VERFAHREN UND SYSTEM ZUR INFORMATIONSüBERTRAGUNG

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur übertragung von Information von einem bspw. portablen Gerät an ein Schreib- und/oder Lesemodul, ein System zur Ausführung dieses Verfahrens, ein Daten übertragendes Gerät sowie ein Schreib- und/oder Lesemodul.

Für die übertragung von Informationssignalen, insbesondere digitalen Signalen, zwischen Sendern und Empfängern, steht eine Vielzahl von Kanälen zur Verfügung. Ein solcher Kanal ist die kapazitive (genauer: kapazitive/resistive) Kopplung zwischen einem portablen Gerät und einem Schreib- und Lesemodul. Besonders interessant in der Anwendung ist eine solche Kopplung, wenn sie über den menschlichen Körper als übertragungsmedium erfolgt. Entsprechende Systeme werden bspw. in der US-Patentschrift 4,591,854, der US-Patentschrift 5,914,701 und der US-Patentschrift 5,796,827 offenbart. Ein Benutzer trägt ein portables Gerät auf sich. Sobald der Benutzer eine mit einem Schreib- und Lesemodul gekoppelte Berührungsfläche berührt oder sich in deren unmittelbarer Nähe befindet, fliesst Information. Zum Beispiel kann ein eindeutiger Zugangscode vom tragbaren Gerät an das Schreib- und Lesemodul übertragen werden.

Für praktische Anwendungen, insbesondere die Zugangskontrolle im weitesten Sinn, ergeben sich folgende Anforderungen, denen in Kombination noch kein existierendes

System. entspricht und welche bisher einen kommerziellen Durchbruch dieser Art der Informationsübertragung verhindert hat:

A. Signal-Rauschverhältnis. Ein günstiges Signal-Rauschverhältnis ist nur bei einer grossen Amplitude des übertragungssignals möglich. Im — hochohmigen — menschlichen Körper bestehende, von elektrischen Geräten aufgeprägte

Potentialschwankungen sind von der Grössenordnung von einigen 100 mV im

Bereich bis 1 MHz. Für ein übertragungssystem wird eine viel grossere

Signalamplitude (d.h. hohe Spannung am Körper) aber vom Benutzer nicht toleriert. Das Verfahren sollte deshalb- auch bei ungünstigem Signal- Rauschverhältnis funktionieren.

B. Kostengünstige Komponenten des tragbaren Geräts: Während bspw. für die RFID-Informationsübertragung einfachste passive Komponenten genügen, muss ein portables Gerät für die kapazitive übertragung einen aktiven Sender mit Spannungsquelle aufweisen, und es stellt sich das Problem der Synchronisation mit dem Empfänger. Genaue Taktgeber (Schwingquarz o.a.) sind aber teuer; bei weniger genauen Taktgebern steigt der Synchronisationsaufwand.

C. Geschwindigkeit: Der ganze Informationsübertragungsprozess inklusive Synchronisation darf höchstens wenige Sekunden, besser weniger als eine Sekunde dauern, je nach Anwendung höchstens 300 ms oder höchstens 200 ms.

In der US-Patentschrift 5,914,701 wurde bereits vorgeschlagen, das „direct-sequence spread spectrum"-Modulationsverfahren zur Informationsübertragung zu verwenden. Dadurch werde die Rauschempfindlichkeit (damit ist wohl insbesondere die Interferenzempfindlichkeit gemeint) reduziert und es werde möglich, dass mehrere

Sender gleichzeitig aktiv sind, wobei jeder Sender einen eigenen Modυlationscode (spreading code) aufweise. Tatsächlich ist das an sich schon lange bekannte „spread- spectrum "-Verfahren bekanntermassen dafür geeignet, die Störanfälligkeit von Signalen zu verringern und Signale empfängerspezifisch zu kodieren. Es ergeben sich aber auch Nachteile: der Rechenaufwand des Schreib- und/oder Lesemoduls und der Synchronisationsaufwand beim portablen Gerät sind beträchtlich. Die genannte Schrift US 5,914,701 enthält keine Hinweise darauf, wie die Synchronisation bewerkstelligt werden kann, ohne gegen Anforderungen B und C zu verstossen. Ausserdem kann es je nach Anwendung auch nachteilig sein, wenn es mehreren portablen Geräten gleichzeitig möglich ist, mit dem Schreib- und/oder Lesemodul zu kommunizieren. Beispielsweise für die Anwendung „sichere Zugangskontrolle" sollte vielmehr gewährleistet sein, dass die vom Schreib und/oder Lesemodul empfangenen Daten nur von demjenigen Benutzer stammen, der sich in unmittelbarer Nähe einer Bedienfläche des Moduls befindet und beispielsweise diese berührt.

Ausgehend von diesem Stand der Technik stellt sich die Aufgabe, ein Verfahren für die Informationsübertragung zur Verfügung zu stellen, durch welches Nachteile gemäss dem Stand der Technik überwunden werden, und welches den Anforderungen A bis C mindestens teilweise genügt. Vorzugsweise sollte das Verfahren die Vorzüge der kapazitiven „intrabody" -Informationsübertragung über den menschlichen Körper aufweisen und sicherstellen können, dass von einem Schreib- und/oder Lesemodul empfangene Daten von demjenigen portablen Gerät stammen, das der in unmittelbarer Nähe des Moduls befindliche Benutzer auf sich trägt.

Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, dass zu übertragende Daten von einem (oft vom Benutzer getragenen, portablen) Gerät als digitales Signal dargestellt und dieses mittels dem Frequenzspreizverfahren in ein Ultra-Breitband-Signal gewandelt und

kapazitiv und/oder resistiv -via den Körper des Benutzers oder direkt - an ein Schreib- und/oder Lesemodul übermittelt wird.

Unter der kapazitiven und/oder resistiven Signalübertragung via den menschlichen Körper wird die Signalübertragung zwischen einem Sender (Transmitter) und einem Empfänger (Receiver) verstanden, wobei über ein Sender-Interface ein Signal vom Transmitter in den Körper einkoppelbar und vom Körper in ein Empfänger-Interface einkoppelbar ist. Die Kopplung durch den Körper erfolgt primär resistiv. Die Kopplung zwischen dem Sender- und dem Empfänger-Interface ist je nach Situation primär kapazitiv oder primär resistiv oder eine Kombination von beiden. Eine primär resistive Kopplung zwischen Interface und Körper erfolgt dann, wenn das Interface eine vom Körper unmittelbar berührte Elektrode aufweist; andernfalls dominieren i.A. kapazitive Anteile. Diese Art von Signalübertragung über kapazitive und/oder resistive Kopplung wird auch „Intrabody" -Signalübertragung genannt. In der Literatur (insbesondere in US 5,914,701) wird die Intrabody-Signalübertragung primär durch kapazitive Kopplung modelliert.

Ultra-Breitband ist definiert als die Nutzung eines Frequenzbereiches einer Bandbreite von mindestens 20% der Mittenfrequenz oder mindestens 500 MHz für die Informationsübertragung. Für das erfindungsgemässe Verfahren sind übertragungsfrequenzen von über 100 MHz nachteilig bzw. nicht realisierbar, so dass im Folgenden „Ultra-Breitband" mit „mindestens 20% einer mittleren übertragungsfrequenz", d.h. gegebenenfalls „mindestens 20% einer Trägerfrequenz" gleichzusetzen ist.

Frequenzgespreizte Ultra-Breitband-Signale werden gemäss dem Stand der Technik dort verwendet, wo Interferenzen mit anderen übertragungskanälen verhindert werden sollen (bspw. in Personal Area Networks). Solche Signale werden (bspw.

UMTS) auch dafür genutzt, um mit einer grosser Anzahl von Benutzern gleichzeitig kollisionsfrei kommunizieren zu können. Durch die Erfindung wird die neue Erkenntnis genutzt, dass die übertragung eines frequenzgespreizten Ultra-Breitband- Signals auch für Punkt-zu-Punkt-übertragungen ohne interferierende , andere Informationskanäle vorteilhaft sein kann - um solche Punkt-zu-Punkt-übertragungen handelt es sich bei der kapazitiven und/oder resistiven übertragung durch den menschlichen Körper.

Es hat sich gezeigt, dass die kapazitive und/oder resistive übertragung eines Ultra- Breitband-Signals vorteilhaft ist, insbesondere in Bezug das Signal-Rauschverhältnis bei kleinen Spannungsamplituden. Insbesondere erlaubt das erfindungsgemässe Vorgehen mit Spannungsamplituden von im Körper wenigen mV - entsprechend bspw. bis zu 3 V oder weniger auf Elektroden — zu operieren, was unterhalb der ohnehin im menschlichen Körper von elektrischen Geräten eingekoppelten Potentialschwankungen ist. Das erfindungsgemässe Vorgehen erlaubt, dass das Signal als Pseudo-Rauschsignal im Rauschen bzw. der Interferenz „verschwindet" (um z.B. einen Faktor 10) und daher keine messbare Beeinflussung der Stromflüsse im menschlichen Körper verursacht.

