PROCEDE DE TRANSMISSION DE SIGNAUX MULTI-PORTEUSES DANS UN SYSTEME MULTI-ANTENNES

1. Domaine de l'invention

La présente invention se rapporte au domaine des télécommunications. Au sein de ce domaine, l'invention se rapporte plus particulièrement aux communications dites numériques. Les communications numériques comprennent en particulier les communications sans fil par voie hertzienne ainsi que les communications filaires. Le support de transmission des communications est couramment appelé canal de transmission ou de propagation, à l'origine en référence à un canal aérien et par extension en référence à tout canal.

L'invention concerne l'émission et la réception dans un système multi-antennes, en particulier de type MIMO ("Multiple Input Multiple Output " pour " Entrées Multiples Sorties

Multiples") ou MISO ("Multiple Input Single Output" pour "Entrées Multiples Sortie Unique") mettant en œuvre des porteuses multiples [mettant en œuvre une matrice de précodage]. Dans un système à plusieurs antennes d'émission ou de réception, il y a autant de canaux de transmission que de paires d'antennes émission-réception. L'invention s'applique aux systèmes multi-antennes multi porteuses mettant en œuvre au moins deux antennes d'émission et au moins une antenne de réception, que ce soit pour de la diffusion d'informations ou pour des communications.

L'invention peut s'appliquer aux communications sur voie montante (d'un terminal vers une station de base), ainsi qu'aux communications sur voie descendante (d'une station de base vers un terminal).

Un exemple d'application de l'invention est le domaine des communications fixes ou radio mobiles, notamment pour les systèmes DVB-T, pour les systèmes de quatrième génération et suivantes typiquement dits B3G (acronyme de Beyond 3 ^rd Génération). Ces systèmes comprennent en particulier les systèmes MC-CDMA ("Multi-Carrier Coded Division

Multiple Access"), OFDMA ("Orthogonal Frequency Division Multiple Access") en voie descendante ou montante avec un schéma de transmission de type MIMO ("Multiple Input Multiple Output"), dans lesquels les données à transmettre sont réparties dans des trames temps-fréquence. L'invention s'applique en particulier à tout type de système avec modulation

OFDM par exemple de type OFDMA, LP-OFDM, ou à des systèmes de type IFDMA.

L'invention concerne plus particulièrement une technique d'émission et une technique de réception d'un signal multi porteuses de type OFDM permettant d'exploiter au mieux la diversité spatiale et la capacité de transmission d'un système multi-antennes. 2. Art antérieur On connaît à ce jour plusieurs types de modulations multi porteuses de type OFDM.

Parmi celles-ci, la technique de modulation la plus classique comporte un système d'égalisation particulièrement simple, basé sur l'insertion d'un intervalle de garde. Cet intervalle de garde, encore appelé préfixe cyclique, assure un bon comportement face aux échos, au prix d'une perte en efficacité spectrale. En effet, pendant cet intervalle de garde, on ne transmet pas d'information utile, de manière à garantir que toutes les informations reçues proviennent d'un même symbole multi porteuses. On combat ainsi efficacement des phénomènes d'échos dus d'une part à l'effet Doppler et d'autre part aux trajets multiples lors de la propagation qui se traduisent à la réception par de l'IES ("Interférence Entre Symboles", ou en anglais ISI). Dans le cas d'un système à plusieurs antennes à l'émission, les interférences observées à la réception ont en outre pour origine la présence de plusieurs signaux émis simultanément par les différentes antennes d'émission qui induisent une interférence dite entre antennes ou spatiale.

Les systèmes d'émission/réception comprenant de multiples antennes sont déjà bien connus. Un tel système est représenté de manière schématique à la figure 1. Le système comporte un émetteur EM, au moins deux antennes d'émission TXi, TX ₂ , une ou plusieurs antennes de réception RXi, RX ₂ et un récepteur RE. Les signaux rayonnes par une antenne d'émission sont transmis aux antennes de réception par le canal de propagation CT. Par simplification, le canal de propagation englobe souvent les antennes d'émission et de réception. Certains de ces systèmes utilisent un codage spatial, un codage espace-temps ou espace-fréquence associé à une modulation multi porteuse en particulier de type OFDM qui permet d'exploiter la diversité spatio-temporelle de ces systèmes.

Les premiers systèmes proposés utilisaient tous des codes espace-temps en blocs orthogonaux. Ainsi, Alamouti, dans "A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications", IEEE J. Sel. Areas Comm., 1998, 16, (8), pp. 1451-1458, a présenté le premier système utilisant un code espace-temps en blocs orthogonal à rendement de 1 (où le rendement est défini comme le rapport entre le nombre N de symboles de données différents émis et le nombre L de temps symboles multi porteuses pendant lequel ils sont émis), pour deux antennes d'émission. Un symbole de données désigne couramment la sortie d'un module de transformation qui met en forme l'information à transmettre selon une constellation donnée (QPSK, QAM,...). Un symbole multi porteuses représente le multiplexage par un multiplexeur multi porteuses, communément appelé multiplex OFDM, qui consiste à répartir les symboles de données sur les sous porteuses du multiplexeur et à effectuer la somme pondérée des symboles de données par des coefficients de Fourier. Cette sommation pondérée est effectuée au moyen d'une transformée de Fourier inverse. Il est courant que certaines sous porteuses soient réservées pour des symboles particuliers tels des pilotes. Le terme symbole est utilisé

dans la suite du document pour désigner les différents types de symboles et en particulier les symboles de données et les symboles pilotes.

