Beschreibung Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regelung eines getakteten Tief-Hochsetzstellers, wobei mit einer gemeinsamen Taktfrequenz ein Tiefsetzer-Schaltelement mit einem ersten pulsweitenmodulierten Schaltsignal angesteuert wird und ein Hochsetzer-Schaltelement mit einem zweiten

pulsweitenmodulierten Schaltsignal angesteuert wird, zur Umwandlung einer Eingangsspannung in eine geregelte

Ausgangsspannung, wobei ein Reglersignal eines

Ausgangsspannungsreglers zur Erzeugung der

pulsweitenmodulierten Schaltsignale verwendet wird. Des Weiteren betrifft die Erfindung einen Schaltwandler zur

Durchführung des Verfahrens.

Sogenannte Tief-Hochsetzsteller sind seit langem bekannt. Dabei handelt es sich im Wesentlichen um Schaltwandler, die abwechselnd oder in einem Übergangsbereich gleichzeitig nach der Art eines Hochsetzstellers und nach der Art eines

Tiefsetzstellers arbeiten. In einer entsprechenden

Schaltungsanordnung sind eine gemeinsame Drossel sowie ein gemeinsamer Eingangsfilter und ein gemeinsamer Ausgangsfilter vorgesehen. In der Regel ist das Tiefsetzer-Schaltelement zwischen die Eingangsspannung und den ersten Anschluss der Drossel geschaltet. Das Bezugspotenzial der Eingangsspannung ist einerseits mit dem Bezugspotenzial der Ausgangsspannung verbunden und andererseits über eine erste Diode ebenfalls an den ersten Anschluss der Drossel geschaltet. Das Hochsetzer- Schaltelement schaltet das Bezugspotenzial an den zweiten Anschluss der Drossel. Dieser zweite Anschluss der Drossel ist zudem über eine zweite Diode mit dem Anschluss der

Ausgangsspannung verbunden (Fig. 1) . Die Dioden können dabei auch als Synchronschalter ausgebildet sein. Übersteigt die Eingangsspannung die Ausgangsspannung,

arbeitet der Schaltwandler als Tiefsetzsteller. Sobald die Eingangsspannung unter die Ausgangsspannung abfällt, erfolgt ein Wechsel in den Hochsetzstellerbetrieb (Fig. 2) .

Die beiden Schaltelemente werden in der Regel mittels

pulsweitenmodulierter Schaltsignale angesteuert. Zur Bildung dieser Schaltsignale wird zumeist ein Reglersignal eines Ausgangsspannungsreglers einem Sägezahn- oder Dreieckssignal überlagert. Beispielsweise ist in der Patentschrift DE 43 06 070 Cl ein Tief-Hochsetzsteller offenbart, wobei mit nur einem Reglersignal zwei pulsweitenmodulierte Signale erzeugt werden. Ein Sägezahnsignal ist dabei gegenüber dem zweiten Sägezahnsignal um einen Wert gleich der Amplitude verschoben. Damit beträgt bei steigendem Reglerausgangssignal das

Tastverhältnis des ersten pulsweitenmodulierten Schaltsignals zur Ansteuerung des Tiefsetzstellers 100% Prozent, bevor das zweite Schaltsignal dem Hochsetzsteller erste Schaltimpulse liefert .

Um Spannungsabfälle in den Bauelementen des Schaltwandlers zu kompensieren, kennt man auch Verfahren, bei welchen die beiden Sägezahnsignale um einen Wert gleich der Amplitude abzüglich eines Korrekturwertes verschoben sind. Eine

derartige Überlagerung der Sägezahnsignale zur Realisierung eines überschneidenden Betriebs des Hoch- und

Tiefsetzstellers ist aus der US 6 166 527 A bekannt.

Aus der WO 2009/033924 A2 ist bekannt, während eines

Übergangs vom Tiefsetzstellerbetrieb zum

Hochsetzstellerbetrieb dem Hochsetzer-Schaltelement ein früheres Takten aufzuzwingen. Dabei wird ein weiteres

pulsweitenmoduliertes Schaltsignal erzeugt, welches beim Übergang ein frühres Takten vorgibt.