Bei der Ausführung des erfindungsgemässen Verfahrens wird denn auch bevorzugt eine Amplitude an den Koppelelektroden von 5 V, besonders bevorzugt von 3 V nicht überschritten.

Bevorzugt wird das „Direct Sequence-Spread-Spectrum-Verfahren" benutzt. Die Codefrequenz („Chipping-Frequenz") beträgt dann aufgrund der Definition von „Ultra-Breitband" bspw. mindestens ein Fünftel der Signal-Mittenfrequenz, vorzugsweise mindestens die Hälfte der Signal-Mittenfrequenz. Im besonders

bevorzugten Fall ist die Chipping-Frequenz gleich der Modulationsfrequenz und somit gleich der Mittenfrequenz.

Das Datenwort kann vor dem „Spreading" mit einem Verfahren der digitalen Datenmodulation moduliert werden. Ein Beispiel dafür ist das Phase-Shift-Keying (PSK; Phasenumtastungs) -Verfahren, insbesondere das binäre

Phasenumtastungsverfahren (BPSK) oder auch ein Quadratur- oder anderes Phasenumtastungsverfahren. Bevorzugt wird ein solches Datenmodulationsverfahren mit einem Coding kombiniert, welches das Signal insensitiv bezüglich der absoluten Phase macht, bspw. indem nur Phasendifferenzen angeschaut werden (differentielle Kodierung, „differential encoding"). Im Beispiel PSK ergibt das in Kombination eine DPSK (Differential Phase Shift Keying; differentielle Phasenumtastumg), beispielsweise eine DBPSK-Modulierung. Dieses Verfahren bringt in Kombination mit dem erfindungsgemässen Vorgehen den Vorteil, dass die absolute Phase nicht bekannt sein muss. Vielmehr ist bei der differentiellen Phasenumtastung nur die relative Phase zwischen einem Symbol und dem jeweils nächsten Symbol von Bedeutung. Alternativ zur differentiellen Kodierung kann auch ein anderer bspw. fehlerkorrigierender Code mit ähnlichen Eigenschaften verwendet werden, bpsw. ein rotations-invarianter Code.

Bevorzugt beinhaltet das Datenwort ein Bit oder mehrere Bits, die empfängerseitig einen Konsistenztest (Prüfsummentest im weiteren Sinn), bspw. einen zyklischen

Redundanztest erlauben. Dies ist besonders bevorzugt im Zusammenhang mit der differentiellen Kodierung oder rotations-invarianten Codes: Durch Anwenden des

Konsistenztests auf die erhaltenen Daten kann ermittelt werden, ob bei der

Dekodierung aufgrund systematischer Phasendrehungen zwischen zwei benachbarten Code-Symbolen anstatt des Datenwortes ein Artefakt erhalten wurde. Solche sytematischen Phasendrehungen können aufgrund einer nicht feststehenden

Beziehung zwischen der Frequenz der senderseitig aufmodulierten

Trägerschwingung einerseits und der Abtastfrequenz (ggf. mit Phasenkorrektur des im Empfänger verwendeten Codes) Zustandekommen. Falls der Konsistenztest (bspw. CRC -Test) fehlende Konsistenz ergibt, wird die erhaltene Symbolfolge verworfen, und eine erneute Auswertung mit einer systematischen Phasendrehung — bspw. um π/2 - von Symbol zu Symbol wird vorgenommen.

Alternativ zur differentiellen Phasenumtastung kann auch eine andere Modulation vogenommen werden, bspw. eine (nicht differentielle) Phasenumtastung (PSK- Modulation), eine andere Modulation, oder gar keine Modulation. In einem solchen Fall muss unter Umständen die absolute Phase des empfangenen Signals bekannt sein. Für die Ermittlung einer absoluten Phase und Frequenz des empfangenen Signals kann bspw. ein Phase-Locked-Loop (PLL) verwendet werden, wie er an sich aus dem Stand der Technik bekannt ist. Obwohl dies einen relativ grossen Aufwand und eine gewisse Einregelungszeit mit sich bringt, ist doch je nach Anwendung auch diese Ausführungsform praktikabel oder gar bevorzugt.

Besonders bevorzugt wird erfindungsgemäss das De-Spreading (die empfängerseitig durchgeführte Umkehroperation zur Frequenzspreizung) mit der Demodulation kombiniert. Gemäss dem Stand der Technik sind Module für das Spreading und De- Spreading einerseits und die Modulation und Demodulation andererseits voneinander unabhängig. Dies wird in Figur 11 illustriert, wo ein Verfahren gezeigt wird, wie es bspw. für die berührungslose Datenübertragung zum Einsatz kommt. Zu übermittelnde Daten („data") werden zuerst moduliert, bspw. mit dem PSK- Verfahren, wobei diese Modulation auch als eine Kodierung aufgefasst werden kann. Anschliessend erfolgen das Spreading und das Aufmodulieren auf eine Trägerfrequenz. Empfängerseitig läuft die umgekehrte Schrittfolge ab. Dieses Vorgehen hat den Vorteil, dass Standardkomponenten verwendbar sind, d.h. es kann bspw. ein an sich bekannter Spreader/De-Spreader auch für ein neu entwickeltes System verwendet werden. Eine neu vorgeschlagene Kombination gemäss der

bevorzugten Ausführungsform der Erfindung hat aber den Vorteil, dass für das De- Spreading und die Demodulation keine separaten Synchronisationsvorgänge notwendig sind, was für die Operation im „Burst"-Mode vorteilhaft ist. Vielmehr wird die für das De-Spreading durchgeführte Signalakquisition auch für die Demodulation verwendet. Das De-Spreading liefert direkt Code-Symbole, die unter Umständen noch dekodiert/demoduliert (Umkehrvorgang der Modulation, bspw. der DPSK-Modulation) werden müssen, wozu aber keine Synchronisation mehr notwendig ist. Diese Ausführungsform bedingt, dass eine fest vorgegebene Beziehung zwischen der Bitfrequenz und der Chipping-Frequenz besteht. Besonders bevorzugt hat eine Chipping-Sequenz (ein Code-Zyklus) genau die Länge eines Code-Symbols.

Bevorzugt wird das Signal nach der Frequenzspreizung und vor dem übermitteln auf ein Trägersignal aufmoduliert. Die Trägerfrequenz kann wie bereits erwähnt gleich der Chipping-Frequenz sein. Das Aufmodulieren auf ein Trägersignal hat den Vorteil, dass ein Grossteil der Signalleistung in einem Frequenzbereich anfällt, welcher genügend weit von den störungsanfälligen sehr tiefen Frequenzen (50 Hz etc.) entfernt ist. Die im Folgenden beschriebenen Ausführungsbeispiele beinhalten alle das Aufmodulieren auf einen Träger, auch wenn dies keine notwendige Voraussetzung der Erfindung ist und das frequenzgespreizte Signal (es entspricht nachrichtentechnisch einem Basis-Band-Signal) auch direkt — ggf. nach geeigneter Filterung mit einem Tiefpassfilter - übermittelt werden kann.

Mit dem erfindungsgemässen Verfahren ist es möglich, in einem „burst-mode", d.h. sofort und ohne zeitraubende Synchronisierungsschritte zu übertragen. Die Akquisition (Synchronisation) und das Tracking brauchen ein höheres Signal- Rauschverhältnis als der eigentliche Empfang. Daher werden gemäss einer bevorzugten Ausführungsform die Codes aufaddiert bzw. gemittelt („combining"). Um nicht auf eine Pilot-Sequenz (bspw. Präambel) angewiesen zu sein, werden die

Codes mit Hilfe eines nicht datenunterstützten (Non Data Aided, NDA) Kombinierers gemittelt. Das bedingt, dass die Code-Symbole geschätzt . werden, bspw. mit einem DPSK-Demodulator.

Bevorzugt werden beim „combining" mindestens zwei vorzugsweise unmittelbar aufeinanderfolgende Signalsequenzen der - u.U. geschätzten - Länge eines Datenbits je mit dem abgespeicherten Code korreliert und die Resultate Code-Symbolwert- bereinigt addiert. Der addierte Wert kann verwendet werden, um für die Akquisition und das ,tracking' Signale mit besonders gutem Signal-Rauschverhältnis zu erhalten. Mit ,tracking' wird die Nachführung des Empfängers bezüglich der Senderfrequenz bezeichnet. Dies kann bspw. mittels des „early-late-gating"-Verfahrens geschehen. Die Vorzeichenbereinigung erfolgt bei PSK-Modulation bevorzugt mittels einer Multiplikation mit einem DPSK-Demodulationswert welcher das relative „Vorzeichen" bzw. das relative komplexe Argument zweier Datensignale (entsprechend Code-Symbolen) schätzt.