Dans le cas d'une modulation OFDM, on fait couramment l'hypothèse que le canal est plat sur chaque sous porteuse. Mis à part l'introduction de bruit, ceci équivaut à dire que l'effet du canal de propagation se traduit sur chaque symbole transmis sur une sous-porteuse, à un temps symbole OFDM donné, par la multiplication par un simple coefficient complexe.

La figure 2 illustre un codage espace-temps selon un schéma d'Alamouti pour deux antennes d'émission TXi, TX ₂ et une antenne de réception RXi. Dans ce cas, Q=2 symboles Si, S ₂ indépendants sont codés pendant un temps égal à deux durées symbole OFDM. Le principe de S. Alamouti est de créer un schéma de codage assurant en réception un découplage des symboles transmis et permettant ainsi un décodage à maximum de vraisemblance linéaire. Le motif orthogonal de codage s'exprime par la matrice C :

En référence à la figure 2 et en supposant que le canal ne varie pas sur au moins un temps symbole OFDM, les équations en entrée du récepteur sont : à l'instant ti : yi= hiSi+h ₂ S ₂ +ni, (2) à l'instant t ₂ : y ₂ = -his ^* ₂ +h2S ^* i+n ₂ , (3) avec t ₂ ⁼ ti+T, T étant la durée d'un symbole OFDM, avec ni, n ₂ le bruit introduit par le canal de propagation CT respectivement aux temps ti et t ₂ , hi, h ₂ les coefficients respectifs des sous canaux de propagation des antennes d'émission TXi et TX ₂ vers l'antenne de réception RXi supposés constants sur au moins la durée T d'un symbole OFDM. Ces équations peuvent être exprimées sous forme matricielle :

La matrice du code C vérifie la condition d'orthogonalité suivante Avec I ₂ la matrice identité de dimension deux.

En réception, les signaux reçus yi et y ₂ peuvent être exprimés sous la forme suivante qui traduit l'effet du canal sur la transmission des signaux émis selon un schéma d'Alamouti avec comme hypothèse que le canal est constant sur au moins un temps symbole OFDM :

avec h _t les coefficients du canal de propagation et * l'opérateur "conjugué". Les relations (6) respectent bien la relation :

HH ^R = \\hf Z ₂ = ^ ₁ I ² + \h ₂ \ ² )l ₂ (7) avec ^H l'opérateur "hermitien".

Le décodage consiste simplement à multiplier le vecteur équivalent reçu y par la matrice H ^H . Le vecteur en sortie s'écrit: j = H ^H y = H ^u (Hs + n) = \h s + n (8)

Les symboles si et S ₂ peuvent donc être décodés en utilisant deux détecteurs à seuil qui satisfont le critère optimal de décision de maximum de vraisemblance ML.

La modulation OFDM/OQAM ("Orthogonal Frequency Division Multiplexing/Offset Quadrature Amplitude Modulation") est une alternative à cette modulation OFDM classique et a été conçue pour éviter la perte en efficacité spectrale due à l'introduction d'un intervalle de garde.

Plus précisément, la modulation OFDM/OQAM ne nécessite pas la présence d'un intervalle de garde, ou d'un préfixe cyclique, grâce à un choix judicieux de la fonction prototype modulant chacune des porteuses du signal qui permet de bien localiser chacune des porteuses dans l'espace temps-fréquence. Pour exemple de fonction prototype, on peut citer la fonction Iota, décrite en particulier dans la demande de brevet FR 2 733 869, qui a pour caractéristique d'être identique à sa transformée de Fourier.

Pour lutter contre les interférences, la démarche normale consiste à appliquer le schéma d'Alamouti pour une modulation OFDM/OQAM. Selon ce type de modulation, les symboles émis a _{m n} sur une porteuse m à un instant n sont des réels et la matrice de codage peut s'exprimer sous la forme :

La formulation précédente peut s'exprimer de manière concise sous la forme :

Dans le cas d'une modulation OFDM/OQAM, le récepteur reçoit les symboles α, déphasés par les coefficients de canal auxquels s'ajoute une interférence intrinsèque Ii due à l'orthogonalité réelle. Même en supposant une estimation de canal parfaite, il n'est donc à priori pas possible de récupérer les symboles transmis en utilisant une seule antenne de réception. En faisant abstraction du bruit, les symboles reçus après démodulation sur une porteuse m aux instants respectifs t'i et t' ₂ avec t ¹ ₂ =t' ₁ +T peuvent s'exprimer sous la forme suivante : r _x = h _x a _x + 1 _λ (a _λ )+ H ₂ Q ₂ ^ I ₁ (U ₂ ) _(U) r ₂ = /T ₂ O ₁ H- Z ₂ (a _λ ) - H ₁ Ci ₂ + I ₂ {a ₂ ) ₍ i ₂ ) équations dans lesquelles Ii (a,) est l'interférence intrinsèque affectant le symbole a, à l'instant t'i, interférence qui dépend des symboles voisins entourant a, à l'instant t'[ et I ₂ (a,) est l'interférence intrinsèque affectant le symbole a. _λ à l'instant t' ₂ , interférence qui dépend des symboles voisins entourant a, à l'instant t' ₂ . L'interférence I _t comprend les effets d'interférence due à l'émission de signaux simultanément sur plusieurs antennes, elle comprend donc l'interférence spatiale. Malgré l'orthogonalité (ou la quasi orthogonalité) qui existe entre un symbole et son interférence intrinsèque et malgré une connaissance du canal supposée parfaite, il n'est pas possible de résoudre ce système d'équations en suivant la même démarche qu'en OFDM classique. En effet, ce système comprend deux équations avec six inconnues, les deux symboles émis a _ls a ₂ et les quatre termes d'interférences Ii(ai), Ii(a ₂ ), I ₂ (ai), I ₂ (a ₂ ).