Ein störungsfreier Übergang zwischen den beiden Betriebsarten ist in der Regel nur möglich, wenn die Schaltelemente des Tief-Hochsetzstellers in einem kontinuierlichen Modus geschaltet werden. Die gemeinsame Drossel bleibt dabei immer magnetisch aufgeladen und es kommt zu keinen

Resonanzschwingungen, welche gewöhnlich nach einer erfolgten Entmagnetisierung der Drossel auftreten.

In einem diskontinuierlichen Modus wird das jeweilige

Schaltelement eingeschaltet, nachdem die Drossel

entmagnetisiert ist. Es tritt also eine Totzeit auf. Nach dem Stand der Technik wird in einem diskontinuierllichem Modus sogenanntes quasiresonantes Schalten (Valley-Switching) angestrebt. Dabei wird das Schaltelement eingeschaltet, wenn die mit einer Resonanzfrequenz schwingende Spannung am abgeschalteten Schaltelement ein Minimum aufweist. Auf diese Weise werden Einschaltverluste niedrig gehalten.

Bei einem gattungsgemäßen Tief-Hochsetzsteller können

unbestimmte Resonanzereignisse innerhalb vorhandener

Schwingkreise zu Störungen führen. Solche Störungen betreffen beispielsweise erhöhte Verluste, weil kein quasiresonantes Schalten erfolgen kann. Zudem können auftretende Störungen zu unerwünschten Geräuschemissionen führen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für ein Verfahren der eingangs genannten Art eine Verbesserung gegenüber dem Stand der Technik anzugeben. Insbesondere soll ein

störungsfreier Betrieb in einem diskontinuierlichen Modus realisiert werden. Eine weitere Aufgabe besteht darin, einen Tief-Hochsetzsteller zur Durchführung des Verfahrens zu beschreiben .

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch ein Verfahren gemäß Anspruch 1 und einen Tief-Hochsetzsteller gemäß

Anspruch 7. Verbesserungen sind den abhängigen Ansprüchen zu entnehmen . Dabei wird der Tief-Hochsetzsteller in einem

diskontinuierlichen Modus mit quasiresonantem Schalten betrieben, wobei der Drosselstrom oder der Strom durch das Tiefsetzer-Schaltelement erfasst und mit einem Referenzstrom verglichen wird, wobei das Reglersignal in dem Ausmaß

verstärkt wird, in dem die Erreichung des Referenzstromes zeitlich vor einem Abschaltimpuls des ersten

pulsweitenmodulierten Schaltsignals auftritt und wobei mittels des verstärkten Reglersignals das zweite

pulsweitenmodulierte Schaltsignal erzeugt wird.

Die beschriebenen Eingriffe in die Regelung haben zur Folge, dass nach einer Drosselentmagnetisierung immer ein

eindeutiger Resonanzzustand besteht, welcher ein problemloses quasiresonantes Schalten ermöglicht. Eine abfallende

Eingangsspannung führt zunächst zu einem Ansteigen des

Reglersignals. Eine Verstärkung des Reglersignals bewirkt in weiterer Folge, dass das Hochsetzer-Schaltelement früher zu takten beginnt, wenn sich die Eingangsspannung der

Ausgangsspannung annähert. Bei der Überlagerung mit einem gleichbleibendem Sägezahn- oder Dreieckssignal erfolgen

Überschneidungen, welche die Ein- und Ausschaltzeiten

bestimmen. Die Überschneidungen treten früher als mit dem nicht verstärkten Reglersignal auf. Das nicht verstärkte Reglersignal wird dabei weiterhin zur Erzeugung des ersten pulsweitenmodulierten Schaltsignals für das Tiefsetzer- Schaltsignal herangezogen.