Auch kann vorgesehen sein, dass das zu übertragende Datenwort laufend wiederholt abgesandt wird, so dass ein ständiger Bitstrom übertragen wird. Der Empfänger kann so ausgebildet sein, dass die Aufzeichnung des Datenworts zu einem beliebigen Start-Zeitpunkt einsetzen kann, also sobald der Empfänger ein eingehendes Signal erkannt und akquiriert hat. Die Kombination dieser Massnahmen stellt sicher, dass die übertragung und Aufzeichnung von Daten zu einem frühestmöglichen Zeitpunkt einsetzen kann. Es besteht dann praktisch keine zeitliche Verzögerung zwischen dem Zeitpunkt, an welchem der Empfänger erkennt, dass ein Signal eingeht und dem Beginn der Datenaufzeichnung.

Alternativ oder ergänzend dazu kann natürlich auch vorgesehen sein, dass das die Daten übertragende Gerät Mittel enthält, durch die bewirkt wird, dass das Signal nur

zeitweise ausgesandt wird. Diese können das manuelle Aktivieren des Geräts, das Aktivieren durch einen Bewegungsdetektor, eine geeignet ausgelegte Aufweckschaltung oder beliebige andere Mittel umfassen.

Gemäss einer speziellen Ausführungsform steht für das Korrelierverfahren eine Mehrzahl von gleichzeitig anwendbaren Korrelatoren zur Verfügung. Damit kann dem Umstand Rechnung getragen werden, dass die Frequenzbeziehung zwischen der senderseitigen „Chipping"-Frequenz und der empf ängerseitigen Abtastfrequenz unter Umständen nicht genau bekannt ist - nämlich dann, wenn der Taktgeber des Senders nicht sehr genau ist. Mit den verschiedenen Korrelatoren werden quasi verschiedene Chipping-Frequenzen ausprobiert. Nur bei der passenden Chipping-Frequenz und allenfalls bei benachbarten Frequenzen ergibt sich eine signifikante Korrelation. Die verschiedenen Korrelatoren können einem fingierten Abtastsignal eines Chipping- Codes mit verschiedenen Abtastfrequenzen (bzw. - das ist äquivalent und kommt aufs Selbe heraus — den fingierten Abtastsignalen von Chipping-Codes mit verschiedenen Chipping-Frequenzen mit einer festen Abtastfrequenz) entsprechen. Das bedeutet, dass die Länge und Phase der verschiedenen Korrelatoren dem entsprechenden Frequenzversatzt angepasst sind. Typischerweise sind die Korrelatoren in einem Empfänger-Abtastintervall quantisiert, bevorzugt Vz der Chipping-Länge (entsprechend der zweifachen Chipping-Frequenz).

Gemäss einer ersten Variante deckt diese Mehrzal von Korrelatoren - die Korrelatorb ank - die ganze Breite der Chipping-Frequenz-Unsicherheit ab. Dann kann die Akquisition vollständig parallel ablaufen. Als weitere Alternative kann die Korrelatorbank nur einen Teil der möglichen Frequenz-Ungenauigkeit abdecken, und die Abtastfrequenz oder äquivalent dazu die Korrelatorbank als Ganzes kann schrittweise über die ganze Breite möglicher Frequenzen verändert werden, bis ein Korrelator signifikante Datensignale (Code-Symbole) ergibt (teilweise parallele Akquisition).

Eine Korrelatorbank kann fest sein und eine fixe Frequenzbeziehung zur - festen - Abtastfrequenz aufweisen. Alternativ dazu kann ein Fein-Tuning vorgesehen sein, gemäss welchem die Abtastfrequenz basierend auf Korrelationswerten (bspw. aus dem Tracking gewonnen) leicht angepasst wird.

Gemäss einer alternativen Ausführungsform, welche insbesondere für Systeme mit vergleichsweise genauen senderseitigen Taktgebern geeignet ist, wird nur ein einziger Korrelator verwendet. Dieser kann im Falle genügend grosser Genauigkeit zusammen mit einer fixen Abtastfrequenz verwendet werden. Alternativ dazu kann die Abtastfrequenz über einen gewissen Bereich schrittweise geändert werden, bis signifikante Datensignale gefunden werden.

Für die Akquisition stehen zwei Kriterien zur Verfügung, von denen mindestens eines, vorzugsweise beide verwendet werden: ein Amplituden- oder Betragskriterium und ein Zeitkriterium. Das Amplituden- oder Betragskriterium beruht auf einem Vergleich eines - vermeintlichen - Betragsmaximums (Peaks) mit einem Rauschlevel. Wenn der durchschnittliche Rauschlevel um einen gewissen Schwellwert - von bspw. zwischen 2 und 5dB - überschritten wurde, wird ein Code- Symbol vermutet. Das Zeitkriterium erfüllen zwei aufeinanderfolgende Peaks dann, wenn ihr zeitlicher Abstand mindestens ungefähr einer Bitlänge entspricht. Eine Bitlänge ist gleichzeitig eine Korrelator- (Code-) -Länge bzw. vorbestimmter Bruchteil davon.

Wenn mehrere Korrelatoren vorhanden sind, wird das Signal nicht nur in Funktion der Zeit, sondern auch in Funktion des Korrelators bzw. dessen Nummer nach Peaks durchsucht. Für die Akquisition ergibt sich noch ein drittes Kriterium: verschiedene Peaks sollten demselben Korrelator bzw. höchstens benachbarten Korrelatoren zugeordnet werden, da die Sendefrequenz über die Meldungs („burst") -Länge

ungefähr konstant sein muss, d.h. es nicht sein kann, dass sich die Chipping- Frequenz zwischen verschiedenen Bits stark ändert.

Besonders bevorzugt wird das Verfahren so durchgeführt, dass von vornherein ausgeschlossen ist, dass an einem Datenaustausch mehr als ein portables Gerät (als Sender) beteiligt ist. Dies kann bspw. dadurch gewährleistet sein, dass die übertragungsfrequenz (beziehungsweise die Mittenfrequenz) kleiner als 10 MHZ, mit Vorteil nicht grösser als 2 MHz, besonders bevorzugt nicht grösser als 1 MHz ist. Zusätzlich soll die Sendeleistung so klein sein, dass die kapazitiv-resistive Kopplung nur bei sehr kleinen Distanzen funktioniert. Die Erfüllung dieser Bedingungen ist besonders interessant für die Anwendung „sichere Zugangskontrolle". Dann ist nämlich die Bedingung erfüllt, dass die Signal-Abstrahlung (sozusagen die Informationsübertragung am menschlichen Körper als übertragungsmedium vorbei) nicht messbar ist. Dann ist sichergestellt, dass die vom Empfänger empfangene Information tatsächlich vom portablen Gerät stammt, welches der die Bedienfläche berührende oder sich in dessen unmittelbarer Nähe befindende Benutzer auf sich trägt. Bei höheren Frequenzen als den angegebenen würde hingegen eine Signale aussendende Elektrode auch als Antenne wirken.

Die Erfindung betrifft auch ein System für die übertragung von Daten, welches mindestens ein Daten übertragendes (bspw. portables) Gerät und mindestens ein Schreib- und/oder Lesemodul aufweist. Ebenfalls Gegenstand der Erfindung sind ein entsprechendes Daten übertragendes (bspw. portables) Gerät und ein Schreib- und/oder Lesemodul. Das Gerät beinhaltet zwei Elektroden, zwischen welchen eine zeitabhängige elektrische Spannung so angelegt werden kann, dass im menschlichen Körper eines Benutzers kleinste Ströme fliessen, wenn eine der beiden Elektroden in der unmittelbaren Nähe des Körpers und die andere etwas weiter davon entfernt angeordnet ist. Das Schreib- und/oder Lesemodul weist einen Detektor auf, welcher eine elektrische Spannung oder elektrische Ströme zwischen einer ersten und einer

zweiten Elektrode detektiert. Die erste Elektrode ist i.A. so angeordnet, dass sie sich im Betriebszustand in unmittelbarer Nähe des menschlichen Körpers des Benutzers befindet. Sie kann bspw. als Bedienfläche, als Drückerfläche, Türknopf etc. ausgebildet sein. Als zweite Elektrode kann bspw. eine leitende Platte dienen. Die Ströme im Körper des Benutzers bewirken im Betriebszustand eine kapazitive und/oder resistive Kopplung zwischen den Elektroden des Daten übertragenden Geräts und denjenigen des Schreib- und/oder Lesemoduls.

Das Gerät ist so nun gesteuert, dass die zeitabhängige elektrische Spannung im Betriebszustand ein Ultra-Breitband-frequenzgespreiztes Signal aussendet. Das Schreib- und oder Lesemodul besitzt eine Datenakquisitions- und Dekodierungseinheit, welche ein eingehendes frequenzgespreiztes Ultra- Breitbandsignal dekodiert.

Das erfindungsgemässe System, das erfindungsgemässe Gerät und das erfindungsgemässe Schreib- und/oder Lesemodul können so ausgebildet sein, dass sie das Verfahren gemäss irgendeiner der vorstehend und nachfolgend beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen ausführen können.