Contrairement à une transmission OFDM classique avec un schéma d'Alamouti, une transmission OFDM/OQAM avec un codage espace temps réel génère par construction à la réception des interférences relative à un instant d'émission qui rendent impossible le traitement des interférences entre deux instant d'émission successifs. En effet, il n'est pas envisageable de supposer que les interférences Z ₁ («, ) et /,(α ₂ ) sont respectivement égales à / ₂ (α,) et / ₂ (α ₂ ) car : l'interférence intrinsèque /,(«,) (/=1,2) dépend des symboles voisins (dans le plan temps- fréquence) entourant a, à l'instant t'i, l'interférence intrinsèque I ₂ (α, ) (/= 1 ,2) dépend des symboles voisins (dans le plan temps- fréquence) entourant a, à l'instant t' ₂ , et les voisins de a, à t'i sont différents des voisins de a, à l'instant t' ₂ . Par conséquent, pour /=1,2 /, (α, ) ≠ I ₂ (α, )

En outre, des simulations ont permis de vérifier que la variance de l'interférence intrinsèque est égale à la variance des symboles réels. En considérant toutes ces interférences

comme du bruit, le niveau global du bruit augmente énormément, et il n'est pas possible d'obtenir un taux d'erreur binaire T _eb acceptable.

Par conséquent, dans le cas d'une modulation OFDM/OQAM il n'est pas possible d'utiliser un schéma d'Alamouti à l'émission pour lutter contre les interférences à la réception. 3. Exposé de l'invention

L'invention a notamment pour objectif de proposer un schéma d'émission qui permette de lutter contre les interférences à la réception dans le cas d'une modulation OFDM/OQAM pour un système à au moins deux antennes à l'émission.

Cet objectif, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints à l'aide d'un procédé d'émission d'un signal multi porteuses destiné à être mis en œuvre par un système à

N _t antennes d'émission, où Nt est supérieur ou égal à deux, Nr antennes de réception, où Nr est supérieur ou égal à un, du type mettant en œuvre une répartition de symboles avant émission suivant un plan temps fréquence et mettant en œuvre une modulation

OFDM/OQAM, dans lequel la répartition des symboles est effectuée sur des blocs de taille déterminée n _t .nf avec nt>3 et nt>3 . Le procédé comprend un codage espace temps de type réel par un codeur espace temps de matrice de codage Nt x N et de rendement Nc/N déterminés pour générer Nt séquences codées de N blocs de symboles d'une séquence d'entrée de Nc blocs de symboles.

L'invention a en outre pour objet un émetteur adapté pour mettre en œuvre un procédé d'émission selon l'invention. L'émetteur comprend un codeur espace temps de type réel de matrice de codage Nt x N et de rendement Nc/N déterminés adapté pour répartir des symboles sur des blocs de taille déterminée n _t .nf avec nt>3 et n _f >3 pour générer Nt séquences codées de

N blocs de symboles d'une séquence d'entrée de Nc blocs de symboles.

Ainsi, le procédé et l'émetteur conformes à l'invention effectuent un codage espace temps par bloc de blocs d'au moins trois symboles contrairement aux techniques connues qui font du codage espace temps par bloc de symboles.

Le procédé ainsi que l'émetteur conformes à l'invention résolvent le problème posé. En effet, en effectuant le codage espace temps réel sur une séquence de blocs temps fréquence de symboles d'au moins trois symboles sur les deux dimensions temporelle et fréquentielle et non plus sur un bloc de deux symboles, ceci permet de garder les mêmes voisins pour les symboles à l'intérieur d'un bloc entre deux blocs successifs d'une séquence. Les symboles à l'intérieur d'un bloc sont tous les symboles répartis dans le plan temps fréquence d'un bloc sauf ceux répartis sur la l ^ere et la dernière colonnes et sauf ceux répartis sur la l ^ere et la dernière lignes du bloc. Pour les symboles a, à l'intérieur d'un bloc, les interférences /, («,) et I ₁ (a ₂ ) sont respectivement égales à / ₂ (α,) et I ₂ (cι ₂ ) car les voisins de a, à l'instant t'i sont les mêmes que les voisins de a! à l'instant t' ₂ : pour i=l,2 Z ₁ (α, ) = I ₂ (α, )

La taille maximale des blocs est celle qui permet d'obtenir un taux d'erreur binaire le plus faible. La taille maximale dépend du canal de propagation. Pour obtenir des résultats corrects, la taille est telle que le canal de propagation est invariant sur une durée ou une largeur de bande au moins égale à celle d'un bloc. Dans le cas d'un codage espace temps de type Alamouti effectué sur une séquence de deux blocs successifs en temps, la taille d'un bloc selon l'axe des temps est choisie telle que le canal de propagation est invariant sur la durée temporelle d'au moins un bloc. Dans ce cas, la taille des blocs dépend pour la dimension selon l'axe des temps du temps de cohérence du canal de propagation. Dans le cas d'un codage espace temps effectué sur une séquence de deux blocs successifs en fréquence, codage désigné parfois par les termes espace fréquence, la taille d'un bloc selon l'axe des fréquences est choisie telle que le canal de propagation est invariant sur la largeur de bande fréquentielle d'au moins un bloc. Dans ce cas, la taille des blocs dépend pour la dimension selon l'axe des fréquences de la bande de cohérence du canal de propagation. Selon un mode de réalisation particulier, le procédé comprend un codage de canal et les données à transmettre sont séparées avant codage de canal (dit par fois correcteur d'erreur) en deux flux distincts. Les données des deux flux sont codées par un codeur canal en utilisant des codes de rendement respectif différent pour chacun des flux. Le codeur peut consister en deux codeurs élémentaires utilisant le même code mais associé à un poinçonnage différent entre les deux codeurs élémentaires. Le codeur peut aussi consister en deux codeurs élémentaires utilisant des codes différents ayant un rendement différent. Les symboles sont répartis selon ce mode sur les blocs en réservant au moins les premier et dernier temps symbole OFDM d'un bloc aux symboles correspondant aux données préalablement codées avec le code à rendement le plus faible. Les symboles répartis en bord de blocs ne bénéficiant pas des mêmes voisins après le codage espace temps, l'utilisation d'un code avec un rendement plus faible pour ces symboles permet de pallier l'absence d'effet du traitement par bloc de blocs temps fréquence selon l'invention pour ces symboles pour lutter contre les effets d'interférences. Ce mode permet donc d'augmenter l'efficacité du procédé selon l'invention.