Die frühere Aktivierung des Hochsetzstellers führt dazu, dass der Ausgangsspannungsregler ein niedrigeres Reglersignal vorgibt, um die Ausgangsspannung einem gewünschten Sollwert nachzuregeln . Das Tiefsetzer-Schaltelement taktet weiter, während die Eingangsspannung unter die Ausgangsspannung abfällt. Dieses weiterhin erzwungene Abschalten des

Tiefsetzsteller-Schaltelements bewirkt, dass sich ein

parasitärer Kondensator dieses Tiefsetzsteller-Schaltelements weiterhin auflädt. Der parasitäre Kondensator bildet gemeinsam mit der Drosselinduktivität und einem parasitären Kondensator des Hochsetzer-Schaltelements einen

Resonanzschwingkreis. Die dabei auftretenden Spannungsminima an den Schaltelementen werden genutzt, um den Tief- Hochsetzsteller quasiresonant zu schalten.

Ohne die angegebene Maßnahme würde beim Übergang vom

Tiefsetzstellerbetrieb zum Hochsetzstellerbetrieb ein

Undefinierter Zustand entstehen. Je nachdem, ob das

Tiefsetzer-Schaltelement während eines Schaltzyklus gerade noch abschaltet oder bereits durchgehend eingeschaltet bleibt, würde sich der Ladezustand des parasitären

Kondensators des Tiefsetzsteller-Schaltelements laufend ändern. Das hätte ein von Taktzyklus zu Taktzyklus

unterschiedliches Resonanzverhalten des Schwingkreises zur

Folge. Ein quesiräsonantes Schalten wäre nicht mehr möglich.

Vorteilhaft ist es, wenn als Referenzstrom jener Strom vorgegeben wird, welcher gerade erforderlich ist, um einen parasitären Kondensator des Tiefsetzer-Schaltelements auf den Wert der Eingangsspannung aufzuladen. Der Eingriff in die Regelung bleibt auf ein Mindestmaß beschränkt, ohne die angestrebte Wirkung zu beeinträchtigen. Des Weiteren ist es von Vorteil, wenn mittels eines

Vergleichs des Drosselstromes oder des Stromes durch das Tiefsetzer-Schaltelement mit dem Referenzstrom ein

Vergleichssignal gebildet wird, welches einen

Vergleichsimpuls aufweist, wenn der Drosselstrom bzw. der Strom durch das Tiefsetzer-Schaltelement den Wert des

Referenzstromes erreicht. Ein solches Signal ist mittels eines einfachen Schaltungsaufbaus generierbar.

Dabei sieht eine vorteilhafte Weiterbildung des Verfahrens vor, dass mittels einer Phasenbewertung des ersten

pulsweitenmodulierten Schaltsignals und des Vergleichssignals ein Phasendifferenzsignal gebildet wird, dass dabei das Phasendifferenzsignal gleich Null ist, wenn innerhalb eines Schaltzyklus der Vergleichsimpuls des Vergleichssignals zeitlich nach dem Abschaltimpuls des ersten

pulsweitenmodulierten Schaltsignals auftritt und dass das Phasendifferenzsignal proportional mit der zeitlichen

Differenz zwischen Vergleichsimpuls des Vergleichssignals und Abschaltimpuls des ersten pulsweitenmodulierten Schaltsignals zunimmt, wenn innerhalb eines Schaltzyklus der

Vergleichsimpuls des Vergleichssignals zeitlich vor dem

Abschaltimpuls des ersten pulsweitenmodulierten Schaltsignals auftritt. Das Phasendifferenzsignal ist unmittelbar zur

Verstärkung des Reglersignals nutzbar.

Insbesondere ist es günstig, die Verstärkung in der Weise zu realisieren, dass das Phasendifferenzsignal und das

Reglersignal zur Erzeugung eines verstärkten Reglersignals addiert werden.