Im Folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand von Zeichnungen im Detail beschrieben. Dabei zeigen:

Fig. 1 ein Schema einer Ausführungsform des erfindungsgemässen Verfahrens,

- Fig. 2 die im portablen Gerät ablaufenden Verfahrensschritte gemäss einer Ausgestaltung des erfindungsgemässen Verfahrens,

Fig. 3 die Verarbeitung des empfangenen Signals im Schreib- und/oder Lesemodul bis zum hin Abtasten gemäss einer Ausgestaltung des erfindungsgemässen Verfahrens,

Fig. 4 die Verarbeitung des Abtastsignals im Schreib- und/oder Lesemodul gemäss einer Ausgestaltung des erfindungsgemässen Verfahrens,

Fig. 5 die Verarbeitung des Abtastsignals im Schreib- und/oder Lesemodul gemäss einer alternativen Ausgestaltung des erfindungsgemässen Verfahrens,

Fig. 6 eine Ausgestaltung der Signal-Erfassung für das erfindungsgemässe Verfahren,

- Fig. 7 eine Ausgestaltung des Tracking,

Fig. 8 eine Ausgestaltung der Dekodierung der Code-Symbole,

Fig. 9 eine schematische Darstellung des „Combining-Signals" in Funktion der Zeit,

- Fig. 10 sehr schematisch ein erfindungsgemässes System mit einem erfindungsgemässen portablen Gerät und einem erfindungsgemässen Schreib- und/oder Lesemodul,

Fig. 11 eine schematische Darstellung eines Systems für die Informationsübertragung mittels Radiowellen gemäss dem Stand der Technik.

Das System gemäss Figur 1 weist ein Daten übertragendes, portables Gerät 1 und ein Schreib- und/oder Lesemodul 2 auf. Diese sind in der Lage, kapazitiv und/oder resistiv via den Körper eines Benutzers 3 oder über direkte kapazitiv/resistive Kopplung zwischen Sender und Empfänger miteinander zu kommunizieren. Letzteres ist bspw. der Fall, wenn ein Benutzer einen Tag zum Auslesen direkt an eine mit dem Emfpänger verbundene Empfängerelektrode hält.

Erfindungsgemäss werden Daten vom portablen Gerät unter Verwendung des Frequenzspreiz- (spread spectrum-) -Verfahrens als ein ultra-Breitband-Signal kapazitiv und/oder resistiv via den Körper eines Benutzers an ein Schreib- und/oder Lesemodul übermittelt. Die Daten 11 können bspw. in einem EEPROM-Speicher digital vorhanden sein und für die Datenübermittlung dem Frequenzspreizverfahren 12 unterzogen werden, woraufhin sie auf ein Trägersignal 13 auf moduliert werden. Das Frequenzspreizverfahren kann bspw. als direkte-Folge-(direct sequence)- Frequenzspreizverfahren ausgebildet sein und also die Modulation mit einem einer periodisch wiederholten „Chipping"-Sequenz beinhalten. Die „Chipping-Sequenz" ist von der Art einer pseudo-zufälligen „Bit"-Folge und wird auch „Code", „Spreading Code" oder „Chipping-Code" genannt. Die Zeitdauer T _c =l/fc eines einzelnen Chips ist kleiner als die Symbollänge (Bit-Periode) T _B =l/f _ß (/^Bit- Frequenz).

Auch andere Ausgestaltungen des Frequenzspreizverfahrens sind denkbar bspw. das „frequency hopping" oder das „pulse position modulation"-Verfahren. Im Folgenden werden Ausgestaltungen des erfindungsgemässen Verfahrens diskutiert, die auf dem

bevorzugten direkte-Folge-Frequenzspreizverfahren (Direct Sequence Spread Spectrum) beruhen.

Besonders bevorzugt sind für direkte-Folge-Frequenzspreizung kurze Codes, d.h. Codes einer Länge von bspw. höchstens 10 T _B , besonders bevorzugt Codes der Länge Tß. In den meisten Ausführungsformen sind keine Massnahmen für CDMA (Code Division Multiple Access) vorgesehen.

Im Schreib- und/oder Lesemόdul werden die Daten erneut mit einem Signal 21 der Trägerfrequenz multipliziert (Demodulation), woraufhin durch einen Korrelator 22 das empfangene Signal mit einem im Schreib- und/oder Lesemodul erzeugten Code- Signal synchronisiert wird. Anschliessend erfolgt eine Dekodierung 23 (d.h. das Erzeugen einer Bit-Sequenz aus dem empfangenen Signal), woraufhin die dekodierten Daten in einer Datenverarbeitungseinheit 24 verarbeitet werden.

Das Verarbeiten der Daten kann bspw. aus dem Verifizieren eines Identifikationscodes bestehen: bei Stimmigkeit erfolgt — im Anwendungsbeispiel Zugangskontrolle - die Freigabe eines Objekts, bspw. durch ein Steuersignal an eine mechatronische Einheit. Das Verarbeiten der Daten kann aber alternativ dazu noch einen oder mehrere weitere Schritte und/oder andere Schritte beinhalten als lediglich das Verifizieren eines Codes. Ausserdem kann ein weiterer Datenaustausch über die kapazitive und/oder resistive Informationsübertragung und/oder über andere Kanäle initiiert werden. Die kapazitive/und oder resistive Informationsübertragung ist insgesamt typischerweise unidirektional, eventuelle andere Kanäle können ebenfalls unidirektional sein oder eine Informationsübertragung in die andere Richtung oder eine bidirektionale Informationsübertragung ermöglichen. Beispielsweise kann das übermitteln einer Meldung auf dem hier beschriebenen Weg dazu dienen, einen Kommunikationskanal (kapazitiv-resistiv und/oder auf anderem Weg) aufzubauen.

Beispiele für Informationsübertragungsverfahren sind auch in der internationalen Patentanmeldung PCT/CH 2006/000518 beschrieben, auf welche hier ausdrücklich verwiesen wird.

Anhand der Figuren 2 bis 8 werden im Folgenden Implementierungen des erfindungsgemässen Verfahrens in einem Schreib- und/oder Lesemodul anhand beispielhafter Ausführungsformen beschrieben. Dabei werden folgende Problemstellungen angegangen:

1. Ein direkte-Folge-frequenzgespreiztes Signal kommt beim Empfänger als Abfolge von „Chips" an. Wenn das Verhältnis zwischen Chipping-Frequenz und Bit-Frequenz N beträgt, bilden dabei N Chips ein Code-Symbol, es fängt alle N

Chips ein neues Code-Symbol an. Um die Daten überhaupt lesen zu können, muss der Empfänger feststellen, wo in einer ankommenden Chip-Sequenz jeweils ein neues Code-Symbol anfängt, um durch chipweise Multiplikation (bzw. - je nach Darstellung/Auflösung der Daten durch eine XOR-Operation) mit dem auch beim Empfänger abgespeicherten Chipping-Code eine Bitsequenz zu erhalten.

Der Vorgang des Erkennens der Position von Code-Symbolen einer Bitlänge in einer Chip-Sequenz wird im Folgenden „Akquisition" genannt, ein für die Akquisition durchgeführter Vorgang der chip-weisen Multiplikation (oder XOR- Operation) und Addition des Codes mit Chip-Teilsequenzen „Korrelation". Die Code-Symbolwertbereinigte Mittelung der Resultate der Korrelation mit verschiedenen Chip-Teilsequenzen wird als „Combining" bezeichnet.

2. Bei nicht perfekter Synchronisation zwischen dem Trägerfrequenz-Generator auf der Senderseite und dem Abtastfrequenz-Generator auf der Empfängerseite ergeben sich beim Abtastsignal systematische, nicht signalbedingte zeitabhängige Abweichungen, die als Drehungen von Zahlenwerten in der komplexen Ebene

dargestellt werden können. Bei jeder Operation, bei welcher aufeinanderfolgende Symbole miteinander verglichen werden, muss diesem Umstand Rechnung getragen werden. Alle Multiplikationen sind in der folgenden Beschreibung als komplex aufzufassen. Mit „Phase" eines Wertes wird in diesem Zusammenhang das Argument des komplexen Wertes bezeichnet.

3. Im Speziellen wirken sich diese systematischen Abweichungen bei der DPSK- Demodulation aus, wo Artefakte entstehen können, wenn die systematische Abweichung von Symbol zu Symbol π/2 oder mehr beträgt.

Figur 2 zeigt die Implementierung einer Ausführungsform des erfindungsgemässen Verfahrens im portablen Gerät.

Die zu versendenden Daten („data in") werden bspw. aus einem Datenspeicher des portablen Geräts abgerufen. Sie bestehen zum Beispiel aus einer kurzen Bit-Sequenz von bspw. zwischen 40 und 500 Datenbits, besonders bevorzugt 150 oder weniger Datenbits. Der Bit-Sequenz kann ein einleitendes oder abschliessendes „Sync-Wort" 31 - eine dem Empfänger von Vornherein bekannte Bit-Folge - angefügt werden.