Selon ce mode, une répartition des flux suivant l'axe temporel est typiquement associé à un codage espace temps effectué sur une séquence de deux blocs Bl, B2 successifs en temps. Dans ce cas, la taille d'un bloc selon cet axe temporel doit être telle que les coefficients du canal de propagation puissent être considérés comme constants sur au moins la durée temporelle d'un bloc. Une répartition des flux suivant l'axe fréquentiel est typiquement associé à un codage espace temps effectué sur une séquence de deux blocs Bl, B2 successifs en fréquence. Dans ce cas, la taille d'un bloc selon cet axe fréquentiel doit être telle que les coefficients du canal de propagation puissent être considérés comme constants sur au moins la bande fréquentielle d'un bloc.

Selon un mode de réalisation particulier, la taille des blocs selon l'axe des fréquences est égale à la taille d'un bloc de données attribué à un utilisateur en référence par exemple à un entrelacement par bloc effectué en amont dans la chaîne d'émission. Dans le cas où cette taille est égale au nombre de porteuses de données du modulateur OFDM, ceci peut permettre de répartir les symboles correspondant sur l'ensemble de la bande de fréquence et donc de faire bénéficier à un utilisateur de l'ensemble de la bande fréquentielle. Ainsi, un utilisateur n'est à priori pas plus défavorisé que les autres utilisateurs par les perturbations dans la bande introduites par le canal de propagation puisque les symboles d'un utilisateur peuvent être répartis sur toute la bande. Dans un autre cas où cette taille est inférieure au nombre de porteuses de données du modulateur OFDM, ceci peut être associé à une technique OFDMA, les symboles de cet utilisateur étant alors distribués sur une partie de la bande.

En outre, l'invention a pour objet un procédé de réception adapté à recevoir un signal multi porteuses émis selon un procédé d'émission selon l'invention. Le procédé de réception est destiné à être mis en œuvre par un système à Nt antennes d'émission où Nt est supérieur ou égal à deux, Nr antennes de réception où Nr est supérieur ou égal à un, le système mettant en œuvre une répartition de symboles avant émission suivant un plan temps fréquence et mettant en œuvre une modulation OFDM/OQAM. Le procédé de réception comprend l'étape : de décodage espace temps par un décodeur inverse d'un codeur espace temps de matrice de codage Nt x N et de rendement Nc/N déterminés pour générer Nt séquences codées de N blocs de symboles d'une séquence d'entrée de Nc blocs de symboles de taille n _t .n _f avec n _t ≥3 et nj>3, la taille n _t .n _t - tenant compte d'au moins une des deux estimations entre un temps de cohérence et une bande de cohérence d'un canal de propagation du signal multi porteuses, pour obtenir des valeurs estimées des symboles des Nc blocs en utilisant des valeurs des coefficients du canal de propagation du signal multi porteuses émis supposés constants sur au moins la durée n _t ou la bande n _f .

En outre, l'invention a pour objet un récepteur pour un système multi-antennes. Le récepteur comprend des moyens adaptés pour mettre en œuvre un procédé de réception selon l'invention. Le récepteur d'un signal multi porteuses destiné à un système à Nt antennes d'émission où Nt est supérieur ou égal à deux, Nr antennes de réception où Nr est supérieur ou égal à un, comprend : un module de démodulation OFDM/OQAM, un module adapté de décodage espace temps par un décodeur inverse d'un codeur espace temps de type réel de matrice de codage Mx N et de rendement Nc/N déterminés pour générer Nt séquences codées de N blocs de symboles d'une séquence d'entrée de Nc blocs de symboles de taille n _t .nf avec n _t >3 et n _f ->3, la taille n _t .n _t - tenant compte d'au moins une des deux estimations entre un temps de cohérence et une bande de cohérence d'un canal de propagation du signal multi porteuses, pour obtenir des valeurs estimées des symboles des

Nc blocs en utilisant des coefficients du canal de propagation supposés constants sur au moins la durée n _t ou la bande n _f .

En outre, l'invention a pour objet un système multi-antennes comprenant au moins un émetteur et un récepteur selon l'un des objets précédents. Dans le cadre de l'invention, le système multi antennes a au moins deux antennes d'émission et est aussi bien un système MIMO, qu'un système MISO. Dans la suite du document, un système MIMO doit être compris comme un système à plusieurs antennes d'émission quel que soit le nombre d'antennes de réception ( Nr > 1 ).