Eine weitere Verbesserung beim Übergang vom Tiefsetzsteller- zum Hochsetzstellerbetrieb ist gegeben, wenn das Hochsetzer- Schaltelement in der Weise angesteuert wird, dass bei einer Annäherung der fallenden Eingangsspannung an eine kleinere Ausgangsspannung das Hochsetzer-Schaltelement mit

ansteigendem Tastverhältnis zu takten beginnt, bevor die Eingangsspannung gleich der Ausgangsspannung ist. Auf diese Weise wird bei jedem Übergang vom Tiefsetzsteller- zum

Hochsetzstellerbetrieb sichergestellt, dass das Hochsetzer- Schaltelement bereits mit sehr kurzen Einschaltzeiten zu takten beginnt, wenn sich die Ausgangsspannung an die

Eingangsspannung annähert. Dies geschieht unabhängig vom Verlauf des zweiten pulsweitenmodulierten Schaltsignals, welches in der Regel durch Überlagerung eines Sägezahn- oder Dreieckssignals mit dem Reglersignal erzeugt wird. Diese Maßnahme führt dazu, dass der Verlauf des Stromes in der Drossel des Tief-Hochsetzstellers in den Übergangsphasen vom Tiefsetzsteller- zum Hochsetzstellerbetrieb kontinuierlich verläuft . Der erfindungsgemäße Tief-Hochsetzsteller zur Durchführung eines der oben beschriebenen Verfahren sieht vor, dass ein Reglersignal eines Ausgangsspannungsreglers gemeinsam mit einem Sägezahn- oder Dreieckssignal einem ersten

Pulsweitenmodulator zugeführt ist, an dessen Ausgang das erste pulsweitenmodulierte Schaltsignal zur Ansteuerung des Tiefsetz-Schaltelements anliegt und wobei ein um im

Wesentlichen eine Amplitude des Sägezahn- oder Dreiecksignals versetztes weiteres Sägezahn- oder Dreiecksignal einem zweiten Pulsweitenmodulator zugeführt ist, an dessen Ausgang das zweite pulsweitenmodulierte Schaltsignal zur Ansteuerung des Hochsetzer-Schaltelements anliegt. Dabei sind der

Drosselstrom oder der Strom durch das Tiefsetzer- Schaltelement und ein Referenzstrom einem Komparator

zugeführt, wobei das Vergleichssignal am Ausgang des

Komparators und das erste pulsweitenmodulierte Schaltsignal einem Phasenbewertungsmodul zugeführt sind, wobei das

Phasendifferenzsignal am Ausgang des Phasenbewertungsmoduls anliegt und wobei das mit dem Phasendifferenzsignal

verstärkte Reglersignal dem zweiten Pulsbreitenmodulator zugeführt ist. Somit ist ein einfacher Aufbau gegen, der sowohl mit diskreten Bauelementen als auch mittels einer integrierten Schaltung realisierbar ist.

Vorteilhafterweise ist das Phasenbewertungsmodul als

Funktionsmodul eines Mikrokontrollers ausgebildet. Alternativ dazu ist eine Flip-Flop-Schaltung mit nachgeschalteter

Glättungsstufe vorzusehen.

Zur Erzeugung des zweiten pulsweitenmodulierten Schaltsignals ist es vorteilhaft, wenn das Phasendifferenzsignal und das Reglersignal einem Additionsglied zugeführt sind und wenn das am Ausgang des Additionsglied anliegende verstärkte

Reglersignal dem zweiten Pulsweitenmodulator zugeführt ist. Für einen störungsfreien Übergang vom Tiefsetzsteller- zum Hochsetzstellerbetrieb ist es zudem von Vorteil, wenn ein dritter Pulsweitenmodulator vorgesehen ist, dem das Sägezahnoder Dreieckssignal und ein Ausgangssignal eines

Übergangskontrollers zugeführt sind und welcher gemeinsam mit dem zweiten Pulsweitenmodulator über eine Oder-Schaltung mit dem Hochsetzer-Schaltelement verbunden ist. Mittels des Ausgangssignals des Übergangskontrollers generiert der dritte Pulsweitenmodulator unabhängig vom Reglersignal ein

pulsweitenmoduliertes Signal, welches im Übergangsbereich vom Tiefsetzsteller- zum Hochsetzstellerbetrieb das Hochsetzer- Schaltelement früher takten lässt, als dies infolge des zweiten pulsweitenmodulierten Schaltsignals geschehen würde.

