft dargestellten Ausführungsform um einen MMSE-JDFE-Ansatz (Minimum Square Error-Joint Decision- Feedback Equalizer) , wobei neben geschätzten Kanalkoeffizien¬ ten fi, g auch gekürzte Kanalkoeffizienten fis, gs verwendet werden. Bei den Kanalkoeffizienten handelt es dabei um erste Kanalkoeffizienten fi., welche der Impulsantwort des ersten Ka¬ nals der Daten der ersten Datenfolge a[k] entsprechen, sowie um zweite Kanalkoeffizienten g, welche der Impulsantwort der zweiten empfangenen Datenfolge b[k] zugeordnet sind.

Beschrieben wird somit ein alternativer Vorfilterentwurf, welcher auf einem Joint Decision-Feedback Equalizer basiert. Bei dem neuen Vorfilter handelt es sich um eine Verallgemei¬ nerung eines Vorfilters, der nur einen einzelnen Teilnehmer, d. h. nur eine einzelne Datenfolge berücksichtigt und aus [8]: K.D. Kammeyer, "Time truncation of Channel impulse re- sponses by linear filtering: A method to reduce the complex- ity of Viterbi equalization," AE "U, vol. 48, no. 5, pp. 237- 243, 1994 bekannt ist. Beispielhaft wird als mögliche Anwen¬ dung die gemeinsame Kürzung der Impulsantworten von zwei Co- Kanälen berücksichtigt, d. h. den Kanälen des gewünschten Teilnehmers und einer dominanten interferierenden Datenquel- Ie. Die Ergebnisse können jedoch leicht auf mehr als zwei Co- Kanäle und diesbezügliche mögliche Anwendungen erweitert wer¬ den, insbesondere Anwendungen wie eine Nebensprech- Unterdrückung (Crosstalk Separation) eine Unterdrückung einer Interferenz von mehreren Sendeantennen und/oder eine Kürzung eines zyklischen Präfix in Mehrtonsystemen. Bei Vorliegen eines dominanten Interferierers bzw. einer do¬ minanten interferierenden Datenfolge kann ein Ansatz eines äquivalenten zeitdiskreten Kanalmodells gewählt werden, wie dies in Fig. 2 veranschaulicht ist. Entsprechend folgt für die empfangenen Daten

wobei j[&JeC der k-te baud-ratige Ausgangswert des analogen Empfangsfilters bzw. der Verarbeitungseinrichtung FE ist, L die effektive Speicherlänge des zeitdiskreten ISI- Kanalmodells (ISI: Inter-Symbol Interference) ist, h{^C Ka¬ nalkoeffizienten des gewünschten Teilnehmers sind, ge eC Ka¬ nalkoeffizienten der dominant interferierenden Datenquelle bzw. Datenfolge sind, a[k] und b[k] die k-ten Datensymbole des gewünschten Teilnehmers bzw. der gewünschten Datenquelle und ersten Datenfolge bzw. der dominierenden interferierenden Datenquelle bzw. zweiten Datenfolge, wobei beide zufällig ü- ber ein M-stufiges Alphabet (E{a[k]}=E{b[k^=0,E{\a[k]2}=E{\b[k]2}=ϊ), bestimmt werden, n[k]≡C der k-te Abtastwert eines Gaussschen Rauschens bzw. Rausch- Prozesses N0 /Es) ist, k ein Zeitindex und K die Anzahl von M-stufigen Datensymbolen pro Burst ist. Alle Zufallsprozesse werden als wechselseitig unabhängig angenom- men. Die Kanalkoeffizienten h I=[A0,••-,A1,]r(2?{||/i|| }=1) der ersten Datenfolge und die Kanalkoeffizienten g :=[^0,---,^i]r(jE'{[|^|2}=1/(C//)) der zweiten Datenfolge berücksich¬ tigen den entsprechenden gemeinsamen physikalischen Kanal, ein analoges Empfangsfilter, die Abtastphase und die Abtast- frequenz. Ohne Verlust der Allgemeinheit wird angenommen, dass die effektive Speicherlänge L für alle Co-Kanäle gleich ist. Gegebenenfalls können einige der Koeffizienten 0 sein. Im Fall einer Wurzel-Nyquist-Empfangsfilterung und einer baudratigen Abtastung liegt ein weißes Gausssches Rauschen vor. Um den Vorfilter abzuleiten, wird angenommen, dass die Kanalkoeffizienten zeitlich invariant innerhalb eines Burst sind, aber insgesamt von Burst zu Burst geändert werden kön¬ nen, was einer sogenannten Block Fading Annahme entspricht. Außerdem wird ein synchrones Netz als Kommunikationssystem angenommen. Im Fall eines asynchronen Netzes mit Frequenz¬ springen ist ein stückweiser Filterentwurf erforderlich, um das Konzept des Ausführungsbeispiels umzusetzen.