Selon une implémentation préférée, les étapes du procédé d'émission, respectivement de réception, sont déterminées par les instructions d'un programme d'émission incorporé dans un circuit électronique telle une puce elle-même pouvant être disposée dans un dispositif électronique tel un émetteur, respectivement un récepteur. Le procédé d'émission, respectivement de réception, selon l'invention peut tout aussi bien être mis en œuvre lorsque ce programme est chargé dans un organe de calcul tel un processeur ou équivalent dont le fonctionnement est alors commandé par l'exécution du programme.

En conséquence, l'invention s'applique également à un programme d'ordinateur, notamment un programme d'ordinateur sur ou dans un support d'informations, adapté à mettre en œuvre l'invention. Ce programme peut utiliser n'importe quel langage de programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de code intermédiaire entre code source et code objet tel que dans une forme partiellement compilée, ou dans n'importe quelle autre forme souhaitable pour implémenter un procédé selon l'invention.

Le support d'informations peut être n'importe quelle entité ou dispositif capable de stocker le programme. Par exemple, le support peut comporter un moyen de stockage, tel qu'une ROM, par exemple un CD ROM ou une ROM de circuit microélectronique, ou encore un moyen d'enregistrement magnétique, par exemple une disquette (floppy dise) ou un disque dur.

Alternativement, le support d'informations peut être un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé, le circuit étant adapté pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution du procédé en question. D'autre part, le programme peut être traduit en une forme transmissible telle qu'un signal électrique ou optique, qui peut être acheminé via un câble électrique ou optique, par radio ou par d'autres moyens. Le programme selon l'invention peut être en particulier téléchargé sur un réseau de type Internet.

4. Liste des figures D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront lors de la description qui suit faite en regard de figures annexées données à titre d'exemples non limitatifs. La figure 1 est un schéma d'un système de communication de l'art antérieur.

La figure 2 est une illustration d'un schéma de codage espace temps connu de type Alamouti.

La figure 3 est un schéma d'un système de transmission particulier selon l'invention permettant la mise en œuvre d'un procédé d'émission selon l'invention et d'un procédé de réception selon l'invention.

La figure 4 est un organigramme d'une réalisation d'un procédé d'émission selon l'invention.

La figure 5 est une illustration d'une répartition de symboles dans le plan temps fréquence effectuée avec un schéma de codage espace temps effectué sur deux blocs successifs en temps, par exemple de type Alamouti, selon un exemple de réalisation considérant deux flux de symboles.

La figure 6 est une illustration d'une répartition de symboles dans le plan temps fréquence effectuée avec un schéma de codage espace temps effectué sur deux blocs successifs en fréquence, selon un exemple de réalisation considérant deux flux de symboles. La figure 7 est une illustration d'une répartition de symboles dans le plan temps fréquence effectuée avec un schéma de codage espace temps effectué sur deux blocs successifs en temps, selon un exemple de réalisation considérant deux flux de symboles.

La figure 8 est un schéma d'une réalisation particulière d'un émetteur selon l'invention adapté pour permettre la mise en œuvre d'un procédé d'émission selon l'invention. La figure 9 est un schéma d'une réalisation particulière d'un récepteur selon l'invention adapté pour permettre la mise en œuvre d'un procédé de réception selon l'invention.

La figure 10 est une illustration d'une répartition de symboles dans le plan temps fréquence effectuée avec un schéma de codage espace temps effectué sur deux blocs successifs en temps avec une taille n _t xn _f de blocs de 12x8, selon un exemple de réalisation considérant deux flux de symboles.

La figure 11 est une illustration d'une répartition de symboles D; dans le plan temps fréquence effectuée avec un schéma de codage espace temps effectué sur deux blocs successifs en temps, selon un exemple de réalisation considérant deux flux de symboles.

5. Description d'un mode de réalisation de l'invention En regard de la figure 3, un procédé d'émission d'un signal multi porteuses selon l'invention est destiné à être mis en œuvre par un système SY à Nt antennes d'émission TXi, ...,TXNt, où Nt est supérieur ou égal à deux, Nr antennes de réception RX|,...,RXN _γ , Où Nr est supérieur ou égal à un, du type mettant en œuvre une répartition de symboles à transmettre suivant un plan temps fréquence et mettant en œuvre une modulation OFDM/OQAM. Le canal de propagation CT transmet les symboles de l'émetteur EM au récepteur RE. Le canal de propagation est considéré comme englobant les antennes d'émission et de réception. Selon l'exemple illustré Nt est égal à deux et Nr est égal à un.

La figure 4 représente un organigramme d'une réalisation d'un procédé d'émission selon l'invention. Le procédé 1 comprend : une répartition 2 sur des blocs de taille déterminée n _t .n _f avec n _t >3 et n _f >3 des symboles D] à transmettre, - un codage 3 espace temps de type réel de Nc blocs indépendants pour déterminer Nt séquences codées, chacune de longueur N (N blocs successifs de symboles). Le rendement du code est Nc/N et ce code peut être représenté par une matrice de taille NtxN

La détermination 4 d'une taille n _t .n _f de blocs temps fréquence tient compte d'au moins une des deux estimations entre un temps de cohérence et une bande de cohérence du canal de propagation. Les opérations précédentes ne se déroulent pas forcément séquentiellement dans le temps et peuvent tout aussi bien être simultanées et éventuellement imbriquées.

Deux types de codage espace temps sont à distinguer : un premier type qui correspond aux codages espace temps qui codent des symboles pris successivement en temps, un second type qui correspond aux codages espace temps qui codent des symboles pris successivement en fréquence.