Die Erfindung wird nachfolgend in beispielhafter Weise unter Bezugnahme auf die beigefügten Figuren erläutert. Es zeigen in schematischer Darstellung:

Fig. 1 Tief-Hochsetzsteller nach dem Stand der Technik Fig. 2 Spannungsverlauf eines bekannten Tief- Hochsetzstellers

Fig. 3 Blockschaltbild eines beispielhaften Tief- Hochsetzstellers ohne Übergangskontroller

Fig. 4 Verlauf der Schaltsignale über der Zeit ohne

Eingriff in die Regelung

Fig. 5 Verlauf der Schaltsignale über der Zeit mit Eingriff in die Regelung

Fig. 6 Spannungsverlauf eines erfindungsgemäßen Tief- Hochsetzstellers

Fig. 7 Blockschaltbild eines beispielhaften Tief- Hochsetzstellers mit Übergangskontroller

Fig. 8 Signalverläufe eines Tief-Hochsetzstellers nach

Fig. 7 Ein bekannter Leistungsteil eines Tief-Hochsetzstellers umfasst eine Drossel L, welche über ein Tiefsetzer- Schaltelement Sl an eine Eingangsspannung U _I angeschlossen ist. Eine Ausgangsspannung U _0UT und die Eingangsspannung U _I sind auf dasselbe Bezugspotenzial bezogen. Dabei sind

gewöhnlich ein Eingangskondensator Ci und ein

Ausgangskondensator Co vorgesehen. Zwischen dem

Bezugspotenzial und einer Verbindung zwischen Drossel L und Tiefsetzer-Schaltelement Sl ist eine erste Diode Dl

geschaltet. Diese wird im Tiefsetzstellerbetrieb leitend, wenn das Tiefsetzer-Schaltelement Sl abschaltet.

Ausgangsseitig ist die Drossel L über eine zweite Diode D2 mit dem positiven Ausgang des Tief-Hochsetzstellers

verbunden. Eine Verbindung zwischen Drossel L und zweiter Diode D2 ist über ein Hochsetzer-Schaltelement S2 an das

Bezugspotenzial geschaltet. Die beiden Schaltelemente Sl, S2 weisen jeweils einen parasitären Kondensator C _s i , C _S2 auf und werden mittels einer Pulsweitenmodulator-Steuerung PWM angesteuert. Zur Regelung der Ausgangsspannung U _0UT sind der Pulsweitenmodulator-Steuerung PWM sowohl die Ausgangsspannung U _OUT als auch die Eingangsspannung U _iN zugeführt (Fig. 1) .

Sobald die Eingangsspannung U _I unter die Ausgangsspannung U _OU abfällt, erfolgt ein Übergang vom Tiefsetzstellerbetrieb T zum Hochsetzstellerbetrieb H (Fig. 2) .

In einem diskontinuierlichen Betrieb bilden die parasitären Kondensatoren C _s i , C _S2 mit der Induktivität der Drossel L einen Resonanzschwingkreis. Um zu vermeiden, dass während des Übergangs vom Tiefsetzstellerbetrieb T zum

Hochsetzstellerbetrieb H ein Undefiniertes

Resonanzschwingverhalten auftritt, erfolgt ein

erfindungsgemäßer Eingriff in die Steuerung. Eine

beispielhafte Ausführung ist in Fig. 3 dargestellt. Der

Leistungsteil des Tief-Hochsetzstellers bleibt unverändert. Neben der Ausgangsspannung U _0UT wird einem Steuerungsteil der Strom durch die Drossel L, nachfolgend Drosselstrom i _L genannt, zugeführt. Konkret wird dieser Drosselstrom i _L in einem Komparator Komp mit einem Referenzstrom I _Re f verglichen. Mittels einfacher Messungen wird der Wert des Referenzstromes I _Re f in der Weise festgelegt, dass der parasitäre Kondensator Csi des Tiefsetzer-Schaltelements Sl nach jedem Abschalten des Tiefsetzer-Schaltelements Sl auf die Spannung des

Eingangskondensators Ci aufgeladen wird. Alternativ zum

Drosselstrom i _L kann auch der Strom durch das Tiefsetzer- Schaltelements Sl herangezogen werden, um den passenden

AbschaltZeitpunkt des Tiefsetzer-Schaltelements Sl zu

bestimmen .