Als eine mögliche Alternatiive zum Anfügen eines „Sync-Wortes" kann die Bit- Sequenz zyklisch codiert sein. Das zyklische Codieren hat den Vorteil, dass das Verfahren bei der Dekodierung schneller ablaufen kann (wie anhand der nachfolgenden Beschreibung von Fig. 8 noch deutlich gemacht wird).

In einem weiteren Schritt 32 werden die Daten für die Fehler-erkennung und/oder - korrektur kodiert. Dies kann bspw. durch Hinzufügen mindestens eines CRC-Bits als

CRC-Wort geschehen, welches eine zyklische Redundanzprüfung (CRC) erlaubt. Anstelle von CRC-Tests können auch andere Verfahren angewandt werden, welche die Konsistenz der empfangenen Daten prüfen und/oder korrigieren können. Möglich sind systematische oder nicht-systematische Codes.

Die gesamte Folge von Bits - inklusive die optionalen Bestandteile „Sync-Wort" und Coding-Bit(s) - wird im Folgenden „Datenwort" genannt.

Bevorzugt wird das Datenwort zumindest während einer Sendeperiode laufend repetiert ausgesandt, d.h. es entsteht ein ununterbrochener Bitstrom. Die Aufzeichnung des Datenwortes durch den Empfänger kann zu einem beliebigen Startzeitpunkt beginnen, was nachfolgend noch erläutert wird.

In einem nächsten Schritt 33 erfolgt beim hier beschriebenen Verfahren eine Modulation mit dem Verfahren der differentiellen Phasenumtastumg (Differential Phase Shift Keying DPSK)-Verfahren. Dann wird das entstandene digitale Signal mit einem - im Allgemeinen pseudo-zufälligen - Chipping Code 35 multipliziert und daraufhin auf das Trägersignal 36 aufmoduliert. Schliesslich ist ausgangsseitig (optional) noch ein Tiefpassfilter 37 angeordnet, durch welches Frequenzen von mehr als dem Doppelten der Trägerfrequenz (für den Fall, dass fc∞fc _am er) bzw. von mehr als fc+fc _a nie _r abzuschneiden. Für den Fall, dass die Chipping-Frequenz kleiner als die Trägerfrequenz ist, wird mit Vorteil anstelle des Tiefpassfilters 37 ein Bandpassfilter verwendet. Das ausgesandte Signal ist in der Figur mit Tx bezeichnet.

Für die Erzeugung des Chipping-Codes 35 und die Erzeugung des Trägersignals 36 steht ein (einziger) Taktgeber 38 zur Verfügung.

Das Hinzufügen des Syncwortes, das Berechnen eines CRC-Codes, die DPSK- Modulation, und eventuell sogar (ggf.) das Up-Sampling, das „Spreading", und das (dann digitale) Aufmodulieren auf den Träger oder auch nur einer oder mehrere dieser Schritte können vorberechnet sein und müssen nicht , online' während der Datenübertragung erfolgen.

Der Empfänger verfügt bspw. über eine in den Figuren nicht dargestellte Aufweckschaltung („wake-up circuit"). Diese stellt fest, wann an der Eingangselektrode ein erhöhter Signalpegel vorliegt, was der Fall ist, wenn ein Benutzer sich in unmittelbarer Nähe der Elektrode befindet oder diese berührt. Der Benutzer fungiert quasi als Antenne für elektromagnetische Strahlung, primär im Frequenzbereich zwischen 50 Hz und 100 kHz und bewirkt dadurch einen Anstieg des „Rausch"-Pegels (eigentlich handelt es sich um einen Interferenz-Pegel, da es sich bei den eingefangenen Signalen nicht um Rauschen im eigentlichen Sinn handelt). Erst nachdem die Aufweckschaltung einen solchen erhöhten Signalpegel festgestellt hat, wird die eigentliche Empfängerelektronik in Betrieb gesetzt.

Eine Aufweckschaltung des Empfängers kann auch auf anderen Prinzipien beruhen. Bspw. kann alternativ zu Obigem vorgesehenen sein, dass die Schaltung durch das Signal aufgeweckt wird, anstatt durch den Rausch-/Interferenzpegel. Als noch weitere Alternative kann die Aufweckschaltung zwei Schaltelemente beinhalten, Ein erster reagiert auf den Rausch/Interferenzpegel, während ein zweiter selektiv nach dem Empfang eines Signals sucht, wobei je nach Situation die eine oder andere Aufweckschaltung den Empfänger in Gang setzt, oder wobei die nach der Feststellung eines erhöhten Rausch/Interferenzpegels durch die erste Aufweckschaltung der Empfänger erst aktiviert wird, wenn auch die in Gang gesetzte selektive Aufweckschaltung das Vorhandensein eines Signals feststellt.

Figur 3 zeigt die eingangsseitige Verarbeitung des an der Elektrode empfangenen, durch den Körper 3 kapazitiv und/oder resistiv übermittelten Signals Rx. Ein eingangsseitiges Tiefpassfilter 41 weist dieselbe Cut-Off-Frequenz auf wie das Tiefpassfilter 37 des portablen Geräts und schneidet Rauschanteile ab, welche über der Cutoff-Schwelle liegen. Nach der Demodulation durch erneute Multiplikation mit einem Trägersignal 42 kann ein zweites Tiefpassfilter 43 angeordnet sein, dessen Cut-off-Frequenz der Chipping-Frequenz fc entspricht. Das erhaltene Signal wird abgetastet (Schritt 44), wobei die Abtastfrequenz vorzugsweise 2*f _c ist. Auch auf Seite des Schreib- und/oder Lesemoduls ist ein Taktgeber 46 vorhanden.

In Figuren 4 und 6 sowie - als Variante zu Figur 4 - Figur 5 wird aufgezeigt, wie der Verfahrensschritt der Akquisition unter Verwendung eines nicht datenunterstützten .Combinings' implementiert sein kann.

Das Abtastsignal Sa wird gemäss Figur 4 mit dem vorgegebenen Chipping-Code- Signal korreliert, welches durch einen Chipping-Code Generator 51 erzeugt wird. Die Sample- weise Multiplikation und Addition der Resultate ergibt im Idealfall von rauschfreien Signalen mit bekannter Trägersignal-Phasenbeziehung das übermittelte Code-Bit (bzw. die übermittelte Code-Bit-Folge für Codes von mehr als einem Chip) wenn das abgetastete Signal und das generierte chipping-Code-Signal miteinander in Phase sind und ungefähr 0 (aufgrund der Pseudo-Zufälligkeit des Chipping-Codes) sonst. In der Figur erkennt man hintereinandergeschaltete Schieberegister 52.1, 52.2 der Länge einer Chipping-Code-Periode (d.h. im bevorzugten Fall entsprechend einer Code-Bit-Periode) für die Korrelation des Abtastsignals mit dem Chipping-Code. Dazu werden die Abtastwerte Wert für Wert mit Werten eines den Code enthaltenden Registers 53 multipliziert. Das ergibt zwei Multiplikationen pro Chip, wenn die Abtastfrequenz der doppelten Chipping-Frequenz entspricht. Bei genügend gutem Signal-Rauschverhältniss reicht es aus, je ein Schieberegister für das Abtastsignal und ein Register mit dem Code zu verwenden, um anhand des

Absolutwerts der addierten Produkte die Akquisition und das Tracking zu bewirken: Immer dann, wenn die erhaltene Summe im Absblutwert einen bestimmten Schwellwert übersteigt, entspricht der Inhalt des Schieberegisters genau einer Chipping-Sequenz, und bei der (komplexen) Summe handelt es sich um ein Code- Symbol. Dies wird in Figur 9 - erneut für den Idealfall von nicht verrauschten Signalen und bekannter, konstanter Trägersignal-Phasenbeziehung - illustriert. In der Figur ist die Summe ∑ _corr der Resultate der Wert-für-Wert-Multiplikation — entsprechend dem Ausgang des Addierers 54.1 - in Funktion der Zeit dargestellt. Aus dem Signal in Figur 9 ergibt sich die Folge von Code-Symbolen 1, -1, -1 (vor der Dekodierung, d.h. die Folge stellt nicht unbedingt eine Datenbitfolge dar). Da der Abstand zwischen den Code-Symbolen bekannt ist und einer Bit-Periode T _b entspricht, ist es nach erstmaligem Erkennen eines Code-Symbols im Prinzip nicht mehr notwendig, die Korrelation mit der Sample-Frequenz-Taktung vorzunehmen, sondern es reicht aus, die Berechnungen mit einer Bit-Frequenz-Taktung durchzuführen (man berechnet in Figur 9 nur Werte der Symbole bei den Peaks, nicht die Daten zwischen den Peaks), was nachstehend noch eingehender beschrieben wird.