Eine beispielhafte Empfängerstruktur zum Ausführen des bevor- zugten Verfahrens ist in Fig. 1 dargestellt. Zum Bestimmen der Kanalkoeffizienten wird vorzugsweise eine gemeinsame Ka¬ nalschätzung durchgeführt, beispielsweise mit Hilfe einer so¬ genannten Joint Least-Squares Channel Estimation (JLSCE) , wie für sich genommen [11] P.A. Ranta, A. Hottinen, and Z.-C. Honkasalo, "Co-channel interference cancellation receiver for TDMA mobile Systems," in Proc. IEEE ICC '95, Seattle, pp. 17- 21, Juni 1995 bekannt ist. Die empfangenen Abtastwerte, d. h. die empfangenen Daten und die bestimmten, insbesondere geschätzten Kanalkoeffizienten h und g, werden zum Entwerfen der Vorfilter-Koeffizienten, d. h. des Filters f verwendet. Die gekürzten Kanalkoeffiziρnten hs und gs werden erhalten durch eine Faltung (convolution) der Filterkoeffizienten bzw. des Filters f mit h bzw. g. Die gefilterten bzw. vorgefil¬ terten Abtastwerte, d. h. Daten und die gekürzten Kanal- koeffizienten hsund g^ werden der Datenbearbeitungseinrich¬ tung JVD zugeführt. Besonders geeignet ist als Datenbearbei¬ tungseinrichtung ein sogenannter Joint Viterbi Detector JVD. Dessen metrisches Inkrement λ\k\ kann berechnet werden als

λ[k]= Ak]-%lhM4ä[k -t]-(2lgJ[k-i] . , (2) e=o *=0

wobei Lcι und LC2 die effektive Speicherlänge des gewünschten Kanals bzw. des interferierenden Kanals darstellen. Lcι und LC2 sind Entwurfsparameter, welche unabhängig einstellbar sind. Fig. 3 zeigt einen sogenannten Joint Decision-Feedback Equal¬ izer JDFE als einen einfachsten Spezialfall eines JDDFSE (JDDFSE: Joint Delayed Decision-Feedback Sequence Estimation) für den Fall eines einzigen gewünschten Teilnehmers bzw. ei— ner einzigen gewünschten Datenfolge a[k] und einer einzigen interferierenden Datenquelle bzw. Datenfolge b[k] . Die Aufga¬ be des vorwärts gerichteten Filters f des JDFE besteht darin, die Kanal-Impulsantwort der gewünschten ersten Datenfolge des gewünschten Teilnehmers und die Kanal-Impulsantwort der domi- nant interferierenden zweiten Datenfolge b[k] in einem ge¬ meinsamen Verarbeitungsverfahren zu kürzen. Ein Symboltakt vorwärts gerichteten FIR (Finite Impulse Response)-Filters wird bei den vorliegenden Betrachtungen angenommen. Nach ei¬ ner geeigneten Filterung verbleiben effektiv Kanalkoeffizien- ten mit einer Filterlänge von Lcι+1 bzw. LC2+1. Die letzten der hintereinanderfolgenden Lcι und LC2 Kanalkoeffizienten werden durch entsprechende rückwärtsgerichtete Filter elimi¬ niert. Daher entspricht der vorwärts gerichtete Filter der JDFE dem gewünschten Vorfilter. Die letztendlich vorliegen- den, insbesondere geschätzten Entscheidungen der ersten und der zweiten Datenfolge ä[k] bzw. b[k] werden gemäß Fig. 3 er¬ halten durch eine Minimierungsfunktion gemäß