Pour le premier type de codage espace temps, la taille n _t de blocs en temps doit correspondre à au moins trois temps symboles OFDM pour qu'il existe des symboles dits à l'intérieur d'un bloc dont les voisins restent les mêmes pour deux blocs consécutifs d'une séquence de codage de N blocs. Pour le second type de codage espace temps, la taille n _t de blocs selon l'axe fréquentiel doit correspondre à au moins trois symboles pour qu'il existe des symboles dits à l'intérieur d'un bloc dont les voisins restent les mêmes entre deux blocs consécutifs d'une séquence de codage de N blocs.

Quel que soit le type de codage espace temps, la taille maximum selon l'axe fréquentiel et selon l'axe temporel est celle qui permet d'obtenir les meilleures performances en termes de taux d'erreur binaire. La taille maximum dépend du canal de propagation considéré pour la transmission MIMO ou MISO. En effet, l'hypothèse est faite que le canal de propagation est invariant sur un bloc, en temps ou en fréquence en fonction du type de codage espace-temps.

La taille maximum selon l'axe fréquentiel et selon l'axe temporel dépend donc respectivement de la bande de cohérence et du temps de cohérence du canal de propagation.

Pour Nt antennes d'émission, les blocs de symboles sont regroupés par séquence de Nc blocs avant le codage espace temps de rendement Nc/N. N est la longueur d'une séquence de codage, N ≥ Nt , c'est-à-dire d'un mot de code espace temps.

Le codage espace temps d'une séquence de Nc blocs fournit Nt x N versions codées par le code espace temps "réel". Chacune de ces séquences de longueur N comprend Nc blocs indépendants. Le rendement de ce code espace temps est définit par le rapport Nc/N (nombre de blocs "utiles" transmis par unité de "temps-bloc", un temps-bloc étant le temps pour

transmettre un bloc de symboles). Les blocs codés sont envoyés sur chacune des Nt antennes et les Nt antennes transmettent simultanément un bloc codé tous les temps bloc.

Par exemple le code espace temps de type réel peut être le code d'Alamouti en réel. Dans un système à deux antennes d'émission et dans le cas d'un code d'Alamouti en réel, la valeur minimale de N est deux. Dans le cas où N est égal à deux, les versions suivantes des blocs sont transmises :

[Bl B2] sur l'antenne 1 [B2 -B1] sur l'antenne 2.

Dans le cas où N est égal à quatre et dans le cas d'un code espace temps de Tarokh, les versions suivantes des blocs sont transmises : [Bl B2 B3 B4] sur l'antenne 1 [B2 -Bl B4 -B3] sur l'antenne 2

Dans un système avec plus de deux antennes, par exemple Nt est égal à quatre antennes et N est égal à quatre blocs en temps, les versions suivantes des blocs sont transmises dans le cas d'un code espace temps de Tarokh : [Bl B2 B3 B4] sur l'antenne 1 [-B2 Bl -B4 B3] sur l'antenne 2 [-B3 B4 Bl -B2] sur l'antenne 3 [-B4 -B3 B2 Bl] sur l'antenne 4 Bi signifie que pour l'ensemble des symboles du bloc, les symboles sont transmis tels quels. -Bi signifie que pour l'ensemble des symboles du bloc, les opposés des symboles sont transmis.

Selon un mode de réalisation particulier, le procédé comprend en outre : une séparation des symboles à transmettre en deux flux distincts, - un codage canal, en amont du codage espace temps, en utilisant des codes de rendement différent entre les différents flux.

Le critère de séparation en deux flux peut être le type de symboles, symboles de données-symboles de contrôle, il peut être l'utilisateur, utilisateur 1 -utilisateur 2, il peut être lié à la source des données, source 1 -source 2 qui correspondent par exemple à deux types différents de service pour lesquels la QOS (acronyme des termes anglosaxons Quality Of

Service) garantie n'est pas la même...

Le procédé effectue un codage de canal de ces deux flux avec deux codages de rendements respectifs différents ; le flux deux est codé avec un rendement inférieur au rendement utilisé pour le flux un. Autrement dit, le flux deux est codé avec un code qui présente une capacité de correction plus importante que le code utilisé pour le flux un.

La figure 5 illustre une répartition possible des symboles Di, respectivement D ₂ , du flux un, respectivement du flux deux, dans deux blocs successifs Bl, B2 dans le cas d'un codage espace temps du premier type.

La figure 6 illustre une répartition possible des symboles Dj, respectivement D ₂ , du flux un, respectivement du flux deux, dans deux blocs successifs Bl, B2 dans le cas d'un codage espace temps du second type.

Selon ce mode, la taille minimale de bloc doit vérifier les contraintes suivantes.

Pour le premier type de codage espace temps, la taille de blocs est supérieure ou égale à une valeur minimum de trois symboles selon l'axe fréquentiel pour permettre la répartition des deux flux.

Pour le second type de codage espace temps, la taille de blocs est supérieure ou égale à une valeur minimum de trois symboles selon l'axe temporel pour permettre la répartition des deux flux.

La répartition sur des blocs des symboles des différents flux est, selon ce mode, effectuée en réservant au moins, dans le cas du premier type de codage espace temps, la première et dernière colonnes d'un bloc aux symboles du flux pour lequel le code canal a le rendement le plus faible comme illustré par la figure 5, respectivement la première et dernière lignes d'un bloc dans le cas du second type de codage espace temps comme illustré par la figure 6. Selon une mise en œuvre particulière, l'étape de répartition des symboles alloue plus d'emplacements dans le plan temps fréquence aux symboles du flux deux. La figure 7 illustre une telle mise en œuvre dans le cas où le procédé répartit les symboles D ₂ du flux deux sur les première, deuxième, avant dernière et dernière sous porteuses du bloc à chaque temps symbole OFDM et sur les premier, deuxième, avant dernier et dernier temps symbole OFDM à chaque porteuse d'un bloc.