Für den Fall von problematischen Signal-Rauschverhältnissen wird gemäss einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ein nicht datenunterstütztes „combining" vorgeschlagen. Figur 4 illustriert ein zweifaches „combining"; das Konzept lässt sich aber ebensogut auf dreifaches, vierfaches, N-faches combining ausdehnen. Zu diesem Zweck werden mehrere Schieberegister 52.1, 52.2 hintereinandergeschaltet und je Wert-für-Wert mit dem Code multipliziert und die erhaltenen Werte addiert. Für das Resultat wird eine Schätzung des relativen (im Vergleich zum jeweils nächsten Resultat) „Vorzeichens" vorgenommen, um die ungefähren Absolutwerte der Resultate addieren zu können. Die Schätzung kann wie dargestellt durch eine DPSK-Demodulationsartige Operation 55 (Sign (Re(^ -^L ₁ ))) erfolgen; wo „sign" die Signum-Funktion, „Re" den Realteil, „*" die komplexe

Konjugation und r>„ r^-i zwei aufeinander folgende Werte bezeichnen). Das Resultat dieses Vergleichs liefert das relative „Vorzeichen" der beiden Werte, durch Multiplikation eines der Werte mit diesem Resultat haben beide dasselbe Vorzeichen, und bei einer nachfolgenden Addition (Addierer 56) werden die die Code-Symbole repräsentierenden Signalanteile unabhängig von ihrem Wert konstruktiv addiert, während sich das Rauschen ausmittelt, was eine Verbesserung im Signal-Rauschverhältnis von maximal 3 dB bringt. Die erhaltene Summe und deren Absolutwert (Absolutwertbildung 57) enthalten nicht mehr die eigentlichen Daten (aufgrund der Elimination des relativen „Vorzeichens"). Aufgrund des verbesserten Signal-Rauschverhältnisses sind sie aber für Akquisitionszwecke besser verwendbar. Alternativ zur DPSK-Demodulationsartigen Operation sind auch andere Möglichkeiten für die Schätzung des relativen Vorzeichens denkbar, bspw. entscheidungsbaumbasiert. Zum Beispiel kann die komplexe Ebene in Sektoren unterteilt werden, wobei die Schätzung anhand eines Vergleichs der Sektoren erfolgt, in welchen aufeinanderfolgende Werte sind.

Bei einem dreifach- oder mehrfach-combining erfolgt die DPSK- demodulationsartige Operation bspw, jeweils zwischen dem Ausgang eines bestimmten Addierers (bspw. des ersten Addierers) und je einem Ausgang aller übrigen Addierer. Alternativ dazu kann das Combining auch auf verschiedene Arten kaskadiert erfolgen, etc.

Je nach Anwendung ist es erwünscht, dass das portable Gerät aus möglichst kostengünstigen Komponenten besteht. Dann kann es sein, dass der Taktgeber des portablen Geräts als in einem integrierten Halbleiterbauteil (Chip) integriert gewählt wird und daher relativ ungenau sein kann. Er kann bis zu 2% vom Taktgeber des - Schreib- und/oder Lesemoduls abweichen. Gemäss dem Stand der Technik kann einer solchen Situation begegnet werden, indem die Abtastfrequenz in einer Art ,tuning' -Vorgang systematisch variiert wird, bis ein hoher Korrelationswert

zwischen dem abgetasteten Eingangssignal und dem abgespeicherten Code erreicht wird. Auch für das erfindungsgemässe Verfahren kommt ein solcher Tuning- Vorgang in Frage. Für die wichtige Anwendung „Zugangskontrolle" ist aber wichtig, dass der gesamte Akquisitionsvorgang nicht mehr als einen Sekundenbruchteil beansprucht. Bei zu grosser Ungenauigkeit des Taktgebers des portablen Geräts ist ein Tuning in dieser Zeitspanne nicht möglich.

Anhand von Figur 5 wird daher eine besondere Variante des Combinings und (in Kombination mit Figur 6) der Akquisition erläutert, welche insbesondere für Systeme geeignet ist, bei welchem entweder der Sender oder der Empfänger - oder beide - einen ungenauen Taktgeber (keinen Quarz) aufweist und bei welchen eine rasche Akquisition,- bspw. Akquisition in Echtzeit — wichtig ist. Während diese Variante hier anhand des Beispiels „ultra-Breitband kapazitive und/oder resistive Datenübertragung über den menschlichen Körper mit Hilfe des Frequenzspreizverfahrens und Operation im burst-mode" erläutert wird, ist sie auch für jegliche andere Systeme geeignet, bei welchen vergleichbare Erfordernisse eine Rolle spielen.

Gemäss Figur 5 wird eine Code-Bank angelegt indem der abgespeicherte Code 51 mit verschiedenen Abtastfrequenzen abgetastet wird. Konkret wird im hier gezeigten Beispiel im Abtastschritt 62 ein Abtasten des Codes 51 mit einer Abtastfrequenz von 2*(#Chips)+n (pro Bitlänge) simuliert, wobei n zwischen einem (negativen) Minimalwert minO und einem Maximalwert maxO variiert. Minimal- und Maximalwert hängen von der Taktgeber-Genauigkeit ab. In einem Beispiel mit 511 Chips/Bit und einer Ungenauigkeit von +2% sind minθ--21, maxO-2\, so dass die Korrelator-Länge zwischen 1001 und 1043 variiert wird. Wie eingangs erwähnt ergibt sich aufgrund der fehlenden genauen übereinstimmung der Taktgeber von Sender und Empfänger auch eine systematische Phasendrehung. Durch Korrektur der Phase um einen Wert 2π/n pro Trägerperiode (π/n pro Sample) wird diese

kompensiert (Phasendrehung 63). Es entstehen maxO-minO Codes einer Länge, die je 2*(#Chips) +n beträgt.

Selbstverständlich ist es für die hier beschriebene besondere Variante der Korrelation nicht notwendig, dass die Serie von Codes (die Code-Bank) jeweils anhand einer Abtastung ermittelt wird. Die Code-Bank kann auch bereits in der Elektronik abgespeichert und bspw. direkt im Register 73 angelegt sein. Auch hardwaremässig angelegte Lösungen sind natürlich möglich.

Für jeden Code der Codebank wird eine Korrelation mit einem zu Figur 4 analogen Verfahren durchgeführt. Auch hier kann jeder Korrelator Mittel für ein einfaches „Combining" oder ein mehrfaches Combining (in der Figur 2-faches Combining) aufweisen.

Ausgangsseitig resultiertieren maxO-minO Signale in Funktion der Zeit, wobei wie in Figur 4 I/Q die - komplexen, d.h. eine Phaseninformation beinhaltenden - Signalwerte und Abs Absolutwerte, ggf. mit dem vorstehend beschriebenen verbesserten Signal-Rauschverhältnis durch Combining.

In Figur 6 ist der eigentliche Akquisitionsschritt dargestellt. Das korrelierte Absolutwert-Signal wird auf Maxima in Funktion der Zeit t und - sofern mehrere Korrelatoren und damit mehrere Signale vorhanden sind - in Funktion des Korrelatorindex c (d.h. der Frequenzdifferenz) untersucht (81). Entsprechende Maximalwerte werden mit einem Schwellwert 82 verglichen (Schritt 83); als Schwellwert 82 dient ein maximales Rauschen, welches ebenfalls aus dem Absolutwertsignal selbst ermittelt werden kann, bspw. aus dem Rauschen der anderen Korrelatoren oder einer Mittelung über alle Korrelatoren. Werte, die diesen

Schwellwert überschreiten werden in einem Datenspeicherelement (bspw. einem FIFO-Speicher mit einigen wenigen Speicherplätzen) gespeichert, wobei auch die Zeit t und — ggf. — der Korrelatorindex c gespeichert wird. In einem weiteren Schritt 84 wird die Zeit- und Korrelatordifferenz zwischen abgespeicherten Werten verglichen. Wenn abgespeicherten Maxima sinnvoll sind und Code-Symbole repräsentieren, sind .sie zeitlich in regelmässigen Abständen einer Codelänge + wenige Chips vorhanden und haben einen übereinstimmende oder höchstens um 1 abweichenden Korrelatorindex. Mit dem Bezugszeichen 85 ist die Peaksuche bezeichnet.

Sobald eine Serie solcher sinnvoller Maxima gefunden wurde, wird das Akquisitionsverfahren beendet, und die Zeit t, sowie der regelmässige Zeitabstand T und ggf. der Korrelatorindex C des „richtigen" Korrelators werden an eine nächste Stufe weitergegeben, welche hier mit „Tracking" bezeichnet wird und welche in Figur 7 schematisch dargestellt ist. Mit „Tracking" ist ein Vorgang gemeint, bei welchem das Empfänger-Timing dem Sender nachgeführt wird, s.u. Dazu kann das „Early-Late-Gating" verwendet werden. Der regelmässige Zeitabstand T entspricht der Bitlänge (und, falls 1 Code pro Bit gewählt wurde, einer Codelänge). Er muss unter Umständen nicht der Akquisitionsstufe entnommen werden, vielmehr kann auch die bekannte Bit- bzw. Codelänge (Tb) verwendet werden.