In einem Übergangsbereich zwischen Tiefsetzsteller- und

Hochsetzstellerbetrieb steigt der Drosselstrom i _L an, solange das Tiefsetzer-Schaltelement Sl und das Hochsetzer- Schaltelement S2 eingeschaltet sind. Nachdem das Hochsetzer- Schaltelement S2 abschaltet, fällt der Drosselstrom i _L ab. Dabei wird der Zeitpunkt erfasst, an dem der Drosselstrom i _L den Wert des Referenzstromes I _Re f erreicht. Diese Erfassung erfolgt mittels eines am Ausgang des Komparators Komp

anliegenden Vergleichsignals Sig _K om _P - Der Signalzustand dieses Vergleichsignals Sig _K om _P ist beispielsweise gleich Eins, wenn der Drosselstrom i _L über dem Referenzstrom I _Re f liegt, und gleich Null, wenn der Drosselstrom i _L niedriger als der

Referenzstrom I _Re f ist (Fig. 4, Fig. 5) . Ein Wechsel von Eins auf Null signalisiert somit das Erreichen des Referenzstromes

Ein Ausgangsspannungsregler REG vergleicht die

Ausgangsspannung U ₀ UT mit einem Sollwert SOLL. Die Regelung wird nachfolgend beispielhaft für den Fall beschrieben, dass eine sinkende Eingangsspannung UI unter die Ausgangsspannung UOU abfällt. Ohne Reglereingriff sinkt auch die

Ausgangsspannung U ₀ UT ab. Um diesem Ausgangsspannungsabfall entgegenzuwirken, gibt der Ausgangsspannungsregler REG ein höheres Reglersignal U _RE G vor (Fig. 8) . Das Reglersignal U _RE G wird in einem ersten Pulsweitenmodulator PWM1 einem ersten Sägezahnsignal U _Sä gl eines Signalgenerators GEN überlagert. Das resultierende pulsweitenmodulierte Schaltsignal Sig _s i dient der Ansteuerung des Tiefsetzer-Schaltelements Sl. Das Sägezahnsignal U _Sä gl ist zudem einem Spitzendetektor PD zur Erfassung eins Spitzenwertsignals des Sägezahnsignals U _Sä gl zugeführt. In einem Addierer werden das Sägezahnsignal U _Sä gl und das Spitzenwertsignal zu einem versetzten Sägezahnsignal U _Säg 2 addiert, welches einem zweiten Pulsbreitenmodulator PWM2 zur Erzeugung des zweiten pulsweitenmodulierten Schaltsignals Sig _S 2 zugeführt ist. Dabei wird dem versetzten Sägezahnsignal U _Sä g2 das verstärkte Reglersignal U _v überlagert. Die gleiche Funktionalität wird erreicht, wenn der Signalgenerator GEN anstelle eines Sägezahnsignals ein Dreiecksignal ausgibt. Das Ausmaß der Reglersignalverstärkung hängt davon ab, wie lange die Zeitspanne zwischen dem Zeitpunkt, an dem der

Drosselstrom i _L den Wert des Referenzstromes I _Re f erreicht, und dem AbschaltZeitpunkt des Tiefsetzer-Schaltelements Sl ist. Falls der AbschaltZeitpunkt vor dem Erreichen des

Referenzstromes I _Re f liegt, erfolgt keine Verstärkung des Reglersignals U _RE G -

Günstigerweise wird das verstärkte Reglersignal U _v durch Addition des Reglersignals U _RE G mit einem

Phasendifferenzsignal U _P h _aS e gebildet.