La répartition du nombre d'emplacements temps fréquence entre les deux flux détermine le débit respectif alloué à chaque flux. Ceci permet donc d'attribuer un débit plus important à l'un des deux flux.

La figure 8 illustre un exemple d'émetteur EM adapté pour mettre en œuvre un procédé d'émission selon l'invention.

L'émetteur EM comprend un module f[ d'entrelacement binaire, un codeur de canal CODC, un module de transformation en symboles réels a _m , _n , un codeur espace temps COD, deux modules de modulation multi porteuses OFDM/OQAM. L'émetteur EM est relié à deux antennes d'émission TXi et TX ₂ . Le module f] d'entrelacement binaire entrelace de manière connue les données présentes en entrée. Le codeur de canal CODC est adapté pour distinguer deux flux de données d'entrée et pour coder les deux flux avec un code de rendement déterminé différent

entre les deux flux. Le module de transformation effectue le mapping des bits codés sur des symboles de donnée a _m , _n à valeurs réelles. Le codeur espace temps COD est adapté pour répartir les symboles de données d'entrée dans un plan temps fréquence dans des blocs B ₁ de taille déterminée n _t xn _f avec n _t >3 et n _f >3 et pour coder des séquences de Nc blocs pour générer par séquence, deux versions codées de la séquence, une par antenne d'émission. Avant d'être transmise par une antenne, une séquence codée est modulée par un modulateur multi porteuses selon une modulation OFDM/OQAM.

La figure 9 illustre un exemple de récepteur RE adapté pour mettre en œuvre un procédé de réception selon l'invention. Le récepteur RE est adapté à recevoir un signal émis par un émetteur selon l'invention.

Selon l'illustration, le récepteur RE est en relation avec une seule antenne RXl. Le système correspondant est donc un système MISO. Le récepteur RE comprend au moins les modules adaptés pour implémenter les fonctions inverses à celles mises en œuvre à l'émission. Ainsi, le récepteur RE comprend un module DEM de démodulation, un module DEC d'égalisation et de décodage espace temps, un module Re d'extraction des parties réelles du signal, un module f] ^"1 de desentrelacement, un module DECC de décodage de canal, un module d'estimation.

Le module DEM de démodulation effectue une démodulation multi porteuses typiquement au moyen d'une transformée de Fourier. Le module DEC effectue une égalisation au moyen d'une technique connue, par exemple une technique de forçage à zéro, en utilisant les coefficients h ₁₀ du canal de propagation. Ces coefficients sont connus, par exemple du fait de l'exploitation d'un préambule ou de signaux pilotes répartis dans la trame. Ce module est en outre adapté pour effectuer en outre l'opération inverse du codage espace temps mis en œuvre à l'émission par le module COD.

Le module Re extrait la partie réelle des signaux issus du décodage espace temps. La modulation mise en œuvre à l'émission étant une modulation OFDM/OQAM, seule la partie réelle comprend l'information utile.

Le module f] ' effectue l'opération inverse de l'opération d'entrelacement mise en œuvre à l'émission par le module d'entrelacement f].

Le module DECC est adapté pour effectuer le décodage canal en mettant en œuvre une fonction inverse à celle mise en œuvre à l'émission par le module CODC de codage de canal.

Une mise en œuvre d'un procédé d'émission et d'un procédé de réception conformes à l'invention est décrite ci-après à l'appui d'un exemple particulier. Le système considéré est de type MISO à deux antennes d'émission. Le codage canal code deux flux avec deux rendements de codage différents. La taille de bloc déterminée dans cet exemple est de n _t .n _t - =8x12 : huit symboles selon l'axe fréquentiel et douze symboles selon

l'axe temporel, soit quatre vingt seize symboles par bloc. Les symboles D2 du flux deux sont réparties le long des deux bords selon l'axe fréquentiel des blocs. La répartition pour deux blocs successifs Bl et B2 est représentée à la figure 10. Le codage espace temps est un codage d'Alamouti 2x1. A l'issue du codage espace temps le bloc Bl, puis le bloc B2 est transmis par l'antenne un et simultanément le bloc B2, puis le bloc -Bl est transmis par l'antenne deux.

Le procédé à la réception suppose que le canal de propagation est constant sur au moins la durée d'un bloc.

Le premier exemple de système considéré est choisi de type DVB-T : taille de la FFT = 2048, nombre de porteuses modulées = 1512.

Le nombre de blocs pour l'ensemble de la bande est donc : 1512/8=189. Le système étant de type MISO, le canal de propagation comporte deux sous-canaux : de l'antenne d'émission un à l'antenne de réception et de l'antenne d'émission deux à l'antenne de réception. Chaque sous canal est caractérisé par un coefficient h;, i=l,2. La détermination de ces coefficients par le récepteur est effectuée selon des techniques connues, typiquement par l'exploitation d'un préambule ou par l'exploitation de pilotes.

Les signaux reçus par le récepteur peuvent s'exprimer de la manière suivante : au temps bloc t _t : Rl = hiBl+h ₂ B2, (13) au temps bloc t ₂ : R2 = h ₁ B2 - h ₂ Bl. (14) Le module DEC décode comme suit dans le domaine complexe : estimées sur les symboles du bloc Bl : Bl = (h ₁ Rl-h ₂ R2)/(hi ² + h ₂ ² ) (15) estimées sur les symboles du bloc B2: B2 = (h ₂ Rl-h,R2)/(h _! ² + h ₂ ² ) (16)

Comme illustré par la figure 11, les symboles transmis dans le voisinage des symboles Dl des blocs Bl et B2 (les huit symboles les entourant dans le plan temps fréquence) sont les mêmes dans les deux blocs provenant des deux antennes d'émission. L'interférence intrinsèque générée sur la partie imaginaire est donc la même sur les deux versions codées des blocs transmis respectivement par l'antenne un et par l'antenne deux. Ces symboles sont donc décodés sans biais (sans erreur supplémentaire due au codage/décodage espace temps).