Die Tracking-Stufe weist einen oder mehrere Tracking-Receiver auf welche je das Signal eines Korrelators verarbeiten. Typischerweise steht für das Signal des im Akquisitionsverfahren ausgewählten Korrelators C sowie für die beiden benachbarten Korrelatoren C-I und C+\ je ein Tracking-Receiver zur Verfügung. Es sind Verfahren denkbar, wo sich die C-I, C und C+l — Receiver gegenseitig helfen, die Korrelationspeak-Position nachzuführen. Das heisst, wenn ein Tracking-Receiver das Signal verliert, erhält er Informationen über die Signal-Position von einem anderen Tracking-Receiver.

Das in Figur 7 gezeigte Beispiel bedient sich des „Gatings" für das Tracking.

In jedem Gating-Receiver wird zunächst der Signal- Absolutwert der extrapolierten jeweils nächsten Peak-Position mit seinen Nachbarwerten verglichen. Dazu werden zunächst eingehende Absolutwerte des entsprechenden Korrektors verarbeitet. Ein Dezimator 91 wählt jeweils ausgehend vom konsolidierten Zeitpunkt t eines Peaks (repräsentierend ein Code-Symbol) eine Abfolge von drei Werten entsprechend t+T (dem vermuteten Zeitpunkt des nächsten Peaks), t+T A und t+T+1 (die unmittelbar benachbarten Signalwerte). In einem nachfolgenden Entscheider werden vier Fälle unterschieden:

1. Der grösste Wert der drei Datenpunkte ist der Mittlere (entsprechend t+T). Dann wurde die peak-Position korrekt extrapoliert. Die Position des nächsten Code- Symbols ist t:=t+T.

2. Die drei Werte stellen eine monoton abfallende Folge dar. Dann ist der nächste Peak früher als extrapoliert. Die Position des nächsten Code-Symbols ist t:~t+T- 1.

3. Die drei Werte stellen eine monoton ansteigende Folge dar. Dann ist der nächste Peak später als extrapoliert. Die Position des nächsten Code-Symbols wird als t:=t+T+\ gesetzt.

4. Der kleinste Wert der drei Datenpunkte ist der Mittlere (entsprechend t+T). Dann ist davon auszugehen, dass die Peakposition vollkommen verfehlt wurde. Die

Peak-Position t wird für den betreffenden Gating-Receiver verworfen. Sofern alle

Gating-Receiver eine Position einmal oder mehrmals verwerfen (bzw. sofern nur

ein Gating-Receiver vorhanden ist der Gating-Receiver eine Position verwirft), wird der Vorgang ganz abgebrochen und die Akqυisitionsstufe erneut in Gang gesetzt, ggf. nach weiteren Korrekturmechanismen.

Ein zweiter Dezimator 93 wählt aus den komplexen Signalwerten dasjenige aus, welches in seiner zeitlichen Position t dem vom Entscheider ausgewählten Absolutwert entspricht. Es kann vorgesehen sein, dass nebst dem ausgewählten Signal auch die beiden zeitlich benachbarten Signalwerte ausgewählt und die drei in einem nachfolgende Addierer 94 aufsummiert („combined") werden. Das Aufsummieren von drei zeitlich benachbarten Signalwerten ist dann sinnvoll, wenn als Abtastfrequenz die zweifache Chipping-Frequenz gewählt wurde. In Ausführungsformen mit höheren Abtastfrequenzen kann auch eine Summation über mehr als drei zeitlich hintereinanderliegnde Werte sinnvoll sein. In diesen Ausführungsformen kann auch die „gating" -Funktion aufwändigere Algorithmen beinhalten, wobei immer das Prinzip verfolgt wird, dass innerhalb eines Zeitfensters das Maximum des Peaks gesucht wird und — falls dieses nicht dem vorhergesagten Zeitpunkt entspricht - die Vorhersage für die Peak-Position entsprechend angepasst wird.

Ausgangsseitig resultiert pro Gating-Receiver ein Code-Symbol bzw. in Funktion der Zeit eine Abfolge von Code-Symbolen.

Die Dekodierung der gefundenen Code-Symbole wird nun anhand von Figur 8 beschrieben. Im Falle von mehreren Gating-Receivern wird in einem ersten Schritt — sofern sinnvoll — das Signal-Rauschverhältnis verbessert, indem die mit unterschiedlichen Gating-Receivern ermittelten, das Code-Symbol repräsentierenden Signale addiert werden. Dazu wird zunächst für jeden Gating-Receiver entschieden (Entscheidungsstufe 101), ob eine Auswertung der Code-Symbole sinnvoll ist. Als

Entscheidungskriterium dient bspw. die Information, wie häufig in obiger Unterscheidung die Situation aufgetreten ist, dass der mittlere Datenpunkt den kleinsten der drei Werte darstellt (Fall 4). Sofern das -je nach gewähltem Kriterium — mindestens einmal, mindestens zweimal, mindestens dreimal, ... vorgekommen ist, wird die entsprechende Abfolge von Code-Symbolen als nicht signifikant betrachtet und bspw. der ermittelte Wert durch Null ersetzt. Andernfalls nimmt man msgLen+l Code-Symbole für die weitere Verarbeitung (msgLen: Anzahl Datenbits inklusive Sync-Wort und Coding (CRC-) Bit(s)). Das zusätzliche Code-Symbol dient der DPSK-D ekodierung. Die drei Code-Symbole werden durch einen Addierer 103 kombiniert, wobei noch ein Abgleich 104.1, 104.2 der Phasen um einen Wert 2%l{T _carr lδ*T _sa ) erfolgt, wobei δ die Abweichung des betreffenden, dem Gating- Receiver zugeordneten Korrelator-Indexes vom ausgesuchten , zentralen' Korrelator C darstellt, T _carι =-\lf _catτ den Kehrwert der Trägerfrequenz und T _sa —Vf _S a den Kehrwert der Abtast-Frequenz. Im gezeichneten Beispiel ist δ=λ für den obersten Strang (Abgleich 104.1) 3=0 für den mittleren Strang und δ=l für den untersten Strang (Abgleich 104.2).

Die resultierende Abfolge von summierten Code-Symbolen kann „offline" - d.h. im Gegensatz zu den vorstehend beschriebenen Stufen nicht bzw. nicht notwendigerweise in der Datenübertragungs-Echtzeit — ausgeführt werden. Dazu wird zunächst durch einen DPSK-Demodulator 106 aus den summierten Code- Symbolen - diese stellen Phasendifferenz-Datensignale dar, wegen der eingangsseitigen DPSK-Modulation 33 - ein Bitstrom generiert. Für die DPSK- Demodulation kann auch hier die Formel Sign (Re(T ₅ . • rζ_ _x )) oder ein anderes, bspw. Entscheidungsbaum-basiertes Vorgehen angewandt werden.

Im Zusammenhang mit der DPSK-Demodulation kann sich noch das Problem ergeben, dass aufgrund der vorstehend beschriebenen Ungewissheit bezüglich der

Phase zwischen zwei aufeinanderfolgenden Code-Symbolen eine Rotation der Phase um jeweils mehr als π/2 stattfindet. Dann ergibt die Formel Sign (Re(T ₄ . -T^ ₁ )) nicht die übermittelte Daten-Bitfolge sondern als Artefakt eine nicht aussagekräftige Symbolfolge. Aus diesem Grund wird zunächst die Symbolfolge der Länge msgLen genommen (107) und mittels Fehler-Detektion und -Korrektur, bspw. Fehler-Test und/oder Korrektur 111 auf Konsistenz untersucht. Sofern ein zyklisch dekodierbarer Code verwendet wird, besteht der Fehler-Test aus einer einzigen Berechnung an der vorliegenden Symbolfolge, auch wenn die Reihenfolge nicht bekannt ist. Wenn das nicht der Fall ist, muss die Code-Symbolfolge wie gezeichnet maximal msgLen mal rotiert (112) werden, um zum richtigen Startpunkt zu gelangen. Sobald der Fehler- Test Konsistenz der Symbolfolge anzeigt, handelt es sich um die gesuchte Bitfolge. Das Verfahren mit Fehlertest 111 und ggf. mehrmaligem Rotieren 112 kann auch als ein zyklisches Dekodieren betrachtet werden.

Es können zusätzliche Massnahmen vorgesehen sein, mit denen die Plausibilität der empfangenen Symbolfolge untersucht wird, bspw. indem im Datenwort zusätzlich zum vorstehend Beschriebenen mindestens ein Bit für einen Konsistenztest reserviert wird. Der Test kann als CRC -Test oder äquivalenter Test ausgebildet sein. Durch einen solchen Test kann erkannt werden, wenn bspw. eines der dekodierten Code- Symbole falsch ist. Dadurch kann auch die Wahrscheinlichkeit vermindert werden, dass aufgrund einer falschen Fehlerkorrektur ein Code-Symbol in die falsche Richtung korrigiert wird.