Die Figuren 4 und 5 zeigen die Bildung des

Phasendifferenzsignals U _PhaS e · In Diagrammen sind der

Drosselstrom i _L , das erste pulsweitenmodulierte Schaltsignal Sig _s i, das zweite pulsweitenmodulierte Schaltsignal Sig _S 2, das Vergleichsignal Sig _K om _P und das Phasendifferenzsignal U _P h _aS e über der Zeit t dargestellt. Durch Vergleich des

Drosselstromes i _L mit dem Referenzstrom I _Re f wird das

Vergleichssignal Sig _K om _P gebildet, wie oben beschrieben. Tritt während eines Schaltzyklus eine abfallende Flanke des

Vergleichssignals Sig _K om _P nach dem Abschaltimpuls des ersten pulsweitenmodulierte Schaltsignal Sig _s i auf, bleibt das

Phasendifferenzsignals U _P h _aS e gleich Null (Fig. 4) .

Das Phasendifferenzsignal U _P h _aS e ist hingegen ungleich Null, wenn während eines Schaltzyklus eine abfallende Flanke des Vergleichssignals Sig _K om _P vor dem Abschaltimpuls des ersten pulsweitenmodulierte Schaltsignal Sig _s i auftritt. Je länger die Zeitspanne zwischen der abfallenden Flanke des

Vergleichsignals Sig _K om _P und dem Abschaltimpuls ist, desto größer ist das Phasendifferenzsignal U _P h _aS e (Fig. 5) . Das Phasendifferenzsignal U _P h _aS e gibt demnach an, um wie viel später das Tiefsetzer-Schaltelement Sl abschaltet, bezogen auf den Zeitpunkt, an dem der Drosselstrom i _L den Wert des Referenzstromes I _Re f erreicht. Realisiert wird die Bildung des Phasendifferenzsignals in einfacher Weise mittels einer Flip- Flop-Schaltung und einer nachgeschalteten Glättungsstufe .

Alternativ dazu kann die Bildung des Phasendifferenzsignals U _P h _ase mittels eines Programms erfolgen, welches in einem Mikrokontroller implementiert ist.

Der im Weiteren beschriebene Eingriff in die Regelung

verhindert ein zu spätes Abschalten des Tiefsetzer- Schaltelements Sl, sodass immer genügend Reststrom vorhanden ist, um den parasitären Kondensator C _s i aufzuladen. Sobald ein Phasendifferenzsignal U _P h _ase ungleich Null auftritt, erfolgt eine Verstärkung des Reglersignals U _RE G- Mittels des verstärkten Reglersignals U _v wird das zweite

pulsweitenmodulierte Schaltsignal Sig _S 2 gebildet. Während des Übergangs vom Tiefsetzsteller- zum Hochsetzstellerbetrieb bewirkt das verstärkte Reglersignal U _v , dass das Hochsetzer- Schaltelement S2 früher und mit längerer Einschaltdauer zu takten beginnt, als dies mittels nicht verstärktem

Reglersignal U _RE G der Fall wäre. Dadurch steigt die

Ausgangsspannung U ₀ UT an und der Ausgangsspannungsregler REG gibt ein niedrigeres Reglersignal U _RE G vor, um die

Ausgangsspannung U ₀ UT wieder dem Sollwert SOLL anzugleichen. Infolge des niedrigeren Reglersignals U _REG verkürzt sich die Einschaltdauer des Tiefsetzer-Schaltelements Sl. Pro

Schaltzyklus erfolgt der Abschaltimpuls früher und der

Zeitabstand zur abfallenden Flanke des Vergleichsignals

Sig _K0 mp verkürzt sich, bis beide Impulse synchronisiert sind. Diese Regelschleife bewirkt, dass das Phasendifferenzsignal Up _h ase wieder gegen Null geht.

Der beschriebene Eingriff in die Regelung führt dazu, dass der Übergang vom Tiefsetzstellerbetrieb T zum

Hochsetzstellerbetrieb H bereits beginnt, wenn die

Eingangsspannung U _I unter eine Spannung U _T / _H abfällt, die über der Ausgangsspannung U _0UT liegt (Fig. 6) . Zudem erfolgt auch während des Hochsetzstellerbetriebs H weiterhin ein Abschalten des Tiefsetzer-Schaltelements Sl.