Comme illustré par la figure 11, les symboles transmis dans le voisinage des symboles D2 des blocs Bl et B2 (les huit symboles les entourant dans le plan temps fréquence) sont différents dans les deux blocs provenant des deux antennes d'émission car la séquence des blocs est différente entre les deux antennes. Une erreur additionnelle apparaît donc due à cette différence de voisinage : l'interférence intrinsèque est différente et le calcul de BJ _. et B2 selon les expressions (15) et (16) génère un biais. Pour pallier ce problème, les symboles D2 sont encodés indépendamment des symboles Dl en utilisant un code correcteur d'erreur plus puissant que celui utilisé pour coder les données Dl, lors du codage canal.

Le décodage des deux flux s'effectue ensuite de manière similaire au décodage mis en œuvre dans le cas d'une réception OFDM/OQAM SISO (Single Input Single Output) connue de l'art antérieur.

L'exemple suivant illustre l'étape de détermination de la taille d'un bloc. L'exemple prend comme hypothèse que le canal de propagation est de type Canal

Vehicular A avec une vitesse de déplacement du mobile de 60 km/h. Ce canal induit un étalement Tmax des échos de 2,5 μs. L'exemple prend en outre comme hypothèse que la fréquence porteuse du signal est de 2.5 GHz (hypothèse couramment utilisée pour les systèmes dimensionnés dans le cadre de l'instance de normalisation 3GPP LTE). Pour une vitesse de déplacement de 60 km/h (16,67 m/s), cela donne une fréquence Doppler de 140 Hz.

Le temps de cohérence lié a cette fréquence Doppler est de l/(2.Fd)=l/280 = 3,5 ms. La bande de cohérence liée à l'étalement des échos est de l/(2Tmax) =1/5 μs = 20OkHz.

Dans un système de type 3GPP LTE, en supposant une bande de transmission utile de 20 MHz, les paramètres sont les suivants :

Fréquence d'échantillonnage Fs = 30,72 MHz Nombre de sous porteuse sur la bande totale Fs: FFT = 2048 Sachant que le nombre de sous-porteuses utiles sur 20 MHz est d'environ 2/3*FFT alors :

- Temps symbole OFDM/OQAM = FFT/Fs * Vi = 33,33 μs - Largeur de bande d'une sous-porteuse = 15kHz

Taille maximum de bloc par rapport au temps et à la bande de cohérence : temps de cohérence = 105 symboles OFDM/OQAM Bande de cohérence = 13 sous-porteuses en fréquence.

Le canal est considéré comme sensiblement constant sur la bande de cohérence et le temps de cohérence. En prenant des blocs de ¹ A du temps de cohérence ou de Vi de la bande de cohérence, il est donc raisonnable de considérer que le canal est constant sur un bloc en temps ou sur un bloc en fréquence.

Dans le cas de l'exemple retenu ceci conduit à : des blocs de 26 symboles en temps, dans le cas de codage espace-temps avec des symboles successifs en temps. La proportion de données D2 à protéger par un code correcteur d'erreur plus puissant est donc de 2/26 ~ 7,6 %, en prenant une répartition des symboles D2 sur uniquement les deux colonnes extérieures d'un bloc. à des blocs de 7 symboles en fréquence, dans le cas de codage espace-temps avec des symboles successifs en fréquence. La proportion de données D2 à protéger par un code correcteur d'erreur plus puissant est donc de 2/7 ~ 28,6 % en prenant une répartition des symboles D2 sur uniquement les deux lignes extérieures d'un bloc.

Le second exemple de système considéré est choisi de type DVB-T2, avec un canal de propagation de 10 MHz. Certains paramètres changent par rapport à un système de type DVB- T. En particulier :

Fréquence d'échantillonnage Fs = 15,36 MHz Le temps symbole OFDM/OQAM devient égal à FFT/Fs * ¹ A = 66,67 μs. La largeur de bande d'une sous-porteuse devient égale à 7,5 kHz. Le temps de cohérence devient égal à 53 symboles OFDM/OQAM. La bande de cohérence devient égale à 27 sous-porteuses en fréquence.

Le canal est considéré comme sensiblement constant sur la bande de cohérence et le temps de cohérence. En prenant des blocs de ¹ A du temps de cohérence ou de Vz de la bande de cohérence il est donc raisonnablement de considérer que le canal est constant sur un bloc en temps ou sur un bloc en fréquence.

Dans le cas de l'exemple retenu ceci conduit à : à des blocs de 26 symboles en temps, dans le cas de codage espace-temps avec des symboles successifs en temps. La proportion de données D2 à protéger par un code correcteur d'erreur plus puissant est donc de 2/13 ~ 15,4 % en prenant une répartition des symboles D2 sur uniquement les deux colonnes extérieures d'un bloc. à des blocs de 7 en fréquence, dans le cas de codage espace-temps avec des symboles successifs en fréquence. La proportion de données D2 à protéger par un code correcteur d'erreur plus puissant est donc de 2/13 ~ 15,4 % en prenant une répartition des symboles D2 sur uniquement les deux lignes extérieures d'un bloc.