[a[k-ko],b[k-kop

Ein gemeinsamer Detektor, der mit dem vorwärts gerichteten Filter verbunden ist, ist in der Lage, Lcι+1 und LC2+1 Kanal¬ koeffizienten des gewünschten Teilnehmerkanals bzw. des in¬ terferierenden Kanals handzuhaben. Beispielsweise kann ein Joint Viterbi Detector als Datenbearbeitungseinrichtung JVD mit MLci+Lc2 Zuständen verwendet werden, wobei M die Mächtig¬ keit des Symbolalphabets bezeichnet. Die rückgekoppelten Fil¬ ter und der speicherlose Detektor aus Fig. 3 werden nicht bei der Durchführung des Verfahrens berücksichtigt . Sie dienen insbesondere zur Veranschaulichung und Herleitung des Verfah¬ rensprinzip.

Nachfolgend wir der JDFE gemäß dem MMSE-Kriterium (MMSE-JDFE) optimiert. Wenn korrekte Entscheidungen angenommen werden, werden der vorwärtsgerichtete Filter und die rückwärtsgerich¬ teten Filter des MMSE-JDFE so angepasst, dass eine Kosten¬ funktion

hinsichtlich f , hs , und gs minimiert werden. Während ein "Λ" in den Formeln bereits bestimmte, insbesondere geschätzte Werte darstellt, für die ein Maximum erreicht wird bzw. die Kostenfunktion erfüllt ist, stellt eine "~" eine Hypothese dar. In Vektorform wird der vorwärtsgerichtete Filter defi- emPfan9'ene Sequenz bzw. Daten¬ folge wird definiert als y := [y[fc],;y[fc-l\•••,yj/fc—Z.^Jjr, die erste Datenfolge, d. h. die Daten des gewünschten Teilnehmers, wird definiert als -Lcιlfi , die zweite Datenfol¬ ge, d. h. die Daten der interferierenden Datenquelle, werden definiert als b :=[&[&—k0—l\,---,b[k-kQ —LC2ψ und die rückwärtsge¬ richteten Filter werden definiert als die ersten bzw. zweiten gekürzten Kanalk und

S,LC,J • Der Parameter k0 entspricht einer Ent¬ scheidungsverzögerung des JDFE, Lf entspricht der Speicher¬ länge des vorwärtsgerichteten Filters, Lcι entspricht der ef¬ fektiven Speicherlänge des rückgekoppelten Filters bzw. der ersten gekürzten Kanalkoeffizienten hs und LC2 entspricht der effektiven Speicherlänge des weiteren rückgekoppelten Filters bzw. des weiten gekürzten Kanalkoeffizientens gs . Diese Para¬ meter Jt0, Lciund LC2 sind Design Parameter. Die Kostenfunkti- on C wird minimiert, falls die nachfolgenden Gleichungen er¬ füllt sind:

df dhs dgs

Ohne Beschränkung der Allgemeinheit können für Daten nach ei¬ nigen Berechnungen die nachfolgenden Beziehungen erhalten werden:

gA*H _-fL»DRHybr ,(-Vι\)

wobei Ryy :-E{yyH} die (Lf +ϊ)x(Lf +1) - Autokorrelationsmatrix der empfangenen Abtastwerte bzw. Daten y[k] bezeichnet, Rya :=.E{ayH} die Lcιx(Lf +1) - Kreuzkorrelationsmatrix zwischen den gewünschten Teilnehmerdate*n a[k] und den empfangenen Ab¬ tastwerten bzw. Daten y[k] bezeichnet, Ryb:=i?{byH} die LC2x(Lf+ϊ) - Kreuzkorrelationsmatrix zwischen den interferie- renden Teilnehmerdaten bzw. der zweiten Datenfolge b[k] und den empfangenen Abtastwerten y[k] bezeichnet und die (Lf +1) Vektoren definiert sind als τya :=E{a*[k-Jc0]y} und iyb :=E{b*[k-^0Jy}. Nach dem Einsetzen von(6) und (7) in (5) wer¬ den die optimalen Filterkoeffizienten erhalten als Filter