In Fig. 7 ist ein Schaltungsaufbau angegeben, welcher während eines Übergangs vom Tiefsetzstellerbetrieb T zum

Hochsetzstellerbetrieb H zusätzlich ein erzwungenes frühres Takten des Hochsetzer-Schaltelements S2 bewirkt, unabhängig vom Ausgangssignal des zweiten Pulsweitenmodulators PWM2. Die entsprechenden Signalverläufe sind in Fig. 8 dargestellt.

Am zweiten Pulsweitenmodulator PWM2 liegt unverändert ein zweites pulsweitenmoduliertes Ausgangssignal PWM2 OUT an, welches aus dem weiteren, versetzten Sägezahnsignal U _Sä g2 und dem verstärkten Reglersignal U _v gebildet wird. Dieses

Ausgangssignal PWM2 _0UT steht allerdings nicht mehr unmittelbar als zweites pulsweitenmoduliertes Schaltsignal Sig _S2 zur Verfügung. Die Bildung des ersten pulsweitenmodulierten

Schaltsignals Sig _s i bleibt unverändert. Hinzu kommt ein dritter Pulsweitenmodulator PWM3, dem das Sägezahnsignal U _Sä gl und ein Ausgangssignal U _UK eines Übergangskontrollers UK zugeführt sind.

Der Übergangskontroller UK ist zum Beispiel eine

Analogschaltung oder ein digitaler Signalprozessor, der eine Funktion des Ausgangssignals U _UK über der Differenz zwischen Eingangspannung U _I und Ausgangsspannung U _0UT abbildet.

Beispielsweise wird ein Ausgangssignal U _UK erzeugt, wenn sich die Eingangspannung U _I einer niedrigeren Ausgangsspannung U _OUT annähert und die Differenz zwischen Eingangsspannung U _I und Ausgangsspannung U _0UT unter einen Grenzwert abfällt. Der dritte Pulsweitenmodulator PWM gibt ein drittes

pulsweitenmoduliertes Ausgangssignal PWM3 ₀ U _T aus, welches synchron zum zweiten pulsweitenmodulierten Ausgangssignal PWM2 ₀ U _T verläuft. Allerdings treten die Einschaltimpulse mit ansteigender Einschaltdauer bereits auf, wenn sich die

Eingangspannung U _IN der Ausgangsspannung U _0UT annähert und das zweite pulsweitenmodulierte Ausgangssignal PWM2 ₀ U _T noch keine Impulse aufweist.

Aus dem zweiten pulsweitenmodulierten Ausgangssignal PWM2 _0UT und dem dritten pulsweitenmodulierten Ausgangssignal PWM3 _0UT wird mittels einer Oder-Schaltung OR das zweite

pulsweitenmodulierte Schaltsignal Sig _S2 zur Ansteuerung des Hochsetzer-Schaltelements S2 gebildet.

Dieses Schaltsignal Sig _S2 entspricht so lange dem dritten pulsweitenmodulierten Ausgangssignal PWM3 ₀ uiv bis die Dauer der Schaltimpulse kürzer als ene des synchron verlaufenden zweiten pulsweitenmodulierten Ausgangssignal PWM2 _0UT werden. Ab diesem Zeitpunkt entspricht das zweite

pulsweitenmodulierte Schaltsignal Sig _S2 dem zweiten

pulsweitenmodulierten Ausgangssignal PWM2 _0UT -

Das dritte pulsweitenmodulierten Ausgangssignal PWM3 _0UT wird also nur dann zur Ansteuerung des Hochsetzer-Schaltelements S2 herangezogen, wenn die Differenz zwischen Eingangsspannung U _IN und Ausgangsspannung U _0UT unter den Grenzwert der

Differenz abfällt und das zweite pulsweitenmodulierte

Ausgangssignal PWM2 _0UT noch keine EinschaltZeiten liefert, welche ene des dritten pulsweitenmodulierten Ausgangssignals PWM3 ₀ U _T übersteigen. Die Ansteuerung des Hochsetzer-Schaltelements S2 unter

Einbeziehung des Übergangskontrollers UK erfolgt somit nur in den kurzen Phasen des Übergangs vom Tiefsetzsteller- zum Hochsetzstellerbetrieb, ohne die Regelung weiter zu

beeinflussen .