Die Symbolfolge wird zur weiteren Verarbeitung (suche des Sync-Wortes, nachfolgend beschrieben) weitergegeben. Ansonsten wird die Phase zwischen zwei Code-Symbolen um jeweils δφ _m =mπ/2 für m=l, 2, 3 gedreht und die DPSK- Demodulation 106 und der anschliessende Konsistenztest erneut durchgeführt, bis eine konsistente Symbolfolge — die gesuchte Bitfolge — gefunden wurde. Bei der

Drehung δφ _m handelt es sich um eine relative Drehung, d.h. die Phase jedes Code- Symbols wird um einen Wert δφ _m weiter gedreht als das vorherige, d.h. bspw. für m=l werden die Phasen nacheinander folgender Symbole um 0, π/2, π, 3π/2, etc. gedreht.

Bei dieser Phasendrehung δφ _m handelt es sich eigentlich um eine Feinkorrektur, welche in Ergänzung der (groben, d.h. Sample-weisen) Phasendrehung 63 gemäss Fig. 5 vorgenommen wird und dem Umstand Rechnung trägt, dass auch beim am besten passende gefundene Korrelator eine kleine Abweichung zwischen der Senderund Empfängerseitigen Taktung vorhanden ist, welche sich in einer Phasendrehung zwischen den Code-Symbolen äussert. Die Notwendigkeit einer Phasendrehung δφ _m kann vermieden werden, wenn die Korrelatoren der Korrelatorbank näher beieinander gewählt werden als vorstehend beschrieben, so dass eine Feinkorrektur nicht mehr notwendig ist.

Von der Daten-Bitfolge ist a priori nicht bekannt, bei welchem Bit die Daten beginnen, d.h. die gewünschte Information kann nicht a priori entnommen werden.

Weil die Daten ständig wiederholt ausgesandt werden und der Anfangszeitpunkt der empfängerseitigen Signalerfassung nicht von vornherein bekannt ist, muss vielmehr in einem ersten Schritt der wirkliche Anfang der Daten-Bitfolge ermittelt werden. Zu diesem Zweck wird vorzugsweise ein Syncwort für die Suche des Anfangspunktes verwendet, wie das eingangs schon beschrieben wurde. Durch höchstens msgLen- malige Rotation 121 der Bitfolge wird das Syncwort gesucht 122. Sobald es gefunden worden ist, werden das Syncwort und ggf. die Coding- Bits entfernt (strip

123) und die verbleibenden Bits als Daten (Data out) zur weiteren Verarbeitung weitergeleitet. Das Verfahren mit Suche nach dem Sync-Wort und ggf. mehrmaligem Rotieren 121 kann auch als ein antizyklisches (d.h. auf der Identifizierung eines genau definierten Anfangszpunktes der Meldung beruhendes) Dekodieren betrachtet

werden. Das hier beschriebene Vorgehen funktioniert dann, wenn das Muster des Sync- Wortes in den Datenbits nicht oder nur mit sehr kleiner Wahrscheinlichkeit vorkommt.

Je nach Ausführungsform kann auch der Fehler-Test nur dann Konsistenz anzeigen, wenn die Folge der Code-Symbole einen eindeutigen, feststehenden Anfangspunkt hat (vollständig antizyklischer Fehler-Test). In einem solchen Fall ist die Suche nach dem Sync-Wort (und somit das Syncwort selbst) nicht notwendig. Dann wird der Anfangspunkt direkt durch den Fehler-Test erkannt. In diesem Fall ergibt sich der Anfangspunkt des Datenwortes aus dem Code ergibt (kommafreie Codes).

Andererseits kann auch bei Vorliegen eines genügend langen Sync- Wortes der CRC- Test weggelassen werden. Der Konsistenztest, der zur Behebung der vorstehend erwähnten, phasenbedingten Ungewissheit bei der DPSK-Demodulation notwendig ist, beschränkt sich dann auf eine Suche der Syncwort-Bits, welche ihrerseits die höchstens msgLen-maUge Rotation der Bitfolge beinhaltet. Wenn das Syncwort gefunden wird, wird Konsistenz angenommen, und gleichzeitig ist auch der Anfangspunkt gefunden. Diese Ausführungsform bringt allerdings eine reduzierte Sicherheit mit sich, wird doch ein fehlerhaftes Bit nicht erkannt, und Fehlerkorrekturen sind nicht möglich. Die Ausführungsform ist daher insbesondere geeignet für gegenüber Datenübertragungsfehlern robuste Systeme.

Wie bereits erwähnt kann das Datentwort auch zyklich codiert sein. Dann entfällt die Suche nach dem Sync-Wort.

Ein erfindungsgemässes System für die übertragung von Informationen ist in Figur 10 gezeichnet. Zwischen einem portablen Gerät 1 und einem Schreib- und/oder

Lesemodul 2 können kapazitiv und/oder resistiv über den Körper eines Benutzers 3 Daten ausgetauscht werden. Zu diesem Zweck weist das portable Gerät 1 zwei Elektroden 201, 202 auf, zwischen welchen durch einen Signal-Generator 203 eine zeitabhängige elektrische Spannung angelegt werden kann. In der Figur ist auch noch ein Datenspeicher 204 illustriert, welcher zu übermittelnde Daten enthält. Das portable Gerät wird beispielsweise vom Benutzer auf dem Körper getragen, zum Beispiel in der Hosentasche. Dabei ist die erste Elektrode 201 körpernäher als die zweite Elektrode 2O2.Unter Umständen kann auch die erste Elektrode den Körper unmittelbar berühren. Das Schreib- und/oder Lesemodul 2 weist einen Detektor 213 (im einfachsten Fall im Wesentlichen bestehend aus einem Verstärker; der Detektor kann aber auch komplizierter aufgebaut sein und bspw. Diskriminationsmittel etc. aufweisen) auf, welcher eine Spannung zwischen einer ersten Empfängerelektrode 211 und einer zweiten Empfängerelektrode 212 detektieren kann. Die erste Empfängerelektrode 211 kann als Bedien- oder Berührungsfläche ausgebildet sein. Sie kann ein Teil des Schreib- und/oder Lesemoduls sein, oder das Modul kann auch lediglich Kontaktmittel (bspw. einen Drahtkontakt) zu einem nicht zum Modul gehörenden metallischen Körper - bspw. einem Türdrücker oder einer Türknopf - aufweisen, welche als die erste Elektrode fungiert. Auch die zweite Elektrode ist nicht notwendigerweise ein Bestandteil des Moduls selbst. Wenn sich der Benutzer 3 in unmittelbarer Nähe der ersten Empfängerelektrode befindet — bspw. indem ein Finger sie berührt oder fast berührt - kann zwischen dieser und der zweiten Elektrode eine zeitabhängige Spannung induziert werden, welche von der Spannung zwischen den Elektroden des portablen Geräts abhängt. Dieses Prinzip ist an sich aus den einleitend erwähnten Schriften bekannt und soll hier nicht weiter erklärt werden. Vom Detektor detektierte Spannungssignale können von einer Datenakquisition- und Dekodierungseinheit 215 in der vorstehend beschriebenen Art bearbeitet werden.

Die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen sind blosse Beispiele, wie die Erfindung implementiert werden kann. Andere Implementationen sind möglich, ohne dass auf die wesentlichen Vorteile der Erfindung verzichtet werden muss. Als erstes

Beispiel sei. erwähnt, dass die Akquisition - unter Zuhilfenahme einer Korrelatorbank oder auch nur mit einem einfachen Korrelator — auch ohne mehrfaches „Combining" möglich ist. Dann ist auch kein Schätzen des relativen Vorzeichens bspw. mittels DPSK- demodulationsartiger Operation für die Ermittlung des relativen „Vorzeichens" notwendig.

Auch andere Verfahren der digitalen Datenmodulation als BPSK sind verwendbar, bspw. QPSK oder andere. Ausserdem ist die hier vorgeschlagene Beziehung zwischen Codelänge und Bit-Länge keineswegs eine Notwendigkeit; auch andere, vorzugsweise definierte Beziehungen zwischen einer Bit- (Symbol-)Länge und einem Code sind möglich.

Während vorstehend eine Akquisition mittels nicht datenunterstütztem Combining beschrieben wurde, ist die Erfindung auch mit datenunterstützten Akquisitionsverfahren realisierbar.

Schliesslich sei erwähnt, dass die Begriffe „portables Gerät" und „Schreib- und/oder Lesemodul" zum besseren Verständnis der Erfindung gewählt wurden und die

Anordnung der entsprechenden Elemente nicht verbindlich festlegen. Insbesondere kann auch vorgesehen sein, dass ein vom Benutzer zu tragendes Gerät einen

Empfänger für die kapazitiv-resistive Kopplung aufweist und als Schreib- und/oder

Lesemodul dient. Alternativ und/oder ergänzend kann das mit dem Sender versehene Gerät auch mindestens vorübergehend an einen Ort gebunden sein, d.h. es muss nicht zu jedem Zeitpunkt portabel sein.