Anzumerken ist, dass (8) , was vorliegend die Schlüsselformel darstellt, vorzugsweise hochgradig symmetrisch aufgebaut ist. Diese Symmetrie macht eine Verallgemeinerung auf den Fall von mehr als zwei Co-Kanälen möglich. Umgekehrt wird für T^=O und R^6=O das entsprechende Vorfilter für einen einzelnen

Kanal erhalten, wie dies in [8] vorgeschlagen wird.

Die gekürzten Kanalkoeffizienten hs und gs werden durch Ein- setzen von (8) in (6) bzw. (7) erhalten. Daher werden bei der bevorzugten Lösung die Filterkoeffizienten fi. und g vor den gekürzten Kanalkoeffizienten fls bzw. gs berechnet. Gemäß (6) und (7) können die gekürzten Kanalkoeffizienten hs und gs als eine Faltung (convolution) zwischen den Koeffizienten des Vorfilters f und den ursprünglichen Kanalkoeffizienten h bzw. g dargestellt und berechnet werden.

hs=f*h (9),

8s g . (10)

Die gekürzten Kanalkoeffizienten hs und gs einschließlich hs0

und i0 werden letztendlich der Datenbestimmungseinrichtung JVD, insbesondere einem Trellis-basierten gemeinsamen Detek¬ tor zugeführt. j Anhand der Fig. 4 -10 werden erste numerische Ergebnisse dar¬ gestellt. Dabei werden Zehnarien angenommen, mit den Krite¬ rien eines synchronen EDGE-Netzes, einer einzigen (J = 1) do¬ minanten EDGE-Interferenz-Datenfolge, einem gleichmäßig ver- teilten Trainingssequenzcode (TSC) für den gewünschten Teil¬ nehmer und die interferierende Datenquelle, wobei der Trai¬ ningssequenzcode des gewünschten Teilnehmers von dem Trai¬ ningssequenzcode der dominanten interferierenden Datenquelle abweicht, einem TUO & TU50-Kanalmodell mit einer effektiven Speicherlänge L = 3 vor der Vorfilterung, einem Signal- Rausch-Verhältnis EJN0=SOdB , einem MMSE-Vorfilter für zwei Co-Kanäle mit einer Vorfilterordnung Lf =19, einer effektiven Speicherlänge nach einer Vorfilterung von Lcl=l und LC2=1, einer Entscheidungsverzögerung des JDFE von Jc0 =(Lf +l)/2 und 5-104 statistisch unabhängigen Burst. Die durchschnittliche Leistung der gekürzten Gesamt-Kanal¬ impuls-Antwort des gewünschten Teilnehmers und der dominanten interferierenden Datenquelle werden für CII = 0 dB in Fig. 4 und 5 dargestellt.

Fig. 6 stellt die ursprüngliche Bitfehlerrate gegenüber C/I für eine Joint Viterbi Detektion mit 64 Zuständen in Verbin¬ dung mit bzw. ohne einer Vorfilterung dar.

Aus den numerischen Ergebnissen ist ersichtlich, dass der vorgeschlagene Vorfilter gut funktioniert, dies sogar für CfI=O dB. Für einen Mehrteilnehmer-Detektor mit reduziertem Zustand und ohne Vorfilter wäre die ursprüngliche Bitfehler¬ rate nicht akzeptierbar. Verglichen mit anderen Techniken, die in [10], [12] , [13] vorgeschlagen sind, muss kein Eigen¬ wertzerlegung explizit gelöst werden. Außerdem ist der Algo¬ rithmus numerisch stabil. Der JDFE-basierte Entwurf verallge¬ meinert das entsprechende Einzel-Teilnehmer-Vorfilter auf ei¬ ne elegante Art und Weise.